專利名稱：一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法，尤其是針對大
容量并聯(lián)型有源濾波器裝置。本發(fā)明專利的技術(shù)主要用于大容量有源濾波器裝置啟動，并 網(wǎng)和負(fù)載切換等動態(tài)過程中對直流母線電壓穩(wěn)定度要求較高的場合。屬于有源電力濾波器 技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
近年隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展和電網(wǎng)中非線性負(fù)載的激增，電網(wǎng)電壓和 電流波形畸變嚴(yán)重，導(dǎo)致電網(wǎng)中的諧波水平不斷升高。由于并聯(lián)型有源電力濾波器非常適 合補償電網(wǎng)中的諧波和無功電流，因此近年來得到了廣泛地研究和使用。
三相三線并聯(lián)型有源濾波器(SAPF)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。其中帶有串聯(lián)電 阻和電感的三相二極管整流橋作為非線性負(fù)載；一個電壓源型的逆變器(voltage source inverter, VSI)通過輸出濾波器連接到電網(wǎng)，二者構(gòu)成并聯(lián)型有源濾波器。圖中Ug為電源 相電壓，Lg為電源側(cè)內(nèi)感，Li為負(fù)載側(cè)進(jìn)線電感，Cd。為直流母線電容，RL為阻感負(fù)載，Lp1^ 和C構(gòu)成LCL輸出濾波器，Rd為阻尼電阻，i。 i2分別為負(fù)載電流和補償電流，us為電網(wǎng)電 壓，udc為直流電壓。 在實際應(yīng)用中，無論并聯(lián)型APF工作于啟動過程或是正常運行過程，直流電壓控 制都是非常重要的。 一方面，由于大容量并聯(lián)型APF的交流側(cè)濾波電感通常很小，因此在啟 動過渡過程中將產(chǎn)生很大的沖擊電流，同時引起直流電容電壓的大幅過沖或跌落。另一方 面，在正常運行過程中，由于直流側(cè)和交流側(cè)的能量交換將導(dǎo)致直流側(cè)電壓波動，特別在負(fù) 載切換時將導(dǎo)致直流電壓大幅波動，嚴(yán)重時將威脅開關(guān)器件的安全。因此，在啟動，并網(wǎng)和 負(fù)載切換等動態(tài)過程中對直流母線電壓的控制是十分必要的。 對電壓環(huán)進(jìn)行軟啟動最常用的方法有直流電壓指令緩增法，恒定有功電流充電
法，變PI參數(shù)法和模糊控制法。然而，這些方法通常都比較復(fù)雜且需要電流環(huán)和電壓環(huán)的
同時工作。另外，在電壓環(huán)軟啟動后通常沒有并網(wǎng)沖擊抑制措施。通常因此有必要設(shè)計一 種簡單有效的軟啟動和沖擊抑制方法。 在正常運行過程中，傳統(tǒng)的直流側(cè)電容電壓調(diào)節(jié)采用不控整流橋進(jìn)行穩(wěn)壓，然而 這種方法將導(dǎo)致直流電壓跟隨電網(wǎng)電壓波動而且大大增加了系統(tǒng)成本?，F(xiàn)在采用最多的方 法是反饋直流電壓，利用PI控制器對其進(jìn)行調(diào)節(jié)。這種方法能獲得很好的穩(wěn)態(tài)跟蹤性能， 但是在負(fù)載切換過程中的動態(tài)性能不夠理想，直流電壓波動過大。而且，由于PI控制器無 法有效抑制直流側(cè)的電壓諧波，這些電壓諧波將干擾電流內(nèi)環(huán)的正常工作，惡化補償效果。 有的文獻(xiàn)提出了一種模糊控制策略，該控制策略能獲得比PI控制器更好的穩(wěn)態(tài)性能且易 于設(shè)計，然而其動態(tài)性能也不能令人滿意。其他的一些控制策略如自適應(yīng)濾波器、非線性 PID控制器等在實際應(yīng)用中非常難于設(shè)計。中國發(fā)明專利(專利號為02153872. 7，名稱為 "有源電力濾波器的變流器直流側(cè)電壓閉環(huán)控制方法和系統(tǒng)")公開的一種直流側(cè)電壓控制 方法，能夠克服數(shù)字式控制器延時對直流電壓控制的影響，但并未解決動態(tài)過程中直流電
3壓控制的一些核心問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明目的是提供一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法，其目的 是提供一種動態(tài)直流母線電壓控制方法能保證大容量有源濾波器裝置在啟動，并網(wǎng)和負(fù)載 切換等動態(tài)過程中對直流母線電容電壓都保持很高的穩(wěn)定度。 為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直 流電壓的控制方法，其特征在于 步驟1、來自電網(wǎng)的充電電流經(jīng)接觸器、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控 整流橋?qū)χ绷鱾?cè)電容進(jìn)行預(yù)充電； 步驟2、所述不控整流橋下橋臂的開關(guān)由控制器發(fā)出的脈沖信號關(guān)斷，該不控整流 橋上橋臂的開關(guān)在控制器發(fā)出的開關(guān)脈沖信號控制下開啟，該開關(guān)脈沖信號的占空比從O 線性地增加到一個固定值；然后以該固定值對直流電容持續(xù)充電； 步驟3、將下橋臂的開關(guān)與上橋臂的開關(guān)同時關(guān)斷，充電電流流在電網(wǎng)電壓和所述 網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感共同作用下，將存儲在所述網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感中的能量通過 所述不控整流橋的反并二極管以充電電流形式向直流側(cè)電容轉(zhuǎn)移，直到直流側(cè)電容的電壓 達(dá)到期望電壓值； 步驟4、將電流環(huán)中PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸出 值； 步驟5、將電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)Gn(s)計算后與所述電流環(huán)中PI控制內(nèi)環(huán)中PI控 制器的輸出值相加，相加后的值通過d-q反變換形成一組調(diào)制信號，該調(diào)制信號與控制器 內(nèi)部的三角波調(diào)制信號相比較得出一組P麗脈沖信號，該P麗脈沖信號控制不控整流橋中 的開關(guān)，從而輸出與電網(wǎng)電壓大小和相位基本相同用于抑制直流側(cè)電容電壓波動的三相交 流電壓;Gn(S)公式如下 G ——-^- 由系統(tǒng)參數(shù)Li為電感，單位為mH;C為電容，單位為uF;Rd阻尼電阻，單位為Q ;
步驟6、位于電流環(huán)中重復(fù)控制外環(huán)內(nèi)設(shè)置重復(fù)控制器，并在該重復(fù)控制外環(huán)中將 該重復(fù)控制器延遲一定的特征時間以推遲該重復(fù)控制器的投入時間，該特征時間應(yīng)該大于 并網(wǎng)沖擊的持續(xù)時間且大于半個基波周期時間。 步驟7、在電壓環(huán)內(nèi)通過一個低通濾波器消除電網(wǎng)內(nèi)的電壓諧波。 上述技術(shù)方案中的有關(guān)內(nèi)容解釋如下 1、上述方案中，所述步驟一進(jìn)一步包括以下步驟 步驟1-1、預(yù)充電次接觸器閉合且主接觸器斷開，在電網(wǎng)電壓的作用下，充電電流
先后經(jīng)過預(yù)充電次接觸器、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直
流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值。 步驟l-2、充電穩(wěn)定后，主接觸器合閘閉合，限流電阻Rs和預(yù)充電次接觸器被主
接觸器短路，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電主接觸器、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最
后流入到直流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Udc2。 2、上述方案中，所述期望電壓值為700V。 3、上述方案中，所述不控整流橋由主開關(guān)管和反并二極管組成。
4、上述方案中，述PI控制器初始輸出值為_35或27。 本發(fā)明優(yōu)點是可提高并聯(lián)型有源電力濾波器直流側(cè)電壓在動態(tài)過程中的性能， 基于260kVA三相三線并聯(lián)型有源電力濾波器采用軟啟動和并網(wǎng)沖擊抑制方式，以保證在 啟動和并網(wǎng)過程中直流側(cè)電壓沒有過沖和跌落。另外，基于交流側(cè)和直流側(cè)的功率平衡方 程導(dǎo)出的小信號模型提出了一種新型的直流電壓調(diào)節(jié)器。與傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器相比，該調(diào)節(jié) 器在保證良好的穩(wěn)態(tài)諧波電流的補償精度條件下，能大大改善負(fù)載切換時直流側(cè)電壓的動 態(tài)性能。


附圖1為現(xiàn)有并聯(lián)型有源濾波器結(jié)構(gòu)圖； 附圖2為并聯(lián)型有源濾波器預(yù)充電示意圖； 附圖3a為斬波升壓過程； 附圖3b為斬波升壓過程； 附圖4為電壓前饋的電流環(huán)控制框圖； 附圖5為復(fù)合電流環(huán)控制器； 附圖6為直流側(cè)電壓環(huán)開環(huán)控制框圖； 附圖7為直流側(cè)電壓環(huán)閉環(huán)控制框圖； 附圖8a為不帶控制器和帶PI控制器時M(s)的伯德圖； 附圖8b為帶一階和二階濾波器時M(s)的伯德圖； 附圖9為電壓環(huán)工作原理圖； 附圖10為采用不同控制器時直流側(cè)電壓動態(tài)波形比較； 附圖11采用不同控制器時控制器輸出和補償后電網(wǎng)電流波形比較 附圖12為無沖擊抑制策略時的直流電壓側(cè)波形； 附圖13為帶沖擊抑制策略時的直流電壓側(cè)波形； 附圖14為啟動過程中補償電流和電網(wǎng)電流波形； 附圖15為采用PI控制器時動態(tài)直流電壓波形； 附圖16為采用一階濾波器時動態(tài)直流電壓波形； 附圖17為采用二階濾波器時動態(tài)直流電壓波形； 附圖18為采用PI控制器時電流波形和頻譜圖； 附圖19為采用一階濾波器時電流波形和頻譜圖； 附圖20為采用二階濾波器時電流波形和頻譜圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明作進(jìn)一步描述 實施例一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法，其特征在于
步驟1、來自電網(wǎng)的充電電流經(jīng)接觸器、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控
5整流橋?qū)χ绷鱾?cè)電容進(jìn)行預(yù)充電；該步驟1進(jìn)一步包括以下步驟步驟l-l、預(yù)充電接觸器 KM2閉合且主接觸器KM1斷開，在電網(wǎng)電壓的作用下，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電接觸器KM2、 限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直流電容，直流電壓不斷上 升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Udcl ;步驟l-2、充電穩(wěn)定后，主接觸 器合閘KM1閉合，限流電阻Rs和預(yù)充電接觸器KM2被主接觸器KM1短路，充電電流先后經(jīng) 過預(yù)充電接觸器KM1、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直流電容，直流電 壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Udc2 ;所述不控整流橋由 主開關(guān)管和反并二極管組成。 步驟2、所述不控整流橋下橋臂的開關(guān)由控制器發(fā)出的脈沖信號關(guān)斷，該不控整流 橋上橋臂的開關(guān)在控制器發(fā)出的開關(guān)脈沖信號控制下開啟，該開關(guān)脈沖信號的占空比從O 線性地增加到一個固定值；然后以該固定值對直流電容持續(xù)充電。 步驟3、將下橋臂的開關(guān)與上橋臂的開關(guān)同時關(guān)斷，充電電流流在電網(wǎng)電壓和所述 網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感共同作用下，將存儲在所述網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感中的能量通過 所述不控整流橋的反并二極管以充電電流形式向直流側(cè)電容轉(zhuǎn)移，直到直流側(cè)電容的電壓 達(dá)到期望電壓值；期望電壓值為700V。 步驟4、將電流環(huán)中PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸出 值；所述PI控制器初始輸出值為-35或27。 步驟5、將電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)Gn(s)計算后與所述電流環(huán)中PI控制內(nèi)環(huán)中PI控 制器的輸出值相加，相加后的值通過d-q反變換形成一組調(diào)制信號，該調(diào)制信號與控制器 內(nèi)部的三角波調(diào)制信號相比較得出一組P麗脈沖信號，該P麗脈沖信號控制不控整流橋中 的開關(guān)，從而輸出與電網(wǎng)電壓大小和相位基本相同用于抑制直流側(cè)電容電壓波動的三相交 流電壓;Gn(S)公式如下 G ——-^-
^g2/io+(a d + v艦》+i 由系統(tǒng)參數(shù)1^為電感，單位為mH ;C為電容，單位為uF ;Rd阻尼電阻，單位為Q 。
步驟6、位于電流環(huán)中重復(fù)控制外環(huán)內(nèi)設(shè)置重復(fù)控制器，并在該重復(fù)控制外環(huán)中將 該重復(fù)控制器延遲一定的特征時間以推遲該重復(fù)控制器的投入時間，該特征時間應(yīng)該大于 并網(wǎng)沖擊的持續(xù)時間且大于半個基波周期時間。 步驟7、在電壓環(huán)內(nèi)通過一個低通濾波器消除電網(wǎng)內(nèi)的電壓諧波。
本實施例上述內(nèi)容具體解釋如下。
—、直流側(cè)電容預(yù)充電 預(yù)充電的目的是為了使直流電容電壓由O平緩地上升到一定的電壓值。直流側(cè)電 壓的預(yù)充電過程如圖2所示。它是通過主開關(guān)管的反并二極管組成的不控整流橋來實現(xiàn)。 為了限制電網(wǎng)對直流電容的沖擊電流，在網(wǎng)側(cè)電感L2上串聯(lián)一個合適的限流電阻Rs。由于 電網(wǎng)基波頻率下，交流濾波器電容C的容抗很大，分析是可以認(rèn)為斷路，不予以考慮。
預(yù)充電具體實現(xiàn)方法如下預(yù)充電接觸器KM2閉合且主接觸器KM1斷開，在電網(wǎng)電 壓的作用下，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電接觸器KM2、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不 控整流橋，最后流入到直流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá) 到一個穩(wěn)定值Udcl。充電穩(wěn)定后(即充電電流接近于零)，主接觸器合閘KM1閉合，限流電
6阻Rs和預(yù)充電接觸器KM2被主接觸器KM1短路，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電接觸器KM1 、網(wǎng)側(cè) 電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流 接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Ud。2。
和Ud。2計算如下 由于充電穩(wěn)定之后，流過L1的充電電流幾乎為零，直流電容的電壓值取決于由 Rs山，Rd和C組成的二階電路中交流濾波電容C的電壓有效值。直流電容的電壓值可以如 下計算(i) 其中，U^， Xc， Ug分別表示串入限流電阻且充電穩(wěn)定后的直流電容電壓值，交流濾 波電容C的容抗值，電網(wǎng)電壓有效值。 ^fc2=A^"g (2)
為了不產(chǎn)生過大的電壓階躍沖擊，通常要求 Udcl > 0. 9Udc2. (3) 限流電阻的最大值可以由式(3)確定，最小值取決于預(yù)充電過程中變流器的開關(guān)
管IGBT可以接受的最大沖擊電流。 具體如下實際系統(tǒng)的參數(shù)如下Xc = 26. 54 Q ，Udc2 = 537. 32，Udcl > 483. 59V，可 以得到Rs《12. 85Q 。根據(jù)充電瞬間各元件抗沖擊電流的能力并保留一定裕量，最大可以 接受的沖擊電流取為IOOA，大致計算得到Rs > 220V/100A = 2. 2 Q ?？紤]到上電瞬間對元 件的可靠保護(hù)，盡可能選擇較大一點的電阻值并結(jié)合實際可以采購得到的功率電阻值，最 終Rs取為10 Q 。 二、直流側(cè)電容斬波升壓 直流側(cè)電容預(yù)充電可以使得直流電容電壓上升到U^，如果電網(wǎng)電壓Ug = 380V， Udc2 = 540V，這比系統(tǒng)要求的穩(wěn)態(tài)值700V還有一定差距，通過斬波升壓過程可以實現(xiàn)電容 電壓由540V平緩地上升到700V。 斬波升壓的過程如圖3(a)和(b)所示。由于電網(wǎng)基波頻率下，交流濾波器電容C 的容抗很大，分析是可以認(rèn)為斷路，不予以考慮。網(wǎng)側(cè)電感1^和變流器側(cè)電感1^串聯(lián)形成 形成等效電感L。 斬波升壓的具體實現(xiàn)方法如下通過圖1中的控制器DSP發(fā)出的脈沖信號關(guān)斷三 個下橋臂的2，4，6號IGBT，并給三個上橋臂1，3，5號IGBT施加相同的開關(guān)脈沖信號。下 橋臂的2，4，6號IGBT關(guān)斷，上橋臂1，3，5號IGBT同時開通時的充電電流流向如圖3 (a)所 示。在電網(wǎng)電壓的作用下，充電電流經(jīng)過等效串聯(lián)電感、上橋臂三個IGBT形成閉合回路，充 電電流給等效串聯(lián)電感L蓄能，但不給直流電容充電。下橋臂的2，4，6號IGBT關(guān)斷，上橋 臂1，3，5號IGBT同時關(guān)斷時的充電電流流向如圖3(b)所示。在電網(wǎng)電壓和電感L的共同 作用下，存儲在L中的能量通過1 6號IGBT的反并二極管以充電電流的形式向直流電容 轉(zhuǎn)移，使其直流電壓不斷上升。 三個上橋臂1，3，5號IGBT開關(guān)脈沖信號的占空比從0開始線性地增加到一個固 定值；然后以該固定值對直流電容持續(xù)充電直到控制器DSP檢測到直流電容電壓達(dá)到期望值700V。占空比步進(jìn)及最大占空比根據(jù)實際要求的直流電容充電時間和開關(guān)管能承受的最 大電流調(diào)整。 具體如下通過圖1中的控制器DSP發(fā)出的脈沖信號關(guān)斷三個下橋臂的2，4，6 號IGBT，并給三個上橋臂1，3，5號IGBT施加相同的開關(guān)脈沖信號。三個上橋臂1，3，5號 IGBT占空比步進(jìn)及最大占空比根據(jù)實際要求的直流電容充電時間和開關(guān)管能承受的最大 電流調(diào)整。最大占空比的取值可以在超過死區(qū)占空比的基礎(chǔ)上逐步增加。實際系統(tǒng)死區(qū)時 間0. 0033ms，開關(guān)周期0. 142ms，死區(qū)占空比2. 3 % 。占空比步進(jìn)及最大占空比根據(jù)實驗過 程中的充電時間和交流側(cè)沖擊電流大小調(diào)整，最終最大占空比取為10%，占空比步進(jìn)按每 lms增加1X，即在預(yù)充電穩(wěn)定電壓537V基礎(chǔ)上，占空比從0%每隔lms增加1%直到10%， 然后以10%的固定占空比進(jìn)行斬波升壓，直至直流電壓升至期望值700V。
三、直流側(cè)電容電壓并網(wǎng)沖擊抑制 在直流電壓通過直流側(cè)電容斬波升壓達(dá)到700V之后，系統(tǒng)即將進(jìn)入補償狀態(tài)穩(wěn) 定運行。然而，在裝置開始工作的瞬間，直流側(cè)電壓將大幅波動。通過本專利的沖擊抑制方 法可以實現(xiàn)并網(wǎng)過程中直流電容電壓無沖擊，基本維持在700V。
直流側(cè)電容電壓并網(wǎng)沖擊抑制具體實現(xiàn)方法如下 首先將圖4中的電流環(huán)PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸 出值，初始值的大小可以直接設(shè)為電網(wǎng)電壓的d-q正變換值，也可以通過仿真和實驗確定。
然后，將圖4中的電網(wǎng)電壓通過Gn(s)前饋到電流環(huán)PI控制器的輸出。電網(wǎng)電壓 的采樣值經(jīng)過與Gn (s)的計算后引入到電流環(huán)PI控制器的輸出點，該計算值與電流環(huán)PI 控制器的輸出值相加，相加后的值通過d-q反變換形成一組調(diào)制信號，該調(diào)制信號與控制 器DSP內(nèi)部的三角波調(diào)制信號相比較得出一組P麗脈沖信號，通過這組脈沖信號控制變流 器的6個IGBT開關(guān)管輸出與電網(wǎng)電壓大小和相位基本相同的三相交流電壓。由變流器輸 出的三相交流電源能基本抵消電網(wǎng)電壓，在很大程度上能抑制直流電容電壓波動。
圖4中Gn(s)按如下方法設(shè)計。電網(wǎng)電壓對輸出補償電流的影響可以表示如下 /刺— G l
<formula>formula see original document page 8</formula> (4)



在如下條件滿足情況下，電網(wǎng)電壓的負(fù)面效果可以被完全消除 然而，由于上式中分子階數(shù)大于分母階數(shù)，因此上式在物理上無法實現(xiàn)的?？紤]到 物理實現(xiàn)問題，通常采取在主頻率段內(nèi)實現(xiàn)全補償即可，式(6)可修改為刺==o j/+(c《+7>+i ， ^c a^. (7) 實際中，時間常數(shù)可以取為 Tn = L乂10Rd. (8)
Gn(s)最終的形式可以取為
L0094」 "V; AQ^/KXC^+^/lOA^+l (9) 最后，在包含如圖5所示的重復(fù)控制外環(huán)和PI控制內(nèi)環(huán)的系統(tǒng)中，還應(yīng)進(jìn)一步消除重復(fù)控制器在并網(wǎng)瞬間對誤差累積產(chǎn)生的負(fù)面影響。圖5中重復(fù)控制器的內(nèi)模的傳遞函數(shù)如下式
廣、 — go(z)— 1 一7T^ 一i "'、'-w
1-淑z (10) 其中，Q(z)為略小于1的常數(shù)，本系統(tǒng)中取為0. 9。
有式(10)可以得到內(nèi)模的差分方程 e0 (k) = ei (k)+0.9e0 (k-N) (11) 式(11)表明內(nèi)模在每個基波周期累積輸入誤差信號直到這個誤差小于0.9倍的輸出信號。 在電流環(huán)程序中設(shè)計特定時間的延時程序以推遲重復(fù)控制器的投入時間，在延時過程中，系統(tǒng)只有PI控制內(nèi)環(huán)工作，重復(fù)控制外環(huán)不對系統(tǒng)誤差進(jìn)行任何調(diào)節(jié)。延時時間應(yīng)該大于并網(wǎng)沖擊的持續(xù)時間，通常應(yīng)該大于半個基波周期時間。也可以在電流環(huán)程序中設(shè)計延時程序周期性地緩慢增加圖5中的Q(z)值。在緩慢增加Q(z)的過程中，系統(tǒng)的雙環(huán)均處于工作狀態(tài)，PI控制內(nèi)環(huán)正常工作，重復(fù)控制外環(huán)按照Q(z)大小對誤差進(jìn)行緩慢的弱調(diào)節(jié)，在Q(z)增加到穩(wěn)態(tài)設(shè)定值后，重復(fù)控制外環(huán)也進(jìn)入正常工作狀態(tài)。Q(z)增加的時間通常也應(yīng)該大于半個基波周期時間。 具體如下首先將圖4中的電流環(huán)PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸出值，初始值的大小可以直接設(shè)為電網(wǎng)電壓的d-q正變換值。PI初始值的大小也可以大致可以通過仿真和實驗來確定。先根據(jù)仿真軟件如Matlab中電流環(huán)和電壓環(huán)PI的穩(wěn)態(tài)輸出平均值，確定程序中PI初始值，本系統(tǒng)在額定容量時的dq坐標(biāo)系下的PI初始值分別為-30和25。 d軸的負(fù)初始值代表變流器向電網(wǎng)吸收有功功率以穩(wěn)定直流側(cè)電壓。最終的PI初始值根據(jù)實驗來確定，實驗中PI初始值分別為_35和27。然后，將圖4中的電網(wǎng)電壓通過Gn(s)前饋到電流環(huán)PI控制器的輸出?？紤]到物理實現(xiàn)問題，通常采取在主頻率段內(nèi)實現(xiàn)全補償即可，Gn(s)最終的形式可以取為 4C /lO+(C^+V賺》+l (16) 由系統(tǒng)參數(shù)L! = 0. 056mH， C = 120uF， Rd = 0. 1 Q ，取
Tn = L乂lORd = 5. 6000e-005 由公式(10)可得設(shè)計的Gn(s)",、6.72^009s2 +1.2e-,+1 -5-
6.72e~010 +6.8e"005s+l (17) 如果考慮到簡單方便起見，Gn(s)可以取為1，即實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)全補償。
最后，在電流環(huán)程序中設(shè)計特定時間的延時程序以推遲重復(fù)控制器的投入時間，在延時過程中，系統(tǒng)只有PI控制內(nèi)環(huán)工作，重復(fù)控制外環(huán)不對系統(tǒng)誤差進(jìn)行任何調(diào)節(jié)。延時時間應(yīng)該大于并網(wǎng)沖擊的持續(xù)時間，通常應(yīng)該大于或等于半個基波周期時間，本系統(tǒng)設(shè) 計延遲10ms。也可以在電流環(huán)程序中設(shè)計延時程序周期性地緩慢增加圖5中的Q(z)值。 在緩慢增加Q(z)的過程中，系統(tǒng)的雙環(huán)均處于工作狀態(tài)，PI控制內(nèi)環(huán)正常工作，重復(fù)控制 外環(huán)按照Q(z)大小對誤差進(jìn)行緩慢的弱調(diào)節(jié)，在Q(z)增加到穩(wěn)態(tài)設(shè)定值后，重復(fù)控制外環(huán) 也進(jìn)入正常工作狀態(tài)。Q(z)增加的時間通常也應(yīng)該大于半個基波周期時間。本系統(tǒng)中Q(z) 在10ms內(nèi)從0. 5周期性地增加到0. 9。
四、直流側(cè)電容電壓快速恢復(fù) 通過直流側(cè)電容電壓并網(wǎng)沖擊抑制之后，系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運行，直流電壓維持穩(wěn)定。 然而在負(fù)載切換過程中，直流電容電壓將大幅波動。通過本專利的方法可以實現(xiàn)負(fù)載切換 過程中，直流電容電壓的快速恢復(fù)。 根據(jù)平衡方程可以推導(dǎo)出直流電壓控制的小信號模型如圖6所示。帶控制器F (s)
的電壓環(huán)閉環(huán)控制框圖如圖7所示 系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為
3" — 6乾一3丄/ s [om] = J^F("
^ & . (12) 其中，R為包含LCL濾波器和變流器損耗在內(nèi)的等效電阻，Ip為交流側(cè)有功電流的 有效值。傳統(tǒng)PI控制器的傳遞函數(shù)為
AT F尸/(力二《+二
s . (13) 其中，Kp和Ki分別為電壓環(huán)PI控制器的比例和積分系數(shù)。 不帶控制器和帶PI控制器時系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)M(s)的伯德圖分別如圖8(a)所
示。由8(a)可見，二者的頻率特性曲線很相似，只是低頻增益略有不同。盡管在這兩種情
況下系統(tǒng)的相位裕度都很大，但是高頻部分的衰減性能卻都不理想，不利于抑制環(huán)內(nèi)噪聲。
理想的控制器應(yīng)該同時具備高頻衰減能力，并同時保證足夠的低頻增益。 電壓外環(huán)控制器通過在電流內(nèi)環(huán)的指令信號中加入適當(dāng)?shù)挠泄﹄娏魇沟弥绷鱾?cè)
電壓保持恒定。由于輸出的補償電流為6n±l次諧波電流，直流側(cè)將存在6n次電壓諧波。
電壓環(huán)采用傳統(tǒng)PI控制器時，這些諧波將同樣存在于控制器的輸出，而這將大大干擾電流
環(huán)的正常工作。在電容值較小時，較大的諧波電壓將嚴(yán)重干擾電流環(huán)的正常工作，嚴(yán)重影響
補償精度。 采用一個低通濾波器來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的PI控制器以消除這些電壓諧波似乎是一個可 行的方法。顯然，在具有與PI控制器相同帶寬時，低通濾波器能夠獲得更好的補償精度。 換言之，在保證相同的補償精度條件下，采用低通濾波器時電壓環(huán)的帶寬可以擴大，從而改 善電壓環(huán)的動態(tài)響應(yīng)速度。另外，直流電壓的穩(wěn)態(tài)跟蹤能力可以通過模型內(nèi)部的積分環(huán)節(jié) (1/sCdcUdc)得以保證。 一階和二階低通濾波器容易穩(wěn)定和設(shè)計，可以選擇作為控制器，其 傳遞函數(shù)如下 <formula>formula see original document page 10</formula>〖，《
c2
+ + 尸200 =
— (15) 其中，&和K2分別為一階和二階濾波器的比例系數(shù)，"el和"。2分別是一階和二 階濾波器的截止頻率，l為二階濾波器的阻尼系數(shù)。濾波器的截止頻率取決于設(shè)計要求的 帶寬。增益的設(shè)計應(yīng)該折衷于低頻增益和系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。而阻尼比主要取決于期望的相位 裕度和高頻衰減性能。 電壓環(huán)工作原理圖如圖9所示。圖中，Ucr是直流側(cè)電壓的給定值，Ucf是直流側(cè) 電壓的反饋值。直流側(cè)電容電壓快速恢復(fù)具體實現(xiàn)方法如下 控制器DSP實時采樣圖9中直流電容電壓瞬時值U。f，然后用穩(wěn)態(tài)電壓設(shè)定值U。r減 去Urf，當(dāng)Urf比U 小時，經(jīng)一階或二階濾波器的作用，使得A id為正，由圖9可知經(jīng)過運算 最終得到的指令電流中將含有正的有功電流分量，在這個指令電流的作用下，補償器的主 電路在對諧波電流進(jìn)行補償?shù)耐瑫r，將從電網(wǎng)吸取相應(yīng)的有功功率，使得變流器的直流側(cè) 電容電壓上升直至反饋電壓與給定值相同。 反之，當(dāng)U。f比UCT大時，經(jīng)一階或二階濾波器的作用，使得A id為負(fù)，經(jīng)過運算最 終得到的指令電流中將含有負(fù)的有功電流分量，在這個指令電流的作用下，補償器的主電 路在對諧波電流進(jìn)行補償?shù)耐瑫r，將向電網(wǎng)釋放相應(yīng)的有功功率，使得變流器的直流側(cè)電 容電壓下降直至反饋電壓與給定值相同。 具體如下一階和二階低通濾波器容易穩(wěn)定和設(shè)計，可以選擇作為控制器，其傳遞 函數(shù)如公式(7)和(8)所示。在本系統(tǒng)中，一階濾波器的截止頻率和增益設(shè)為85Hz，3，二 階濾波器的截止頻率、增益和阻尼比分別設(shè)為66Hz、3和2。帶一階濾波器和二階濾波器 時M(s)的伯德圖分別如圖8(b)所示。由圖8(b)可見，二者在高頻段分別以-20dB/dec 和-40dB/dec對直流側(cè)電壓諧波衰減。二者的相位裕度分別為45。和30° ，這對于整個系 統(tǒng)的穩(wěn)定來說是足夠的。另外，相對于一階濾波器來說，二階濾波器具有更高的高頻衰減 率，有利于獲得更好的補償效果。然而，二階濾波器的帶寬略低，因此響應(yīng)速度會相應(yīng)地慢 一點?？偟膩碚f，雖然采用一階和二階濾波器時系統(tǒng)的相位裕度比PI時低，但是它們能獲 得更好的直流電壓控制性能。采用不同控制器時系統(tǒng)的主要性能比較如表1所示。
表1采用不同控制器時系統(tǒng)的主要性能比較
\^ 主要 控制器^\相位裕 度截止頻 率衰減倍 率
不帶控制器85。30HzOdb/dec
PI控制器80。40HzOdb/dec
一階濾波器45。85 Hz-20dB/de c
二階濾波器30。66 Hz-40dB/de c
五、仿真結(jié)果 實驗主電路參數(shù)如下Ud
7Q0V， Cdc = 5mF， L！ = 0. 056mH， L2 = 0. 020mH， C
11120uF，Rd = 0. 10hm，ug = 380， fg = 50Hz，開關(guān)頻率fs = 7kHz，額定容量Sc = 260kVA。所 有控制方法都基于控制器TMS320F2812DSP實現(xiàn)。 根據(jù)系統(tǒng)主電路參數(shù)和設(shè)計結(jié)果，在Matlab7. 1上對系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗證。圖10為 正常運行時，負(fù)載由100%切換到50%和負(fù)載由50%切換到100%時直流電壓的動態(tài)波形。
由圖10可見，新型控制器能夠獲得比PI控制器更好的動態(tài)性能。在負(fù)載擾動的 情況下，新型控制器能夠以很快的動態(tài)響應(yīng)速度消除直流側(cè)的電壓誤差。當(dāng)采用PI控制 器、一階濾波器和二階濾波器時，直流側(cè)電壓的最大波動分別為80V、50V和60V。仿真結(jié)果 與圖8和圖9中伯德圖的分析結(jié)果相一致。 圖11為分別采用PI控制器、一階濾波器和二階濾波器時，電壓環(huán)控制器的輸出波 形(上)和補償后電網(wǎng)電流波形(下)。根據(jù)圖中的仿真結(jié)果，在采用新型的控制器后，直 流側(cè)的電壓諧波得到了很好的抑制，這對于改善網(wǎng)側(cè)電流波形非常有利。當(dāng)采用PI控制 器、一階濾波器和二階濾波器時，電網(wǎng)電流的THD分別為4. 27%、3. 72%和3. 23%。
六、實驗結(jié)果 為了驗證所提出的控制方法，對如圖1所示的三相三線并聯(lián)型有源濾波器進(jìn)行實 驗。所有控制方法都基于數(shù)字信號處理器TMS320F2812DSP實現(xiàn)。圖12和圖13分別示出 啟動和并網(wǎng)過程中不采用和采用沖擊抑制策略時直流側(cè)電壓波形。在裝置輸出補償電流瞬 間，圖12中的直流電壓波動約為50V，而圖13中的直流電壓平穩(wěn)地上升到期望值，電壓波動 很小。圖14為裝置輸出補償電流前后的電網(wǎng)電流和補償電流波形。由圖可見，并網(wǎng)瞬間的 沖擊電流很小，并且實驗過程中發(fā)現(xiàn)該沖擊電流并不會隨著輸出補償電流的增加和增加。 實驗結(jié)果表明本系統(tǒng)實現(xiàn)了軟啟動，啟動過程中保證了不存在電壓和電流的沖擊。
圖15、圖16和圖17分別為采用PI控制器、一階濾波器和二階濾波器時，交流耦合 下測得的直流側(cè)電壓波形。由圖可見，當(dāng)負(fù)載增加時，新型控制器能減小直流電壓的跌落。 圖18、圖19和圖20分別為采用PI控制器、一階濾波器和二階濾波器時，電網(wǎng)電流波形及其 頻譜。采用PI控制器、一階濾波器和二階濾波器時電網(wǎng)電流THD分別為4. 86%、4. 12%和 3. 73%。 上述實施例只為說明本發(fā)明的技術(shù)構(gòu)思及特點，其目的在于讓熟悉此項技術(shù)的人 士能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)以實施，并不能以此限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡根據(jù)本發(fā)明 精神實質(zhì)所作的等效變化或修飾，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法，其特征在于步驟1、來自電網(wǎng)的充電電流經(jīng)接觸器、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋?qū)χ绷鱾?cè)電容進(jìn)行預(yù)充電；步驟2、所述不控整流橋下橋臂的開關(guān)由控制器發(fā)出的脈沖信號關(guān)斷，該不控整流橋上橋臂的開關(guān)在控制器發(fā)出的開關(guān)脈沖信號控制下開啟，該開關(guān)脈沖信號的占空比從0線性地增加到一個固定值；然后以該固定值對直流電容持續(xù)充電；步驟3、將下橋臂的開關(guān)與上橋臂的開關(guān)同時關(guān)斷，充電電流流在電網(wǎng)電壓和所述網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感共同作用下，將存儲在所述網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感中的能量通過所述不控整流橋的反并二極管以充電電流形式向直流側(cè)電容轉(zhuǎn)移，直到直流側(cè)電容的電壓達(dá)到期望電壓值；步驟4、將電流環(huán)中PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸出值；步驟5、將電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)Gn(s)計算后與所述電流環(huán)中PI控制內(nèi)環(huán)中PI控制器的輸出值相加，相加后的值通過d-q反變換形成一組調(diào)制信號，該調(diào)制信號與控制器內(nèi)部的三角波調(diào)制信號相比較得出一組PWM脈沖信號，該PWM脈沖信號控制不控整流橋中的開關(guān)，從而輸出與電網(wǎng)電壓大小和相位基本相同用于抑制直流側(cè)電容電壓波動的三相交流電壓；Gn(s)公式如下 <mrow><msub> <mi>G</mi> <mi>n</mi></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac> <mrow><msub> <mi>L</mi> <mn>1</mn></msub><msup> <mi>Cs</mi> <mn>2</mn></msup><mo>+</mo><msub> <mi>CR</mi> <mi>d</mi></msub><mi>s</mi><mo>+</mo><mn>1</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>L</mi> <mn>1</mn></msub><msup> <mi>Cs</mi> <mn>2</mn></msup><mo>/</mo><mn>10</mn><mo>+</mo><mrow> <mo>(</mo> <msub><mi>CR</mi><mi>d</mi> </msub> <mo>+</mo> <msub><mi>L</mi><mn>1</mn> </msub> <mo>/</mo> <msub><mrow> <mn>10</mn> <mi>R</mi></mrow><mi>d</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><mi>s</mi><mo>+</mo><mn>1</mn> </mrow></mfrac> </mrow>由系統(tǒng)參數(shù)L1為電感，單位為mH；C為電容，單位為uF；Rd阻尼電阻，單位為Ω；步驟6、位于電流環(huán)中重復(fù)控制外環(huán)內(nèi)設(shè)置重復(fù)控制器，并在該重復(fù)控制外環(huán)中將該重復(fù)控制器延遲一定的特征時間以推遲該重復(fù)控制器的投入時間，該特征時間應(yīng)該大于并網(wǎng)沖擊的持續(xù)時間且大于半個基波周期時間；步驟7、在電壓環(huán)內(nèi)通過一個低通濾波器消除電網(wǎng)內(nèi)的電壓諧波。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于所述步驟一進(jìn)一步包括以下步驟步驟1-1、預(yù)充電次接觸器(KM2)閉合且主接觸器(KM1)斷開，在電網(wǎng)電壓的作用下，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電次接觸器(KM2)、限流電阻、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Udcl。步驟l-2、充電穩(wěn)定后，主接觸器(KM1)合閘閉合，限流電阻Rs和預(yù)充電次接觸器(KM2)被主接觸器(KM1)短路，充電電流先后經(jīng)過預(yù)充電主接觸器(KM1)、網(wǎng)側(cè)電感、變流器側(cè)電感、不控整流橋，最后流入到直流電容，直流電壓不斷上升，直至充電電流接近于零，直流電壓達(dá)到一個穩(wěn)定值Udc2。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于所述期望電壓值為700V。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于所述不控整流橋由主開關(guān)管和反并二極管組成。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于所述PI控制器初始輸出值為-35或27。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種并聯(lián)型有源電力濾波器動態(tài)直流電壓的控制方法，步驟1、來自電網(wǎng)的充電電流對直流側(cè)電容進(jìn)行預(yù)充電；步驟2、所述不控整流橋下橋臂的開關(guān)在控制器發(fā)出的開關(guān)脈沖信號控制下開啟，該開關(guān)脈沖信號的占空比從0線性地增加到一個固定值；步驟3、將下橋臂的開關(guān)與上橋臂的開關(guān)同時關(guān)斷；步驟4、將電流環(huán)中PI控制器置于d-q同步坐標(biāo)系下，并設(shè)置PI控制器初始輸出值；步驟5、將電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)Gn(s)計算后與所述電流環(huán)中PI控制內(nèi)環(huán)中PI控制器的輸出值相加；步驟6、位于電流環(huán)中重復(fù)控制外環(huán)內(nèi)設(shè)置重復(fù)控制器。本發(fā)明保證大容量有源濾波器裝置在啟動，并網(wǎng)和負(fù)載切換等動態(tài)過程中直流母線電容電壓能保持很高的穩(wěn)定度。
文檔編號H02J3/01GK101789600SQ201010100418
公開日2010年7月28日 申請日期2010年1月25日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月25日
發(fā)明者戴民孝, 戴雋文, 王智強, 謝川, 陳嘯宇, 陳國柱 申請人:蘇州華辰電氣有限公司