專利名稱：無光耦隔離的數(shù)字dc/dc反激變換器及控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字控制技術(shù)，特別涉及一種無光耦隔離的數(shù)字 DC/DC反激變換器及電路。
背景技術(shù)：
隔離式開關(guān)變換器可以保護(hù)負(fù)載免遭輸入母線的高電壓沖擊和 損壞，在電信無線網(wǎng)絡(luò)、汽車和醫(yī)療設(shè)備中具有廣泛的應(yīng)用。由于反 激變換器拓樸無輸出濾波電感，電路結(jié)構(gòu)簡單、輸出隔離、在終端設(shè) 備的應(yīng)用中占有很高的比例。
隔離式變換器中輸出電壓的取樣信號可采用光耦反饋和磁反饋 兩種方式。
現(xiàn)有技術(shù)中應(yīng)用最多的是光耦隔離，光耦反饋速度快、電路設(shè)計 簡單、成本低。但由于光耦的電流傳輸比隨溫度、輻射等外部環(huán)境因 素變化較大，器件的長期穩(wěn)定性較差，在環(huán)境溫差大、散熱封閉的應(yīng) 用場合受到^f艮大的限制。
目前已經(jīng)產(chǎn)品化的》茲反饋方式有隔離反饋發(fā)生器和射頻隔離器， 但是電路設(shè)計復(fù)雜、應(yīng)用成本較高，不適合小功率應(yīng)用場合。
傳統(tǒng)的反激變換器因為受輸出整流二極管壓降的限制，輸出60W 以上的功率時，整流二極管將耗散過多的熱量，輸出效率低，電路工 作溫度將接近或超過安全限值，電源的可靠性差，在大功率輸出時必 須采用其它的拓樸結(jié)構(gòu)，增加了電路設(shè)計的復(fù)雜度。
發(fā)明內(nèi)容
為了解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的光耦反饋隔離式變換器中光耦的電 流傳輸比隨溫度、輻射等外部環(huán)境的不同變化較大，器件的長期穩(wěn)定 性較差，應(yīng)用場合受限；采用隔離反饋發(fā)生器和射頻隔離器的電路設(shè) 計復(fù)雜、應(yīng)用成本較高，不適合小功率應(yīng)用場合；傳統(tǒng)的反激變換器 受輸出整流二極管壓降的限制，導(dǎo)致整流二極管耗散熱量過大，輸出 效率低，電路工作溫度高，電源可靠性差等技術(shù)問題，本發(fā)明提供了 一種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器。為了解決現(xiàn)有模擬控制回路中元器件老化、溫漂引起環(huán)路不穩(wěn) 定、控制器參數(shù)和輸出電壓不易調(diào)節(jié)等問題。本發(fā)明采用數(shù)字控制實
現(xiàn)閉環(huán)調(diào)節(jié)，還提供了一種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器的 4空制方法。
本發(fā)明解決現(xiàn)有技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案為提供一種無光耦 隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器，所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激 變換器包括數(shù)字控制單元、原邊開關(guān)單元、輸入母線單元、隔離變 壓單元、副邊整流單元、隔離驅(qū)動單元、儲能濾波單元和負(fù)載，其中 所述數(shù)字控制單元分別與所述原邊開關(guān)單元和所述隔離驅(qū)動單元連 接；所述原邊開關(guān)單元與所述隔離變壓單元連接；所述隔離變壓單元 分別與所述輸入母線單元和所述副邊整流單元連接；所述隔離驅(qū)動單 元與所述副邊整流單元連接；所述副邊整流單元、所述儲能濾波單元 和所述負(fù)載依次連接。
根據(jù)本發(fā)明的 一優(yōu)選實施例所述數(shù)字控制單元為數(shù)字控制器； 所述原邊開關(guān)單元為原邊控制管、所述隔離變壓單元為隔離變壓器、 所述副邊整流單元為副邊整流管、所述隔離驅(qū)動單元為隔離驅(qū)動器、 所述儲能濾波單元為儲能濾波電容。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述數(shù)字控制器包括ADC采樣模 塊、控制算法模塊、時序控制模塊、DPWM模塊和通信模塊；其中 ADC采樣模塊與所述控制算法模塊連接，所述控制算法模塊與所述 時序控制模塊連接，所述時序控制模塊與所述DPWM模塊連接。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述隔離變壓單元一隔離變壓器為 單路輸出或多路輸出。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述單路輸出時所述隔離變壓單元 一隔離變壓器至少包括三個繞組。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述三個繞組為原邊繞組、副邊繞 組和反々貴繞組。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述多路輸出為N路輸出時，所 述隔離變壓器包括N個所述副邊繞組和與所述N個副邊繞組相對應(yīng) 連接的N條輸出支路，所述輸出支路包括依次連接的所述副邊整流
單元(4)、所述濾波單元(6)和所述負(fù)載(7)。
根據(jù)本發(fā)明的一優(yōu)選實施例所述變換器為N (N>1)路穩(wěn)壓輸 出時，通過原邊調(diào)整得到預(yù)穩(wěn)的中間母線，所述輸出支路包括N個 后級調(diào)整單元。
為了解決本發(fā)明現(xiàn)有技術(shù)問題本發(fā)明還提供了 一種數(shù)字DC/DC 反激變換器控制方法，所述數(shù)字DC/DC反激變換器控制方法包括步 驟第一、當(dāng)為輕載，輸出最小占空比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期；否則 進(jìn)入第二步；第二、在所述原邊開關(guān)單元(2)的后半個開關(guān)周期內(nèi)， 延時后進(jìn)行所述反饋線圏電壓的ADC釆樣；第三、將所述ADC的 采樣值與基準(zhǔn)值作差，得到當(dāng)前開關(guān)周期的誤差值；第四、將所述誤 差和初始值代入PID算法中，計算新的占空比；第五、輸出新的占空 比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期。
本發(fā)明通過在隔離變壓單元中增加一個反饋繞組對輸出電壓取 樣，而不用光耦進(jìn)行反饋，避免了光耦電流傳輸比隨溫度發(fā)生非線性 漂移而帶來輸出電壓不穩(wěn)定的問題，副邊整流單元采用MOSFET管 代替整流二極管，提高了反激變換器的輸出功率；并采用數(shù)字技術(shù)實 現(xiàn)閉環(huán)控制，克服了模擬控制回路元器件老化和溫漂引起環(huán)路不穩(wěn) 定、控制器參數(shù)和輸出電壓不易調(diào)節(jié)等問題，具有可靠性高、設(shè)計靈 活等優(yōu)點。
圖l.本發(fā)明無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器及控制方法中 無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器原理框圖； 圖2.輔助繞組電壓波形示意圖； 圖3.反饋線圈波形與采樣時序?qū)Ρ汝P(guān)系圖； 圖4.反饋線圏兩端波形與原邊開關(guān)管驅(qū)動信號波形圖； 圖5.輸出電壓波形圖6.只有主路為精確穩(wěn)壓的多路輸出反激變換器的原理框圖； 圖7.各路都精確穩(wěn)壓的多路輸出反激變換器的原理框圖； 圖8.無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器的電路原理具體實施例方式
以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進(jìn)行說明
請參閱圖1本發(fā)明無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器及其設(shè) 計方法中無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器原理框圖，如圖l所 示，本發(fā)明一種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器，所述無光耦 隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器包括數(shù)字控制單元1、原邊開關(guān)單 元2、輸入母線單元17、隔離變壓單元3、副邊整流單元4、隔離驅(qū) 動單元5、儲能濾波單元6和負(fù)載7，其中所述數(shù)字控制單元1分別 與所述原邊開關(guān)單元2和所述隔離驅(qū)動單元5連接；所述原邊開關(guān)單 元2與所述隔離變壓單元3連接；所述隔離變壓單元3分別與所述輸 入母線單元17和所述副邊整流單元4連接；所述隔離驅(qū)動單元5與 所述副邊整流單元4連接；所述副邊整流單元4、所述儲能濾波單元 6和所述負(fù)栽7依次連接。
在本發(fā)明中所述數(shù)字控制單元l為數(shù)字控制器；所述原邊開關(guān) 單元2為原邊控制管、所述隔離變壓單元3為隔離變壓器、所述副邊 整流單元4為副邊整流管、所述隔離驅(qū)動單元5為隔離驅(qū)動器、所述 儲能濾波單元6為儲能濾波電容。其中，所述數(shù)字控制器1包括ADC 釆樣模塊11、控制算法模塊12、時序控制模塊13、 DPWM模塊14 和通信模塊；其中ADC采樣模塊11與所述控制算法模塊12連接， 所述控制算法模塊12與所述時序控制模塊13連接，所述時序控制模 塊13與所述DPWM沖莫塊14連接。
以下結(jié)合實施例對本發(fā)明進(jìn)行展開說明
當(dāng)所述原邊開關(guān)管2導(dǎo)通時，所述副邊整流管4截止，能量儲存 在所述隔離變壓器3中，所述負(fù)載7從副邊的儲能濾波電容6中吸收 電流；當(dāng)所述原邊開關(guān)管2關(guān)斷時，所述副邊整流管4導(dǎo)通，所述隔 離變壓器3將能量輸出到負(fù)載7中。在所述原邊開關(guān)管2關(guān)斷期間， 所述副邊繞組19的電壓等于輸出電壓與二極管導(dǎo)通之和，因此所述 隔離變壓器3上繞組的電壓由副邊輸出電壓決定，而所述輔助繞組將 通過磁耦合得到輸出電壓的反饋信息。在所述原邊開關(guān)管2開關(guān)關(guān)斷 時，原邊占空比與所述副邊繞組19的電壓波形如說明書圖2反饋繞
組電壓波形示意圖所示。在所述原邊開關(guān)管2關(guān)斷(即反激期間)時，
所述隔離變壓器3的漏感會導(dǎo)致出現(xiàn)一個較高的電壓尖峰，因此所述
數(shù)字控制器1的采樣時刻必須在漏感尖峰之后才能得到較為準(zhǔn)確的 輸出電壓的信息。
反饋線圈的反激脈沖電壓值與輸出電壓、輸出電流的關(guān)系為
vD—為副邊整流管4的導(dǎo)通壓降；
ESR為副邊儲能濾波電容6的串聯(lián)等效電阻;
Is6C一為副邊輸出電流，即負(fù)載7電流；
V。u「一輸出電壓；
NSF~副邊繞組19弓反饋繞組16的臣比。
根據(jù)所述隔離變壓器副邊繞組19與所述反饋繞組16的匪比關(guān) 系，所述數(shù)字控制器l將得到的反饋電壓的真實值，與基準(zhǔn)值作差得 到當(dāng)前誤差，輸入到控制算法中計算出下一個開關(guān)周期的占空比。其 中基準(zhǔn)值是在數(shù)字控制器內(nèi)部由軟件預(yù)先設(shè)定的。
為了防止原邊開關(guān)管2和副邊整流管4之間出現(xiàn)直通，根據(jù)所述 原邊開關(guān)管2的速度特性，原邊開關(guān)管2和副邊整流管4的占空比之 間必須保留適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時間，保證不出現(xiàn)直通現(xiàn)象，但是死區(qū)時間過 長會影響轉(zhuǎn)換效率。
所述數(shù)字控制器1中的所述時序控制模塊13主要完成軟啟動、 采樣延時控制、死區(qū)時間的控制和輸出保護(hù)功能。變換器上電后，數(shù) 字控制器進(jìn)入開環(huán)軟啟動，輸出的占空比(DPWM信號)從零開始 線性增加，當(dāng)檢測到的反饋信號接近預(yù)設(shè)的基準(zhǔn)值時，進(jìn)入閉環(huán)調(diào)節(jié)。 輸出電壓的采樣根據(jù)反饋線圈的尖峰位置進(jìn)行延時，同時保證輸出給 原邊開關(guān)管2和副邊整流管4之間有適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時間。當(dāng)輸出電壓超 過設(shè)定的閾值時，輸出占空比為零。
所述隔離變壓器3的匝比設(shè)計與所述原邊開關(guān)管2的占空比相 關(guān)，占空比影響所述原邊開關(guān)管2的電流和電壓應(yīng)力，輸入、輸出電 容的平均電流和所述隔離變壓器3的利用率。為了避免增加所述原邊
開關(guān)管2開關(guān)的電流應(yīng)力，在額定輸入電壓時，占空比維持在50% 左右是比較理想的。在多路輸出的情況下，如果只需要對輸出功率最 大的一路采用精確調(diào)整，其副邊的整流單元采用MOSFET管，反饋 線圈的電壓信號為該路輸出電壓的取樣，而其它各路的輸出功率較 小，不進(jìn)行精確調(diào)節(jié)，副邊整流單元4采用二極管，但匝比應(yīng)盡可能 的與輸出電壓之比嚴(yán)格相等，保證輸出電壓有較高的精度。
如果需要多路精確穩(wěn)壓，可以通過原邊調(diào)整得到一個預(yù)穩(wěn)的中間 母線，再進(jìn)行后級調(diào)整。
所述隔離變壓器3的漏感包括原邊漏感和副邊漏感，在原邊開關(guān) 關(guān)2斷時，漏感將會引起較大的開關(guān)尖峰，當(dāng)負(fù)載7電流較大時會消 耗更多的能量，影響系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率，而且反激電壓過高時會擊穿 MOSFET管。減小漏感的一種解決方案是采用吸收電路來抑制電壓 尖峰。但是吸收電路會增加反激電壓(尖峰)的脈沖寬度，如果此脈 沖寬度超過了釆樣延時時間，所述數(shù)字控制器1將得到不正確的反饋 信號，影響輸出電壓的調(diào)節(jié)。因此，吸收電路的設(shè)計應(yīng)該箝位足夠高 的電壓，使漏感尖峰的持續(xù)時間越小越好。 一般情況下，漏感小于 10%時需要加吸收電路，如果漏感超過10%,則在負(fù)載7電流較大 時輸出電壓的調(diào)整誤差有可能引起輸出失控。
由于輕載時原邊占空比非常小，反激電壓持續(xù)的時間很短，當(dāng)所 述主控制器1為了避開漏感尖峰而延時后得到的反饋信號為零或很 小，下一個開關(guān)周期的占空比將很大，導(dǎo)致閉環(huán)響應(yīng)失控，輸出電壓 過沖。因此設(shè)計中必須設(shè)定最小導(dǎo)通時間，當(dāng)輸出負(fù)載7很輕時(通 過輸入電流判斷負(fù)載7)，所述數(shù)字控制器1將不再執(zhí)行延時采樣程 序，而是輸出最小占空比，保證能夠檢測到可用的輸出電壓信息和控 制環(huán)路的穩(wěn)定。
本發(fā)明中副邊整流環(huán)節(jié)采用MOSFET開關(guān)管代替二極管，可以 大大降低整流損耗，使整流管安全的工作在較低的溫度條件下，能夠 滿足較高功率輸出時的拓樸結(jié)構(gòu)要求，使傳統(tǒng)反激式拓樸結(jié)構(gòu)的負(fù)載 7電流輸送能力提高數(shù)倍，但是副邊整流管4必須采用高邊隔離驅(qū)動 器進(jìn)行驅(qū)動。所述數(shù)字控制器1具有靈活的通信接口，可根據(jù)開關(guān)頻率、開關(guān) 管的開關(guān)速度調(diào)整采樣延時時間和兩個開關(guān)管之間的死區(qū)時間，同時 還可以根據(jù)具體的負(fù)載7情況設(shè)定最小占空比。
在本發(fā)明圖1無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器原理框圖的 基礎(chǔ)上，如果所述隔離變壓單元3為多路輸出時，而且電路只有主路 為精確穩(wěn)壓的多路輸出反激變換器的原理框圖可參閱圖6，本電路原 理圖在本發(fā)明無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器電路原理圖的基 礎(chǔ)上，當(dāng)所述多路輸出為N (N大于1 )路輸出時，所述隔離變壓器 3包括N個所述副邊繞組19和與所述N個副邊繞組19相對應(yīng)連接 的N條輸出支路，所述輸出支路包括依次連接的所述副邊整流單元4、 所述濾波單元6和所述負(fù)載7。
各路都精確穩(wěn)壓的多路輸出反激變換器的原理框圖可以參閱圖 7，如圖7所示本電路原理圖在本發(fā)明無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激 變換器電路原理圖的基礎(chǔ)上，當(dāng)所述多路輸出為N路輸出多路穩(wěn)壓 時，通過原邊調(diào)整得到預(yù)穩(wěn)的中間母線，所述輸出支路包括副邊整流 單元4、濾波單元6，還包括N個(N>1)后級調(diào)整單元20,所述后 級調(diào)整單元20與所述濾波單元6連接。
本發(fā)明無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器的電路原理圖可以 參閱圖8，如圖8所示，上電時，數(shù)字控制器首先進(jìn)入軟啟動，輸出 互補的DPWM信號，再分別經(jīng)過TC4420驅(qū)動器U2、 TC4420驅(qū)動 器U3和隔離變壓器T2驅(qū)動原邊開關(guān)管Ml和副邊開關(guān)管M2。當(dāng)所 述原邊開關(guān)管M1導(dǎo)通時所述副邊開關(guān)管M2關(guān)斷，輸入母線Vin通 過原邊繞組Lp對隔離變壓器Tl充電，能力儲存再隔離變壓器T1中， 負(fù)載7RL由電容C2放電提供電流；當(dāng)所述原邊開關(guān)管Ml關(guān)斷而所 述副邊開關(guān)管M2導(dǎo)通時，所述隔離變壓器T1中的能量通過所述副 邊繞組Ls和所述副邊開關(guān)管M2對電容C2和負(fù)載7進(jìn)行充電。反饋 繞組Lf的電壓通過電阻Rl和電阻R2分壓之后輸入到數(shù)字控制器中 進(jìn)行采樣，并計算下一個開關(guān)周期的占空比。
為了解決本發(fā)明現(xiàn)有技術(shù)問題本發(fā)明還提供了 一種數(shù)字DC/DC 反激變換器控制方法，所述數(shù)字DC/DC反激變換器控制方法包括步
驟第一、當(dāng)為輕載，輸出最小占空比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期；否則 進(jìn)入第二步；第二、在所述原邊開關(guān)單元(2)的后半個開關(guān)周期內(nèi)， 延時后進(jìn)行所述反饋線圈電壓的ADC采樣；第三、將所述ADC的 采樣值與基準(zhǔn)值作差，得到當(dāng)前開關(guān)周期的誤差值；第四、將所述誤 差和初始值代入PID算法中，計算新的占空比；第五、輸出新的占空 比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期。
其中，所述第二步中延時時間可根據(jù)實際的開關(guān)頻率和實驗結(jié)果 進(jìn)行測量和估算，對延時時間的估算可參考附圖2,當(dāng)變換器為額定 輸入電壓、額定輸出負(fù)載時，用示波器測量其反饋繞組的波形，在越 過漏感尖峰(即延時Td勿)和0.8V嫩之間且信號比較穩(wěn)定的時刻進(jìn) 行采樣，起始時刻由開關(guān)周期(開關(guān)頻率的倒數(shù))減去延時時間得到。
其中，所述第四步中占空比的計算公式為
<formula>complex formula see original document page 11</formula>其中，u(n)為第n個開關(guān)周期的占空比；e(n)為第n個開關(guān)周期 的誤差；e(k)為第k個開關(guān)周期的誤差；u(0)為零時刻的占空比，Kp、 K。 Ko分別為比例、積分、孩么分系數(shù)。
本發(fā)明中采用數(shù)字控制方式實現(xiàn)的反激變換器具有以下特點
一、 通過采用隔離變壓器3的反饋繞組16將副邊輸出電壓的信 息反饋到原邊控制器中，實現(xiàn)無光耦的隔離^J赍；
二、 適用于寬電壓范圍輸入母線，單路輸出時，通過調(diào)整原邊可 使副邊電壓穩(wěn)定，多路精確穩(wěn)壓輸出時，可以使副邊母線得到一個合 理的預(yù)穩(wěn)電壓，后級調(diào)整更方便，有利于提高效率；
三、 無需光耦器件實現(xiàn)隔離輸出，輸出電壓的采樣信號在每個開 關(guān)周期結(jié)束時即可反^t到原邊，數(shù)字控制器1具有更快的動態(tài)響應(yīng)速 度。
四、 輸出兩路死區(qū)可編程的互補控制信號，副邊整流方案設(shè)計靈 活，同步整流可以提高傳統(tǒng)反激變換器的輸出功率和效率。
五、 數(shù)字控制的方式解決了現(xiàn)有模擬控制回路中元器件老化、溫 漂引起環(huán)路不穩(wěn)定、控制器參數(shù)和輸出電壓不易調(diào)節(jié)等問題；還可根 據(jù)開關(guān)頻率、開關(guān)管的開關(guān)速度和負(fù)載7情況調(diào)整采樣延時時間、死 區(qū)時間和最小占空比，設(shè)計靈活，可靠性高。
經(jīng)實驗驗證，本發(fā)明設(shè)計方法正確，方案切實可行,'實際測得電 源效率可達(dá)83%，實驗中測得的反饋繞組的采樣時序如說明書附圖3 所示，其中，通道一為反饋繞組的電壓波形，通道二的信號上升沿為 開始采樣時刻，反^f繞組電壓波形與原邊開關(guān)管驅(qū)動信號的對比波形 如說明書附圖4所示，其中通道一為反饋線圏的電壓信號，通道二為 原邊開關(guān)管的驅(qū)動信號；輸出電壓波形如說明書附圖5所示。
以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進(jìn)一 步詳 細(xì)說明，不能認(rèn)定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明 所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下， 還可以做出若干簡單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范 圍。
權(quán)利要求
1.一種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器，其特征在于所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器包括數(shù)字控制單元(1)、原邊開關(guān)單元(2)、輸入母線單元(17)、隔離變壓單元(3)、副邊整流單元(4)、隔離驅(qū)動單元(5)、濾波單元(6)和負(fù)載(7)，其中所述數(shù)字控制單元(1)分別與所述原邊開關(guān)單元(2)和所述隔離驅(qū)動單元(5)連接；所述原邊開關(guān)單元(2)與所述隔離變壓單元(3)連接；所述隔離變壓單元(3)與所述輸入母線單元(17)和所述副邊整流單元(4)連接；所述隔離驅(qū)動單元(5)與所述副邊整流單元(4)連接；所述副邊整流單元(4)、所述濾波單元(6)和所述負(fù)載(7)依次連接。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于所述數(shù)字控制單元(l)為數(shù)字控制器；所述原邊開關(guān)單 元(2)為原邊開關(guān)管、所述隔離變壓單元(3)為隔離變壓器、所述副邊 整流單元(4)為副邊整流管、所述隔離驅(qū)動單元(5)為隔離驅(qū)動器、所 述濾波單元(6)為儲能濾波電容。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換 器，其特征在于所述數(shù)字控制器包括ADC采樣模塊(11)、控制算 法模塊(12 )、時序控制模塊(13 )、 DPWM模塊(14 )和通信模塊； 其中ADC采樣模塊(11 )與所述控制算法模塊(12)連接，所述控 制算法模塊(12)與所述時序控制模塊(13 )連接，所述時序控制模 塊(13)與所述DPWM模塊(14)連接。.
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于輸出電壓的反饋由所述隔離變壓器(3)的反饋繞組以耦 合的方式得到。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換 器，其特征在于所述隔離變壓單元一隔離變壓器(3)為單路輸出或 多路輸出。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于所述單路輸出時所述隔離變壓單元一隔離變壓器(3)至 少包括三個繞組。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于所述三個繞組為原邊繞組(18)、副邊繞組(19)和反饋繞 組(16)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于所述多路輸出為N路輸出時，所述隔離變壓器(3)包括輸出支路，所述輸出支路包括依次連接的所述副邊整流單元(4)、所 述濾波單元(6)和所述負(fù)載(7)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器， 其特征在于所述變換器為N (N>1)路穩(wěn)壓輸出時，通過原邊調(diào)整得到預(yù)穩(wěn)的中間母線，所述輸出支路包括N個后級調(diào)整單元(20)。
10. —種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器控制方法，其特 征在于所述數(shù)字DC/DC反激變換器控制方法包括步驟A:當(dāng)為輕載，輸出最小占空比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期；否則進(jìn)入 步驟B;B:在所述原邊開關(guān)單元(2)的后半個開關(guān)周期內(nèi)，延時后進(jìn)行所述 反饋線圈電壓的ADC采樣；C:將所述ADC的采樣值與基準(zhǔn)值作差，得到當(dāng)前開關(guān)周期的誤 差值；D:將所述誤差和初始值代入PID算法中，計算新的占空比； E:輸出新的占空比，進(jìn)入下一個開關(guān)周期。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器及控制方法。所述無光耦隔離的數(shù)字DC/DC反激變換器包括數(shù)字控制單元、原邊開關(guān)單元、輸入母線單元、隔離變壓單元、副邊整流單元、隔離驅(qū)動單元、儲能濾波單元和負(fù)載，本發(fā)明通過在隔離變壓單元中增加反饋繞組對輸出電壓取樣，而不用光耦進(jìn)行反饋，解決了光耦電流傳輸比隨溫度發(fā)生非線性漂移而帶來輸出電壓不穩(wěn)定的問題，副邊整流單元采用MOSFET管代替整流二極管，提高了反激變換器的輸出功率；并采用數(shù)字技術(shù)實現(xiàn)閉環(huán)控制，克服了模擬控制回路元器件老化和溫漂引起環(huán)路不穩(wěn)定、控制器參數(shù)和輸出電壓不易調(diào)節(jié)等問題，具有可靠性高、設(shè)計靈活等優(yōu)點。
文檔編號H02M3/24GK101345479SQ20081006701
公開日2009年1月14日 申請日期2008年4月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年4月29日
發(fā)明者姚雨迎, 張東來, 毅 王, 騫 王, 敏 趙 申請人:哈爾濱工業(yè)大學(xué)深圳研究生院