專利名稱：Dc/ac并網逆變電路及功率因數調節(jié)方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種并網逆變電路及控制方法，尤其是一種高轉換效率、低諧波失真度的，同時可進行功率因數調節(jié)的DC/AC并網逆變電路及調節(jié)方法。
背景技術：
在并網逆變電路的作用是將直流電壓變換成正弦交流電，并實現并網供給用電設備使用。高效率、低諧波失真度是該項技術的關鍵指標；在并網發(fā)電時，也需要根據電力調度指令調整功率因數。目前存在的并網逆變器技術多采用四管全橋電路結構，如圖2所示，采用雙極性調制方式或單極性調制方式。雙極性調制電路中，四個開關管(虛線框中所示)都以較高開關頻率工作，開關管的損耗較大，影響效率，并且存在較大的開關噪聲和電流紋波幅值。單極性調制電路中，逆變產生的共模電壓幅值變化較大，由此產生的共模電流隨著開關頻率的增加線性增大，諧波失真較嚴重。。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是克服現有技術中存在的不足，提供一種DC/AC并網逆變電路，在功率因數為1的工作條件時，僅使用一顆高頻開關管實現調制，有效降低了高頻開關損耗、 提高了轉換效率；在功率因數不為1的工作條件時，僅有兩顆高頻開關管工作，能夠同時實現逆變、并網及功率因數控制，是具有很強過載能力的并網逆變電路，能廣泛用于風力、太陽能并網逆變器、微網逆變器等并網電源和逆變器電源技術應用領域，同時能滿足功率因數調節(jié)的要求。本發(fā)明采用的技術方案為一種DC/AC并網逆變電路，包括增強型降壓斬波電路、 可控硅換相電路、逆變電流采樣電路、電壓電流檢測電路、可控硅換相控制電路以及SPWM 控制電路。在需要功率因數調節(jié)時若逆變器輸出有功功率，增強型降壓斬波電路只有一個功率開關處于SPWM調制狀態(tài)，另外一個功率開關處于常開狀態(tài)；若逆變器進行無功功率調節(jié)，兩個功率開關均處于開關狀態(tài)。所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關Ql (M0SFET或IGBT)、功率開關Q2 (MOSFET或IGBT)，二極管Dl、二極管D2，電感Ll和電容Cl，功率開關Ql漏極(或集電極)與直流電源正極和二極管D2陰極相接，其源極(或發(fā)射極)與電感Ll 一端和二極管Dl陰極相接，功率開關管Q2漏極(或集電極)與二極管D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中單向可控硅S2、S4的陰極相接，其源極(或發(fā)射極)與二極管Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll 的一端與Ql的源極(或發(fā)射極)、二極管Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控硅陽極和Cl的一端相接。所述的可控硅換相電路包括4個單向可控硅S 1^4，可控硅Sl與可控硅S2組成串聯(lián)組，可控硅S3與可控硅S4組成串聯(lián)組，兩個串聯(lián)組相并聯(lián)，可控硅Sl與可控硅S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控硅S2與可控硅S4的陰極相接，作為低電壓輸出端?？煽毓鑃l與可控硅S2的連接點和可控硅S3與可控硅S4的連接點分別作為單相交流輸出端， 接向單相電網或交流負載?？煽毓鑃l與可控硅S4的驅動信號為一組，可控硅S2與可控硅 S3的驅動信號為一組，導通時間各占半個工頻周期。所述功率開關Ql、功率開關Q2為高頻開關管，選用器件為MOSEFT或IGBT，功率開關Ql采用SPWM控制。所述可控硅S1 S4為低頻開關管，選用器件為單向可控硅SCR或IGBT。所述的功率因數調節(jié)，當逆變器輸出有功功率時，增強型降壓斬波電路只有功率開關Ql處于SPWM調制狀態(tài)，使另外一個功率開關Q2處于常開狀態(tài)，在Ql關斷時，與二極管D1、電感Ll構成續(xù)流回路。所述的功率因數調節(jié)，當逆變器進行無功功率調節(jié)時，QU Q2需同時進行開關，當 Ql、Q2同時關斷時，D2、C2、DULl與換向電路構成續(xù)流回路，實現無功功率的控制。本發(fā)明的增強型降壓斬波電路完成正弦半波調制和功率因數調節(jié)。電路中開關管 Ql采用SPWM控制見圖4，將直流母線C2的直流電能轉換為正弦半波；通過調整兩組可控硅整理器的導通時間，把正弦半波轉成正弦全波；通過調整Q2的導通方式，實現功率因數調節(jié)功能。本發(fā)明的優(yōu)點是
整個電路中只有增強型降壓斬波電路中的兩個高頻開關管，且其中一個大部分時間工作在導通模式下，所以開關管的開關損耗很小，逆變效率得到極大提升；
可控硅換相電路中采用的四個工頻可控硅過載能力強，大大增強系統(tǒng)穩(wěn)定性，器件開關損耗和導通損耗小，提高了系統(tǒng)效率，器件成本低，能夠大幅的降低系統(tǒng)的成本，有利于新能源并網逆變器的推廣普及；
可控硅換相電路中，逆變產生的共模電壓恒定，由此產生共模電流接近零，能有效的抑制共模電流，降低了系統(tǒng)傳導損耗，保證逆變電流的品質。增強型降壓斬波電路中在傳統(tǒng)的Buck電路的基礎上增加一個開關管和一個二極管，可以實現功率因數調節(jié)，可滿足日益增長的功率因數可調節(jié)的需求。增強型降壓斬波電路和換相電路的巧妙配合，實現了直流輸入和交流輸出的共模抑制，有效的降低了 EMI。


圖1是本發(fā)明電路組成示意圖。圖2是常規(guī)四管全橋逆變電路原理圖。圖3是本發(fā)明的電路原理圖。圖4是本發(fā)明的SPWM信號發(fā)生示意圖。圖5是本發(fā)明電路驅動時序圖。圖6是本發(fā)明第一象限Ql導通等效圖。圖7是本發(fā)明第一象限Ql關斷等效圖。圖8是本發(fā)明第二象限Q1、Q2導通等效圖。
圖9是本發(fā)明第二象限Q1、Q2關斷等效圖。圖10是本發(fā)明第三象限Ql導通等效圖。圖11是本發(fā)明第三象限Ql關斷等效圖。圖12是本發(fā)明第四象限Q1、Q2導通等效圖。圖13是本發(fā)明第四象限Q1、Q2關斷等效圖。
具體實施例方式如圖1、圖3、圖4、圖5所示，DC/AC并網逆變電路，包括增強型降壓斬波電路、可控硅換相電路、逆變電流采樣電路、電壓電流檢測電路、可控硅換相控制電路以及SPWM控制電路。所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關Ql (M0SFET或IGBT)、功率開關Q2 (MOSFET或IGBT)，二極管Dl、二極管D2，電感Ll和電容Cl，功率開關Ql漏極(或集電極)與直流電源正極和二極管D2陰極相接，其源極(或發(fā)射極)與電感Ll 一端和二極管Dl陰極相接，功率開關管Q2漏極(或集電極)與二極管D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中單向可控硅S2、S4的陰極相接，其源極(或發(fā)射極)與二極管Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll 的一端與Ql的源極(或發(fā)射極)、二極管Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控硅陽極和Cl的一端相接。所述的可控硅換相電路包括4個單向可控硅S 1^4，可控硅Sl與可控硅S2組成串聯(lián)組，可控硅S3與可控硅S4組成串聯(lián)組，兩個串聯(lián)組相并聯(lián)，可控硅Sl與可控硅S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控硅S2與可控硅S4的陰極相接，作為低電壓輸出端?？煽毓鑃l與可控硅S2的連接點和可控硅S3與可控硅S4的連接點分別作為單相交流輸出端， 接向單相電網或交流負載?？煽毓鑃l與可控硅S4的驅動信號為一組，可控硅S2與可控硅 S3的驅動信號為一組，導通時間各占半個工頻周期。如圖5所示，按電壓與電流的方向，可將每個工頻周期分為4個階段第一象限，輸出電壓大于零，輸出電流大于零；第二象限，輸出電壓小于零，輸出電流大于零；第三象限， 輸出電壓小于零，輸出電流小于零；第四象限，輸出電壓大于零，輸出電流小于零。圖5中給出了各個象限中功率開關管Ql、Q2，可控硅SfS4的驅動信號。下面結合圖例對各個階段做進一步說明。1.第一象限，輸出電壓大于零，輸出電流大于零。輸出電流大于零，Si、S4導通，Q2始終處于導通狀態(tài)，開關管Ql由SPWM輸出信號控制。當Ql導通時，等效圖見圖6，直流源通過電感Ll向外傳遞能量，忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus - Uout大于零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流回路是如圖中箭頭所示。當Ql關斷時，等效圖見圖7，電感繼續(xù)向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Uout小于零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流回路如圖中箭頭所示。2.第二象限，輸出電壓小于零，輸出電流大于零。
輸出電流大于零，Si、S4導通，開關管Ql和Q2由SPWM輸出信號控制。當Ql、Q2同時導通時，等效圖見圖8，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus - Uout大于零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流回路是如圖中箭頭所示。當Ql、Q2同時關斷時，等效圖見圖9，電感繼續(xù)向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Ubus-Uout小于零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流回路如圖中箭頭所示。
3.第三象限，輸出電壓小于零，輸出電流小于零。輸出電流小于零，S2、S3導通，Q2始終處于導通狀態(tài)，開關管Ql由SPWM輸出信號控制。當Ql導通時，等效圖見圖10，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus + Uout大于零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流回路是如圖中箭頭所示。當Ql關斷時，等效圖見圖11，電感繼續(xù)向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Uout小于零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流回路如圖中箭頭所示。4.第四象限，輸出電壓大于零，輸出電流小于零。輸出電流小于零，S2、S3導通，開關管Ql和Q2由SPWM輸出信號控制。當Ql、Q2同時導通時，等效圖見圖12，直流源通過電感Ll向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = Ubus + Uout大于零，所以電感電流逐漸增加，電感儲能逐漸增加，電流回路是如圖中箭頭所示。當Ql、Q2同時關斷時，等效圖見圖13，電感繼續(xù)向外傳遞能量。忽略器件的導通壓降，電感兩端電壓UL = -Ubus+Uout小于零，所以電感電流逐步減小，存儲的能量逐步降低，電流回路如圖中箭頭所示。
權利要求
1.一種DC/AC并網逆變電路，其特征在于包括增強型降壓斬波電路、可控硅換相電路、 逆變電流采樣電路、電壓電流檢測電路、可控整流器換相控制電路以及SPWM控制電路。
2.根據權利要求1所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述的增強型降壓斬波電路包括功率開關管Q1、功率開關管Q2，二極管D1、二極管D2，電感Ll和電容Cl，功率開關管Ql的漏極或集電極與直流電源正極和二極管D2陰極相接，其源極或發(fā)射極與電感Ll 一端和二極管Dl陰極相接，功率開關管Q2的漏極或集電極與二極管D2陽極、電容Cl的一端、換相電路中可控硅S2、可控硅S4的陰極相接，其源極或發(fā)射極與二極管Dl的陽極、直流電源負極相接，電感Ll的一端與功率開關管Ql的源極或發(fā)射極、二極管Dl陰極相接，另一端與換向電路中單向可控硅陽極和電容Cl的一端相接。
3.根據權利要求1所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述的可控硅換相電路包括4個單向可控硅SfS4，可控硅Sl與可控硅S2組成串聯(lián)組，可控硅S3與可控硅S4組成串聯(lián)組，兩個串聯(lián)組相并聯(lián)，可控硅Sl與可控硅S3的陽極相接，作為高電壓輸入端，可控硅S2與可控硅S4的陰極相接，作為低電壓輸出端。
4.根據權利要求3所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述可控硅Sl與可控硅 S2的連接點和可控硅S3與可控硅S4的連接點分別作為單相交流輸出端，接向單相電網或交流負載。
5.根據權利要求3所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述可控硅Sl與可控硅 S4的驅動信號為一組，可控硅S2與可控硅S3的驅動信號為一組，導通時間各占半個工頻周期。
6.根據權利要求2所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述功率開關管Q1、功率開關管Q2為高頻開關管，選用器件為MOSEFT或IGBT，功率開關管Ql采用SPWM控制。
7.根據權利要求3所述的DC/AC并網逆變電路，其特征在于所述可控硅SfS4為低頻開關管，選用器件為單向可控硅SCR或IGBT。
8.—種如權利要求1 一 7所述的DC/AC并網逆變電路的功率因數調節(jié)方法，其特征在于當逆變器輸出有功功率時，增強型降壓斬波電路只有功率開關管Ql處于SPWM調制狀態(tài)，使另外一個功率開關管Q2處于常開狀態(tài)，當功率開關管Ql關斷時，功率開關管Q2與二極管D1、電感Ll構成續(xù)流回路。
9.一種如權利要求1 一 7所述的DC/AC并網逆變電路的功率因數調節(jié)方法，其特征在于當逆變器進行無功功率調節(jié)時，功率開關管Q1、功率開關管Q2需同時進行開關，當功率開關管Q1、功率開關管Q2同時關斷時，二極管D2、電容C2、二極管D1、電感Ll與換向電路構成續(xù)流回路，實現無功功率的控制。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種DC/AC并網逆變電路及功率因數調節(jié)方法，包括增強型降壓斬波電路和可控硅工頻換相電路，其中增強型降壓斬波電路包括SPWM調制的功率開關管、雙續(xù)流二極管、功率因數調節(jié)功率開關管、電感和電容。通過調節(jié)增強型降壓斬波電路中高頻開關管的占空比，將直流電能轉換為正弦半波；通過調整功率因數調節(jié)功率開關管的導通方式，可以實現功率因數調節(jié)。由4個低頻可控硅組成的換相電路對直流正弦半波進行換相，得到正弦全波，完成從直流到正弦交流的逆變。本新型并網逆變電路與常規(guī)的全橋并網逆變電路相比，結構簡單，抗過流能力強，穩(wěn)定性高，高頻管數目減少接近一半，逆變效率高，成本低。在開關和換相過程中，逆變的交流輸出產生共模電壓恒定，抑制了共模電流并降低EMI干擾。
文檔編號H02M7/48GK102403922SQ20111043276
公開日2012年4月4日 申請日期2011年12月21日 優(yōu)先權日2011年12月21日
發(fā)明者孫立峰, 徐鵬飛, 牟英峰 申請人:牟英峰