專利名稱：具有強加的初級調(diào)節(jié)的反激式電源的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及電源(power su卯ly)，并且更具體地，本發(fā)明涉及利用反激式轉(zhuǎn)換器(flyback converter)功率轉(zhuǎn)換技術的交流到直流(ac-to-dc)和/或直流到直流(dc_to_dc)電源。
背景技術：
—般地，反激式轉(zhuǎn)換器是滿足移動電話和使用可再充電電池的其它便攜式電子設備的要求的低成本電源的常用拓撲。在典型的應用中，ac-dc電源從普通的交流電源插座(electrical outlet)接收在100和240伏有效值(rms)之間的輸入。通過控制電路來接通和斷開電源中的開關，以提供可能適合于操作電子設備或者對向電子設備提供電能的電池充電的經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出。輸出通常為小于10伏dc的dc電壓。此外，當電源對電池充電時，通常對來自輸出的電流進行調(diào)節(jié)。 安全機構(gòu)通常要求電源在輸入與輸出之間提供電流隔離(galvanicisolation)。電流隔離防止dc電流在電源的輸入與輸出之間流動。換言之，施加在電源的輸入端子與輸出端子之間的高dc電壓不會在電源的輸入端子與輸出端子之間產(chǎn)生dc電流。對電流隔離的要求是增加電源成本的一個難題。 具有電流隔離的電源必須維持將輸入與輸出從電氣上進行分離的隔離壁壘(isolation barrier)。必須跨越隔離壁壘來傳送能量，以將電能提供給輸出，并且必須跨越隔離壁壘來傳送信號形式的信息以調(diào)節(jié)輸出。電流隔離通常是利用電磁設備和電光設備來實現(xiàn)的。諸如變壓器和耦合電感器(coupled inductor)之類的電磁設備通常被用來在輸入與輸出之間傳送能量，以提供輸出電能，而電光設備通常被用來在輸出與輸入之間傳送信號以控制輸入與輸出之間的能量的傳送。 降低電源成本的努力聚焦在對電光設備及其關聯(lián)電路的消除上。替代解決方案通常使用諸如變壓器或耦合電感器之類的單個能量傳送元件來將能量提供給輸出，并且還獲得控制輸出所需的信息。最低成本的配置通常將控制電路和高電壓開關置于隔離壁壘的輸入側(cè)。控制器根據(jù)對能量傳送元件的繞組處的電壓的觀察來間接地獲得關于輸出的信息。提供信息的繞組也在隔離壁壘的輸入側(cè)上。 有時將隔離壁壘的輸入側(cè)稱為初級側(cè)(primary side)，并且有時將隔離壁壘的輸出側(cè)稱為次級側(cè)(secondary side)。未與初級側(cè)電流隔離的能量傳送元件的繞組也是初級側(cè)繞組，其有時也被稱為初級參考繞組。有時把耦合到輸入電壓并從輸入電壓接收能量的初級側(cè)上的繞組簡稱為初級繞組。向初級側(cè)上的電路遞送能量的其它初級參考繞組可以具有描述其主要功能的名稱，例如偏置繞組或感測繞組。與初級側(cè)繞組電流隔離的繞組是次級側(cè)繞組，有時稱為輸出繞組。

發(fā)明內(nèi)容
—種反激式轉(zhuǎn)換器，包括耦合電感器，包括第一繞組、第二繞組和第三繞組，其
4中，所述第一繞組被耦合到輸入電壓并且所述第二繞組被耦合到功率轉(zhuǎn)換器的輸出；開關 元件，被耦合到所述第二繞組；次級控制電路，被耦合到所述開關元件和所述第二繞組，所 述次級控制電路被耦合來響應于期望輸出值與實際輸出值之間的差異來切換所述開關元 件，以將表示所述期望輸出值與所述實際輸出值之間的差異的電流強加在所述第三繞組 中；初級開關，被耦合到所述第一繞組；以及初級控制電路，被耦合到所述初級開關和所述 第三繞組，所述初級控制電路被耦合來響應于所強加的電流來切換所述初級開關以調(diào)節(jié)所 述功率轉(zhuǎn)換器的輸出。 —種調(diào)節(jié)反激式轉(zhuǎn)換器的輸出的方法，包括響應于實際輸出值與期望輸出值之 間的差異，切換被耦合到與功率轉(zhuǎn)換器的輸出相耦合的耦合電感器的第二繞組的開關元 件；響應于對所述開關元件的切換，強迫電流通過所述耦合電感器的第三繞組；以及響應 于所強加的電流來切換被耦合到所述耦合電感器的第一繞組的初級開關，以調(diào)節(jié)所述反激 式轉(zhuǎn)換器的輸出。


將參考附圖描述本發(fā)明的非限制性和非排他性的實施例，其中，除非以其他方式 指定，否則在各個視圖中類似的標號指代類似的部分。
圖1是根據(jù)本發(fā)明的教導示出了電源的主要特征的示例反激式電源的示意圖。 圖2A和2B示出了根據(jù)本發(fā)明的教導的開關元件的功能等效示例表示。 圖3是根據(jù)本發(fā)明的教導的示出了示例初級控制電路的更多細節(jié)的圖1的反激式
電源的一部分。 圖4是根據(jù)本發(fā)明的教導示出了示例次級控制電路的更多細節(jié)的圖1的反激式電 源的一部分。 圖5是示出了根據(jù)本發(fā)明的教導當在不連續(xù)導通模式中操作時，來自圖1的電源 的示例波形的時序圖。 圖6是示出根據(jù)本發(fā)明的教導當在連續(xù)導通模式中操作時，來自圖1的電源的示 例波形的時序圖。 圖7是示出根據(jù)本發(fā)明的教導用于圖1的反激式電源的示例開關元件和示例次級 控制電路的示意圖。 圖8是示出根據(jù)本發(fā)明的教導用于圖1的反激式電源的帶有另一次級控制電路的 另一開關元件的示例的示意圖。 圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的教導利用帶有次級控制電路的開關元件來調(diào)節(jié)反激式 電源的輸出電壓和輸出電流的反激式電源的一部分的示例。
具體實施例方式
公開了根據(jù)本發(fā)明的與具有強加的初級調(diào)節(jié)(forced primaryregulation)的電 源有關的示例。在下面的描述中，闡述了多個具體細節(jié)以便提供對本發(fā)明的透徹理解。然 而，本領域技術人員將清楚，實現(xiàn)本發(fā)明并不一定要采用這些具體細節(jié)。在其它實例中，未 詳細描述公知的材料或方法，以避免模糊本發(fā)明。 在本說明書中，提及" 一個實施例"、"實施例"、" 一個示例"或"示例"是指結(jié)合實施例描述的特定特征、結(jié)構(gòu)或特性包括在本發(fā)明的至少一個實施例或示例中。因此，在本說明書的各個地方出現(xiàn)的短語"在一個實施例中"、"在實施例中"、"在一個示例中"或"在示例中"不必都指相同的實施例。在一個或多個實施例或示例中，例如可以將特定特征、結(jié)構(gòu)或特性組合為任何適當?shù)慕M合和/或子組合。此外，可以將特定特征、結(jié)構(gòu)或特性包括在集成電路、電子電路、組合邏輯電路或者提供所述功能的其它合適的組件中。另外，將會理解，這里提供的附圖是用于對本領域普通技術人員進行說明的目的的，并且附圖不必按比例繪制。 在電源中用來獲得關于電源輸出的間接信息的一種常見方法依賴于初級繞組處的電壓與電源的輸出的狀態(tài)之間的可預測關系。該方法的困難之處在于不會精確地得知初級繞組處的電壓與電源的輸出處的電壓之間的關系。雖然初級繞組上的電壓近似地與電源的輸出電壓成比例，然而，許多非理想效應導致輸出電壓獨立于初級繞組上電壓而改變。
如將討論的，公開了一種根據(jù)本發(fā)明的教導提供對電源的輸出的精確調(diào)節(jié)的經(jīng)改進方法和裝置。在一個示例中，討論了根據(jù)本發(fā)明的教導的反激式電源，其使能對使用單個能量傳送元件在電源的輸入與輸出之間提供電流隔離的反激式電源的輸出的精確調(diào)節(jié)。
為了進行圖示說明，圖1 一般性地示出了 dc-dc電源100的一個示例的示意圖，dc-dc電源100接收輸入電壓V^ 102以在負載154處產(chǎn)生輸出電壓V。 156和輸出電流I。152。在ac-dc電源的示例中，dc輸入電壓VIN102可以是經(jīng)整流并經(jīng)濾波的ac輸入電壓。輸入電壓V^ 102相對于輸入回路(input return) 108為正的。輸出電壓V。相對于輸出回路(outputret證)150為正的。 圖1的示例電源100是經(jīng)調(diào)節(jié)的反激式轉(zhuǎn)換器。如在所示示例中示出的，電源100的反激式轉(zhuǎn)換器包括能量傳送元件L1132，其是具有三個繞組的耦合電感器。能量傳送元件L1132有時稱為變壓器，因為其繞組上的電壓與每個繞組上的匝數(shù)有關。能量傳送元件L1132包括具有NP匝的輸入繞組128、具有Ns匝的輸出繞組130以及具有NB匝的偏置繞組126。 在所示示例中，能量傳送元件L1132在電源的輸入上的電路與電源輸出上的電路之間提供電流隔離。即，施加在輸入回路108和輸出回路150之間的dc電壓不會產(chǎn)生在輸入回路108和輸出回路150之間流動的dc電流。提供電流隔離的隔離壁壘是繞組之間的電絕緣。輸入繞組128和偏置繞組126在隔離壁壘的初級側(cè)上。輸出繞組130在隔離壁壘的輸出側(cè)上。 如所示示例中示出的，隔離壁壘的初級側(cè)上的開關S1106向應于來自初級控制電路116的驅(qū)動信號114而斷開和閉合。在一個示例中，開關S1106可以是金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)。在另一示例中，開關S1 106可以是雙極結(jié)型晶體管(BJT)。在又一示例中，開關S1106可以是絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)或其它合適的開關。
在一個示例中，初級控制電路116響應于控制端子160處的信號生成驅(qū)動信號114，來控制開關S1 106的切換。初級控制電路116還可以對指示開關S 1106中的電流I。104的值的電流感測信號112進行響應。在本領域中實施的感測開關中的電流的若干方法中的任何方法都可以提供電流感測信號112。 在一個示例中，初級控制電路116斷開和閉合開關S1 106以將電源100的輸出調(diào)節(jié)為所希望的值。輸出可以是電壓、電流或者電壓與電流的組合。圖1的示例電源100在負載154處給出了經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓V。156。負載154接收輸出電流I。 152。 斷開的開關不能傳導電流。閉合的開關可以傳導電流。當開關S1 106閉合時，初
級電流IP 158進入耦合電感器L1132的初級繞組128，將能量存儲在耦合電感器L1132的
磁場中。當開關S1 106閉合時，在輸出繞組130和偏置繞組126中不存在電流。當開關S1
106閉合時，耦合到偏置繞組126的二極管118以及耦合到輸出繞組130的開關元件138阻
止相應繞組中的電流。 當開關S1106斷開時，電流Is 134可以在輸出繞組130中流動，并且電流lB 120可 以在偏置繞組126中流動。當開關S1106斷開后，存儲在耦合電感器L1132中的所有或一 部分能量可以通過繞組126和130被釋放。即，開關S1106閉合時由初級電流Ip 158存儲 在繞組128中的能量在S1106斷開時分別從繞組126和繞組130被傳送到接收電流IB 120 和電流IJ34的電路。電流15 134和Ib 120分別對電容器C1148和C2122充電，以產(chǎn)生相 應的電壓V。 156和Vc 124。在圖1的示例中，電容器C1 148和C2122具有足夠的電容以使 得電壓V。 156和Vc 124基本上為dc電壓。在圖1的示例中，電流IB 120正向偏置整流器 118以對電容器C2122充電。在圖1的示例中，當整流器118傳導電流lB 120時，具有正向 電壓Vp 164。 在所示示例中，電壓Ve 162與電壓、136之間的關系由各個繞組126和130上的 匝數(shù)比來確定。艮P，
Vs 丄、S 與電壓Ve 162和電壓、136之間的固定關系形成對比，各個繞組126和130中的 電流^ 120和15 134與繞組的匝數(shù)無關。而是，電流IB 120和15 134分別由各個繞組處 的電路的性質(zhì)來確定。即，當開關S 1106斷開時，電流Ie 120和15 134可以是任何比率。 任一繞組可以在當開關S1106斷開時的任何時間具有零電流。當開關S1106斷開時，電流 IB 120和IJ34受耦合電感器中剩余的能量的量的限制，但是各個電流可以取不超過該限 制的任何值。因此，根據(jù)本發(fā)明的教導，可以通過利用控制電路在繞組之一處強加電流來按 照需要將所存儲能量引導到任一繞組。 如在圖1所示的示例中示出的，電源100包括根據(jù)本發(fā)明的教導的次級控制電路 146，其操作開關元件138以分配(portion)從耦合電感器132到輸出繞組130和偏置繞組 126的能量的傳送。在示例中，次級控制電路146接收繞組130處的電壓Vs 136作為信號 140并且接收輸出電壓V。 156作為信號144。在示例中，信號140和144傳導可忽略的電 流。根據(jù)本發(fā)明的教導，次級控制電路146產(chǎn)生切換開關元件138的驅(qū)動信號142，以使得 表示輸出電壓V。 156的實際值與輸出電壓V。 156的期望值之間的差異的能量從輸出繞組 130轉(zhuǎn)移(divert)到偏置繞組126。輸出電壓V。 156的期望值是針對特定電源指定的。電 源的設計者通常根據(jù)在次級控制電路146中建立的基準電壓來設置期望的輸出電壓，如稍 后將在此公開中討論的。表示輸出電壓V。 156的實際值與輸出電壓V。 156的期望值之間 的差異的能量可以被認為是誤差信號。 被轉(zhuǎn)移到偏置繞組126的能量由初級控制電路116接收作為控制開關S 1106的 信號，以使得輸出電壓V。 156被調(diào)節(jié)為期望值。S卩，次級控制電路146將表示輸出電壓V。 156的實際值和期望值之間的誤差的能量轉(zhuǎn)移到偏置繞組126。初級控制電路116對包含誤差信號的信息的電流IB 120作出響應。初級控制電路116切換開關S 1106以將輸出電壓V。 156調(diào)節(jié)為期望值，由此減小誤差信號的值。 如在圖1的示例中示出的并且在本公開中稍后將詳細描述的，電容器C2122上的電壓、124由初級控制電路116來調(diào)節(jié)。電壓和匝數(shù)比由設計者選擇，以使得僅當開關元件138操作來將能量轉(zhuǎn)移到偏置繞組126時在偏置繞組126中才存在電流。艮P， VC+VF>》V0 (2)JNS 由初級電流IP 158存儲在初級繞組128中的能量的一小部分不能被傳送到其它繞組，這是因為初級繞組128與耦合電感器的其它繞組之間的磁耦合并不完美。在圖1的示例電源100中，不能傳送到其它繞組的能量由鉗位(clamp)電路110接收，鉗位電路110限制初級繞組128兩端的電壓以保護開關S1106不被過大電壓損壞。 圖2A和圖2B—般地示出了根據(jù)本發(fā)明的教導可以用在圖1的示例電源100中的開關元件138的功能等效示例。如將討論的，開關元件138被耦合以被切換為在端子240和244之間具有等于第一阻抗或第二阻抗的有效阻抗，其中，第一和第二阻抗不同。在一個示例中，端子240和244之間的第一阻抗和第二阻抗都不為零。在一個示例中，阻抗可以是非線性的。 為了進行說明，圖2A示出了由驅(qū)動信號142控制以處于位置1或位置2的單刀雙擲開關SA 205。當開關SA 205在位置1時，在開關元件138的端子240和端子244之間傳遞的電流必須經(jīng)過阻抗Z1210。當開關SA在位置2時，在端子240和端子244之間傳遞的電流必須經(jīng)過阻抗Z2220。 一般地，阻抗Z1210和Z2220可以是包括零和無限大在內(nèi)的任何值，只要阻抗Z1210和Z2220不同即可。在所示示例中，開關元件138的端子240和端子244之間的阻抗對于驅(qū)動信號142的高值和低值必須是不同的。 圖2B圖示出了包括由驅(qū)動信號142控制以處于斷開或閉合狀態(tài)的單刀單擲開關SB 230的示例開關元件138。圖2B還包括阻抗Z3250和Z4255。圖2A和圖2B的配置之間的主要差別在于在圖2B的配置中端子240與端子244之間的阻抗Z3250不被切換。S卩，當幵失Sb 230斷開以及當開關SB閉合時，阻抗Z3250都在端子240與端子244之間。當開關SB230斷開時，在開關元件138的端子240和端子244之間傳遞的所有電流都必須經(jīng)過阻抗Z3250。當開關SB閉合時，在端子240與端子244之間傳遞的電流的一部分可以經(jīng)過阻抗Z3250并且在端子240與244之間傳遞的電流的一部分可以經(jīng)過阻抗Z4255。 一般地，除了Z3250不能為零并且Z4255不能為無限大之外，阻抗Z3250和Z4255可以為任何值，并且它們不必為不同值。 在一個示例中，圖2A和圖2B中的任何阻抗Z1210、Z2220、Z3250以及Z4255可以為非線性的。即，阻抗兩端的電壓可能與流經(jīng)阻抗的電流不成正比。例如，pn結(jié)型二極管可以被認為具有非線性阻抗。肖特基(Schottky) 二極管也可以被認為具有非線性阻抗。
—般地，開關元件138可以是雙向或單向的。雙向開關元件允許在任一方向上傳導電流。單向開關元件允許僅在一個方向上傳導電流。當阻抗Z1210、Z2220、Z3250和Z4255包括二極管時，圖2A和圖2B的開關元件可以是單向的。 圖3更詳細地示出了可以用在圖1的示例電源100中的示例初級控制電路116。如圖所示，示例初級控制電路116包括耦合到邏輯和驅(qū)動電路305的振蕩器310，邏輯和驅(qū)
8動電路305耦合到分路調(diào)節(jié)器(shuntregulator)315。在所示示例中，初級控制電路116在 控制端子160處接收來自偏置繞組126的能量。來自偏置繞組126的能量提供電能來操作 控制電路116。來自偏置繞組126的能量還提供與輸出電壓V。 156的實際值和期望值之間 的差異有關的信息。即，根據(jù)本發(fā)明的教導，偏置繞組126中的電流Ie 120包括用于控制 電路116的供電電流以及誤差信號。 如在示例中所示的，具有值IDD的電流源355表示操作初級控制電路116所需的供 電電流，并且可以包括操作開關S1106所需的電流。在一個示例中，初級控制電路116可以 包括在單片集成電路中。在另一示例中，集成電路可以包括初級控制電路116、開關S 1114 以及電流感測信號112。包括在電源100中的示例集成電路可以是California, San Jose 的Power Integrations公司的T0PSwitch或DPA-Switch系列產(chǎn)品之一。
繼續(xù)圖3所示的示例，初級控制電路116包括分路調(diào)節(jié)器315，其被耦合來將電容 器C2122上的控制電壓V。 124調(diào)節(jié)為期望值。在電源100的操作中，引導至偏置繞組126 的能量大于向初級控制電路126提供電能所需的量。超過向初級控制電路116供電所需的 量的能量被分路調(diào)節(jié)器315以分路電流ISH 320的形式消散。 當控制電壓V。 124被調(diào)節(jié)時，分路電流I^ 320是來自偏置繞組126的電流Ie 120 的平均值與來自電流源355的電流IDD之間的差。以這種方式，分路電流ISH 320表示超過 向初級控制電路116提供電能所需的量的轉(zhuǎn)移到偏置繞組126的能量。由于引導到偏置繞 組126的超過部分的能量表示輸出的實際值與期望值之間的誤差，因此，分路電流I^ 320 表示輸出的實際值與期望值之間的誤差。因此，分路電流I^ 320是誤差電流，并且繞組126 中的電流IB 120的平均值是誤差電流ISH 320與供電電流IDD 355之和。
如在圖3的示例分路調(diào)節(jié)器315中所示的，具有可選的反饋電路Hn340的放大器 330在放大器330的反相輸入端子350處接收所期望的控制電壓Vc124的比例為&的部 分。放大器330在同相輸入端子345處接收基準電壓VKErc。放大器330的輸出驅(qū)動p溝道 M0SFET 325以傳導分路電流ISH 320，以使得反相輸入端子350處的電壓KJC與同相輸入 端子345處的基準電壓V，c基本上相同。因此，控制電壓Vc 124被調(diào)節(jié)為值V，c除以比例 在示例分路調(diào)節(jié)器315中，分路電流ISH 320被電阻器335轉(zhuǎn)換為誤差電壓。邏輯 和驅(qū)動電路305接收來自電阻器335的誤差電壓、來自振蕩器310的定時信號、以及電流感 測信號112，以產(chǎn)生被耦合來控制開關S1106的切換的驅(qū)動信號114。 圖4更詳細地示出了示例次級控制電路146。次級控制電路146包括提供次級誤 差信號415的次級誤差放大器425。在一個示例中，邏輯、定時和驅(qū)動電路410接收次級誤 差信號415和電壓Vs136，以產(chǎn)生用于開關元件138的驅(qū)動信號142。 如圖4的示例所示，次級誤差放大器425包括具有可選的反饋網(wǎng)絡HF2420的運算 放大器430。反相輸入端子440被耦合來接收輸出電壓V。156的比例為K2的部分。放大器 430在同相輸入端子435處接收基準電壓V，。。在本示例中，所期望的輸出電壓是基準電 壓VKEF。除以K2。放大器430的輸出由邏輯、定時和驅(qū)動電路410接收，邏輯、定時和驅(qū)動電 路410被耦合來操作開關元件138在偏置繞組126處產(chǎn)生電流IB120，以使得反相輸入端子 440處的電壓K2V。與同相輸入端子435處的基準電壓VKEF。基本上相同。因此，輸出電壓V。 156被調(diào)節(jié)為值VKEF。除以比例K2。
圖5是示出圖示出了當在不連續(xù)導通模式(DCM)中操作時，圖1中的示例電源100 的操作的波形的時序圖500。當圖1中的電源100在DCM中操作時，在開關S1106斷開期 間，耦合電感器L1132中的所有能量被從電感器L1132中移除。即，當開關S1106最初被閉 合時，不存在剩余能量存儲在耦合電感器L1132中。當圖1中的電源IOO在DCM中操作時， 開關S1106中的電流I。 104在開關S 1106剛剛閉合后具有零值。 圖5的時序圖500中的波形示出了當開關元件138具有圖2A和圖2B的特性并且 阻抗Z1210和Z3250無限大并且阻抗Z2220和Z4255為零時，圖1的電源100的操作。艮P， 當驅(qū)動信號142為高時，開關元件138傳導電流Is 134，而當驅(qū)動信號142為低時，開關元 件138不傳導電流。 圖5示出了完整的開關周期Ts 530。來自初級控制電路116的驅(qū)動信號114在 T。N 505期間為高，這使開關S 1106可以傳導電流I。 104。驅(qū)動信號114在T, 515期間為 低，以防止開關S 1106導通。來自次級控制電路146的驅(qū)動信號142在T。w 505結(jié)束之后 的1\510期間為高，這使開關元件138可以傳導次級繞組130中的電流Is 134。來自次級 控制電路146的驅(qū)動信號142在1\510結(jié)束時變低，以防止開關元件138傳導電流。
在圖5的示例中，當開關元件138傳導來自次級繞組130的電流Is134時，偏置電 流為零，這是因為二極管118被反向偏置。即，當開關元件138導通時，偏置繞組126上的 電壓Ve 162小于控制電壓Vc 124加上正向電壓Vp 164之和。 當驅(qū)動信號142在1\510結(jié)束時變低以減小次級繞組130中的電流Is134時，耦合 電感器L1132中存儲的能量將電流IB 120強加在偏置繞組126中，以使得次級電壓Vs 136 大于輸出電壓V。 156。驅(qū)動信號142保持為低直到T。w 505結(jié)束之后經(jīng)過了L520為止。驅(qū) 動信號在時間T2520結(jié)束時變高，以允許開關元件138再次傳導來自次級繞組130的電流 Isl34，從而將次級電壓、136降低到輸出電壓V。 156，并防止傳導偏置繞組126中的電流 IB 120。當從耦合電感器L1132中移除了所有能量之后，開關元件138在時間tx 525處停 止導通。因此，根據(jù)本發(fā)明的教導，來自次級控制電路146的驅(qū)動信號142在關斷時間T。FF 515的至少一部分中為低，這使得開關元件138減小來自次級繞組130的電流Is 134，以將 電流lB 120強加在偏置繞組126中。在一個示例中，根據(jù)本發(fā)明的教導，次級控制電路146 被耦合來響應于功率轉(zhuǎn)換器的期望輸出值與實際輸出值之間的差異來使得開關元件138 減小來自次級繞組130的電流Is 134。 在圖5的示例中，當所有的存儲能量從耦合電感器L1132移除時，來自次級控制電 路146的驅(qū)動信號142在時間tx 525處變低。如果開關元件138是單向開關元件，則當耦 合電感器L1132中不再有存儲的能量時，來自次級控制電路146的驅(qū)動信號142不必變?yōu)榱恪?圖6是示出圖示出當在連續(xù)導通模式(CCM)中操作時圖1中的電源100的操作的 波形的時序圖600。當圖1中的電源100在CCM中操作時，在開關S1106斷開的整個時間期 間，耦合電感器L1132中存在能量。即，當開關S1106最初閉合時，耦合電感器L1132中存 在能量。當圖1中的電源IOO在CCM中操作時，開關S 1106中的電流在開關S 1106剛剛 閉合后具有大于零的值。 與圖5所示的DCM中的操作類似，圖6示出了在CCM中，驅(qū)動信號142在開關S1106 斷開之后的時間1\610期間為高，這使開關元件138可以傳導電流^ 134。在1\610結(jié)束
10時，開關元件138斷開以減小電流Isl34，以將電流lB 120強加在偏置繞組126中。開關元 件138在從開關S1106斷開時起的時間l620之后閉合以允許Is 134傳導。因此，根據(jù)本 發(fā)明的教導，來自次級控制電路146的驅(qū)動信號142在關斷時間T。FF 515的至少一部分中 為低，這使得開關元件138減小來自次級繞組130的電流Is134，以將電流IB 120強加在偏 置繞組126中。在一個示例中，根據(jù)本發(fā)明的教導，次級控制電路146被耦合來響應于功率 轉(zhuǎn)換器的期望輸出值與實際輸出值之間的差異來使得開關元件138減小來自次級繞組130 的電流Is 134。 從本發(fā)明的教導中受益的其它示例電源可以利用對圖5的示圖500以及圖6的示 圖600進行修改后的時序圖來操作。對于DCM或CCM中的操作，開關元件138可以在開關 S1106斷開期間的任何時間減小或阻止電流Is 134的傳導。S卩，在開關S 1106斷開后開關 元件138斷開的時間可能更接近T。FF 515的開始或更接近T。FF 515的結(jié)尾。開關元件138 可以在開關S1106斷開期間多次減小或阻止電流Is 134的傳導。次級控制器146可以在 T。FF期間按照需要的次數(shù)來斷開和閉合開關元件138，以將足夠的電流IB強加在偏置繞組 126中來調(diào)節(jié)輸出。 圖7示出了用于圖1的電源100的示例次級控制電路146以及示例開關元件138 的細節(jié)。在圖7所示示例中，開關元件138是包括二極管705和n溝道MOSFET 710的單向 開關元件。次級誤差放大器425包括在一個示例中可以是TL431調(diào)節(jié)器等的三端分路調(diào)節(jié) 器750。 TL431調(diào)節(jié)器是包括內(nèi)部基準電壓的常見三端集成電路。當施加到基準端子的外 部電壓超過基準電壓時，TL431在其另外兩個端子處傳導電流。電阻器745和760被耦合 來形成分壓器以將輸出電壓V。 156的比例為K2的部分提供給分路調(diào)節(jié)器750的基準端子 765。在本示例中，所期望的輸出電壓是11431的基準電壓除以1(2。次級誤差信號415是由 來自P即晶體管740的電流在電阻器755上產(chǎn)生的電壓。 如所示示例中示出的，邏輯、定時和驅(qū)動電路410包括耦合到充電二極管730和放 電二極管720的電容器715，放電二極管720耦合到電阻器725，電阻器725耦合到npn晶 體管735。電容器715、充電二極管730和放電二極管720形成了向n溝道M0SFET 710的 柵極提供驅(qū)動信號142的電荷泵，該電荷泵是單向開關元件138的一部分。
在操作時，當次級電壓、136在時間區(qū)間T。w 505期間為負時，電容器715充電。 當次級電壓Vs 136為正時，電容器715通過二極管720、電阻器725和npn晶體管735放電。 當次級電壓、136從負變?yōu)檎龝r，驅(qū)動信號142上存在足夠的電壓來使n溝道M0SFET 710 導通。開關元件138傳導次級電流^ 134，直到npn晶體管735使電容器715充分地放電 以降低驅(qū)動信號142上的電壓從而使n溝道M0SFET 710停止導通為止。在圖7的示例中， 開關元件138在開關周期中僅導通一次。在圖7的示例中，次級誤差信號415越大，就會使 得npn晶體管735使電容器715放電越快，這使得開關元件138在開關S1106斷開后的開 關周期Ts 530中較早地停止導通。 圖8示出另一開關元件與另一次級控制電路的示例，其中，開關元件138是包括n 溝道MOSFET 820和并聯(lián)二極管810的同步整流器。同步整流器有時用來替代開關電源的輸 出繞組中的二極管，這是因為當傳導電流時，MOSFET兩端的電壓可以遠小于二極管兩端的 電壓。同步整流器的較低電壓通過消散比二極管少的能量而提高了效率。在一個示例中， 并聯(lián)二極管810表示n溝道MOSFET 820的內(nèi)部體二極管。在一個示例中，并聯(lián)二極管810是可為肖特基二極管的分立二極管。 在圖8的示例中，次級控制電路146是同步整流器控制器。次級控制電路146向 n溝道MOSFET 820提供驅(qū)動信號830。與圖7的示例中可以通過在次級繞組130與輸出 146之間插入非常高的阻抗來阻止傳導次級電流Is 134的開關元件138相比，圖8的示例 中的開關元件138通過在兩個低值之間改變開關元件138的阻抗來減小次級電流Is 134。 當驅(qū)動信號830為低時，開關元件138具有二極管810的阻抗。當驅(qū)動信號830為高時，開 關元件138具有MOSFET 820的較低阻抗。較高阻抗的二極管810的插入減小了次級電流 Is 134，同時增加了偏置繞組126中的電流IB 120。 圖9示出了反激式電源的一部分的示例，其中，次級控制電路940控制輸出電流I。 152和輸出電壓V。 156，并且驅(qū)動信號930被耦合來控制開關元件138。在本示例中，次級 控制電路940在電流感測電阻器910處以信號144的形式感測輸出電壓V。 156并且以信 號920的形式感測輸出電流I。 152。在圖9的示例中，電流感測電阻器910兩端的電壓是 信號920與信號144之間的差。因此，圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的教導，本發(fā)明的示例教導可 以如何適合于控制作為電壓的輸出或者作為電流的輸出，或者作為電壓和電流的組合的輸 出。 包括摘要中描述的在內(nèi)的對本發(fā)明所示示例的上面的描述不希望是排他性的，或 者限于所公開的精確形式。雖然為了說明的目的在這里描述了本發(fā)明的具體實施例和示 例，然而，在不脫離本發(fā)明的廣泛精神和范圍的情況下，各種等同的修改是可以的。實際上， 將會理解，具體的電壓、電流、頻率、功率范圍值、時間等是被提供用于說明的目的的，并且 根據(jù)本發(fā)明的教導，還可以在其它實施例和示例中應用其它值。 鑒于上面的詳細描述，可以對本發(fā)明的示例作出這些修改。在所附權(quán)利要求書中 使用的術語不應當解釋為將本發(fā)明限制為說明書和權(quán)利要求書中所公開的具體實施例。而 是，范圍由所附權(quán)利要求書整體上進行確定，所附權(quán)利要求書根據(jù)已確立的權(quán)利要求解釋 的原則來進行解釋。因此，本說明書和附圖被認為是說明性的而非限制性的。
1權(quán)利要求
一種反激式轉(zhuǎn)換器，包括耦合電感器，包括第一繞組、第二繞組和第三繞組，其中，所述第一繞組被耦合到輸入電壓并且所述第二繞組被耦合到功率轉(zhuǎn)換器的輸出；開關元件，被耦合到所述第二繞組；次級控制電路，被耦合到所述開關元件和所述第二繞組，所述次級控制電路被耦合來響應于期望輸出值與實際輸出值之間的差異來切換所述開關元件，以將表示所述期望輸出值與所述實際輸出值之間的差異的電流強加在所述第三繞組中；初級開關，被耦合到所述第一繞組；以及初級控制電路，被耦合到所述初級開關和所述第三繞組，所述初級控制電路被耦合來響應于所強加的電流來切換所述初級開關以調(diào)節(jié)所述功率轉(zhuǎn)換器的輸出。
2. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述耦合電感器的所述第二繞組與所述第一繞組和所述第三繞組是電流隔離的。
3. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述開關元件被耦合來切換為具有第一阻抗或第二阻抗，其中，所述第一阻抗和所述第二阻抗不相等。
4. 如權(quán)利要求3所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一阻抗基本上為零并且所述第二阻抗基本上為無限大。
5. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述開關元件是單向的。
6. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述開關元件是雙向的。
7. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述初級控制電路包括從所強加的電流提取誤差信號的分路調(diào)節(jié)器，其中，所述初級控制電路被耦合來響應于所述誤差信號而切換所述初級開關。
8. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述次級控制電路包括次級誤差放大器，所述次級誤差放大器被耦合到一分壓器和一基準電壓以確定所述期望輸出值與所述實際輸出值之間的差異。
9. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述次級控制電路包括被耦合到一分壓器的分路調(diào)節(jié)器，所述分路調(diào)節(jié)器具有內(nèi)部基準電壓，所述分路調(diào)節(jié)器被耦合來確定所述期望輸出值與所述實際輸出值之間的差異。
10. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述開關元件包括同步整流器。
11. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述次級控制電路被耦合來利用耦合到所述開關元件的驅(qū)動信號來控制所述反激式轉(zhuǎn)換器的輸出電流和輸出電壓。
12. 如權(quán)利要求1所述的反激式轉(zhuǎn)換器，其中，所述次級控制電路被耦合來在所述初級開關的斷開時間中的一部分時間期間，使得所述開關元件減小來自所述第二繞組的電流，以將電流強加在所述第三繞組中。
13. —種調(diào)節(jié)反激式轉(zhuǎn)換器的輸出的方法，包括響應于實際輸出值與期望輸出值之間的差異，切換被耦合到與功率轉(zhuǎn)換器的輸出相耦合的耦合電感器的第二繞組的開關元件；響應于對所述開關元件的切換，強迫電流通過所述耦合電感器的第三繞組；以及響應于所強加的電流來切換被耦合到所述耦合電感器的第一繞組的初級開關，以調(diào)節(jié)所述反激式轉(zhuǎn)換器的輸出。
14. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，對所述開關元件的切換包括切換所述開關元件 以使之具有第一阻抗或第二阻抗，其中，所述第一阻抗和所述第二阻抗不相等。
15. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，對所述開關元件的切換在所述初級開關的斷開 時間中的一部分時間期間減小了來自所述第二繞組的電流，以強迫電流通過所述第三繞組。
16. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，響應于所強加的電流來切換被耦合到所述耦合電感器的第一繞組的初級開關以調(diào)節(jié)所述反激式轉(zhuǎn)換器的輸出包括從所強加的電流提取誤差信號，其中，對所述初級開關的切換是響應于所述誤差信號的。
17. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，響應于實際輸出值與期望輸出值之間的差異來切換被耦合到與功率轉(zhuǎn)換器的輸出相耦合的耦合電感器的第二繞組的開關元件包括比較所述功率轉(zhuǎn)換器的實際輸出值與一基準電壓之間的差異。
18. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，響應于實際輸出值與期望輸出值之間的差異來切換被耦合到與功率轉(zhuǎn)換器的輸出相耦合的耦合電感器的第二繞組的開關元件包括比較所述功率轉(zhuǎn)換器的實際輸出值與一分路調(diào)節(jié)器的內(nèi)部基準電壓之間的差異。
19. 如權(quán)利要求13所述的方法，其中，所述耦合電感器的第二繞組與所述第一繞組和所述第三繞組是電流隔離的。
全文摘要
公開了具有強加的初級調(diào)節(jié)的反激式電源。示例反激式轉(zhuǎn)換器包括耦合電感器，其包括第一繞組、第二繞組和第三繞組。第一繞組耦合到輸入電壓并且第二繞組耦合到功率轉(zhuǎn)換器的輸出。開關元件耦合到第二繞組。次級控制電路耦合到開關元件和第二繞組。次級控制電路被耦合來響應于期望輸出值與實際輸出值之間的差異來切換開關元件，以將表示期望輸出值與實際輸出值之間的差異的電流強加在第三繞組中。初級開關耦合到第一繞組。初級控制電路耦合到初級開關和第三繞組。初級控制電路被耦合來響應于所強加的電流切換初級開關以調(diào)節(jié)功率轉(zhuǎn)換器的輸出。
文檔編號H02M7/537GK101764522SQ20091026108
公開日2010年6月30日 申請日期2009年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月22日
發(fā)明者威廉·M·波利夫卡, 雷蒙德·肯尼思·奧爾 申請人:電力集成公司