專利名稱：：利用受控二極管導(dǎo)通的低噪聲直流/直流轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：作和性能，以及涉及在這樣的轉(zhuǎn)換器中使用的半導(dǎo)體組件。
背景技術(shù)：
：通常需要電壓調(diào)節(jié)，以防止對(duì)諸如數(shù)字IC、半導(dǎo)體存儲(chǔ)器、顯示模塊、硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器、RF電路、微處理器、數(shù)字信號(hào)處理器和模擬IC之類的各種微電子組件供電的電源電壓中的變化，特別是在諸如蜂窩電話、筆記本計(jì)算機(jī)和消費(fèi)產(chǎn)品之類的由電池供電的應(yīng)用中更是如此。由于產(chǎn)品的電池或DC輸入電壓經(jīng)常必須被步升(stepup)到較高的DC電壓、或步卩f(stepdown)到較低的DC電壓，因此這樣的調(diào)節(jié)器^^皮稱為DC-DC轉(zhuǎn)換器。只要電池的電壓大于期望的負(fù)載電壓，就使用通常被稱為降壓轉(zhuǎn)換器(Buckconverter)的步降的轉(zhuǎn)換器。步降的轉(zhuǎn)換器可包括電感式開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器、電容式電荷泵、以及線性調(diào)節(jié)器。相反，只要電池的電壓低于對(duì)負(fù)載供電所需的電壓，就需要通常被稱為升壓轉(zhuǎn)換器(Boostconverter)的步升的轉(zhuǎn)換器。步升的轉(zhuǎn)換器可包括電感式開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器或電容式電荷泵。電感式開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器在上述電壓調(diào)節(jié)器中，電感式開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器可在最寬范圍的電流、輸入電壓和輸出電壓上實(shí)現(xiàn)出眾的性能。DC/DC電感式開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的基本原理是不能立刻改變電感器(線圏或變壓器)中的電流，以及電感器將產(chǎn)生用于抵抗其電流中任何改變的相反的電壓。通過(guò)使用以高頻開(kāi)關(guān)的一個(gè)或多個(gè)晶體管來(lái)使電感器反復(fù)地磁化和去磁化，電感器可被用來(lái)步升或步降轉(zhuǎn)換器的輸入電壓，從而產(chǎn)生與其輸入電壓不同的輸出電壓。晶體管典型地是具有低接通狀態(tài)電阻的MOSFET，通常稱為"功率MOSFET"。使用來(lái)自轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的反饋來(lái)控制開(kāi)關(guān)條件，即使轉(zhuǎn)換器的輸入電壓或輸出電流快速變化，都可以維持恒定的、被良好調(diào)節(jié)的輸出電壓。為了移除由晶體管的開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的任何AC噪聲或紋波，跨越開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器電路的輸出端布置了輸出電容器。電感器和輸出電容器一起形成了能夠防止大多數(shù)的晶體管開(kāi)關(guān)噪聲到達(dá)負(fù)載的"低通"濾波器。開(kāi)關(guān)頻率(典型地為lMHz或更高)必須相對(duì)于濾波器的"LC"回路(tank)的諧振頻率是高的。對(duì)多個(gè)開(kāi)關(guān)周期(switchingcycle)求平均，開(kāi)關(guān)電感器像具有緩變平均電流的可編程電流源一樣操作。由于平均電感器電流被晶體管控制，所述晶體管被偏置為"接通"或者"截止"開(kāi)關(guān)，因此晶體管的功耗理論上是小的，并且可實(shí)現(xiàn)范圍在80%到90%內(nèi)的高的轉(zhuǎn)換器效率。具體地，當(dāng)使用"高"柵極偏置將功率MOSFET偏置為接通狀態(tài)時(shí)，所述功率MOSFET展現(xiàn)具有低Ros(接通)電阻(典型地為200毫歐或更小)的線性I-V漏才及特性。例如，在電流為0.5A時(shí)，盡管這樣的器件有高漏極電流，但其將展現(xiàn)僅100mV的最大電壓降10Rds(接通)。在功率MOSFET接通狀態(tài)的導(dǎo)通期間消耗的功率等于ID2Rds(接通)。在上面給出的示例中，在晶體管導(dǎo)通期間的功耗等于(0.5A)2'(0.2Q)或50mW。在功率MOSFET的截止?fàn)顟B(tài)下，功率MOSFET使其柵極連接到其源極，從而其源極-柵極電壓VGS=0。即使對(duì)于等于轉(zhuǎn)換器的電池輸入電壓Vbatt的漏極電壓VDs,功率MOSFET的漏極電流Ioss也非常小，典型地完全在一毫安以下，更通常地在納安的范圍內(nèi)。電流lDss主要由結(jié)泄漏(junctionleakage)組成。因此，用作DC/DC轉(zhuǎn)換器中的開(kāi)關(guān)的功率MOSFET是高效的，這是因?yàn)樵诠β蔒OSFET的截止情況下，其在高電壓時(shí)展現(xiàn)低電流，而在功率MOSFET的接通狀態(tài)下，其在低電壓時(shí)展現(xiàn)高電流。忽略開(kāi)關(guān)瞬態(tài)，在功率MOSFET中的ID.Vos乘積保持很小，并且開(kāi)關(guān)中的功耗保持很低。如果晶體管開(kāi)關(guān)事件的持續(xù)期(duration)與各開(kāi)關(guān)事件之間的時(shí)段(period)相比相對(duì)短，則在開(kāi)關(guān)期間的功率損失可被認(rèn)為是可忽略的，或替代地，可被作為固定的功率損失對(duì)待。然而，在多兆赫開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，開(kāi)關(guān)波形分析變得更重要，并且必須通過(guò)作為時(shí)間的函數(shù)分析晶體管的漏極電壓、漏極電流和柵極電壓來(lái)考慮開(kāi)關(guān)波形分析。降壓轉(zhuǎn)換器操作圖1A示出了降壓轉(zhuǎn)換器1的常見(jiàn)的非隔離的步降DC/DC轉(zhuǎn)換器拓樸。降壓轉(zhuǎn)換器1包括功率MOSFET4、電感器6、肖特基二極管7、以及電容器9。在MOSFET4的正極端與輸入電池電壓Vbatt連接的情況下，MOSFET4類似"高壓側(cè)(high-side)"開(kāi)關(guān)操作，該"高壓側(cè)"開(kāi)關(guān)連接到電感器6并控制電感器6中的電流。MOSFET4的操作由脈寬調(diào)制(PWM)控制器2控制，利用柵極緩沖器3驅(qū)動(dòng)MOSFET4的柵極。功率MOSFET4可以是P溝道或N溝道MOSFET，只需對(duì)柵極緩沖器3進(jìn)行適當(dāng)?shù)恼{(diào)整。二極管5是寄生于MOSFET4、與該MOSFET4的漏極和源極并聯(lián)的P-N結(jié)，并且該P(yáng)-N結(jié)以使得二極管5在正常操作情況下保持反向偏置的極性與MOSFET4連接。肖特基二極管7使其陰極(由電壓Vx標(biāo)記的電節(jié)點(diǎn))連到MOSFET4和電感器6。電容器8表示寄生于肖特基二極管7的電容。負(fù)載10表示連接到轉(zhuǎn)換器1的輸出端的電負(fù)載。輸出電壓V。ut反饋到PWM控制器2的輸入端作為反饋電壓VFB,該P(yáng)WM控制器2通過(guò)控制MOSFET4的開(kāi)關(guān)來(lái)控制電感器6中的電流lL。轉(zhuǎn)換器l被分類為"非同步的"或"傳統(tǒng)的"降壓轉(zhuǎn)換器，這是因?yàn)檎髌?是二極管而不是MOSFET。二極管7在MOSFET4截止時(shí)導(dǎo)通，并且必須在這樣的間隔期間承載經(jīng)過(guò)電感器6的全部電流IL。肖特基二極管7在導(dǎo)通期間的功耗是t.Vf，其中Vf是跨越肖特基二極管7的正向電壓降。在該電路中，使用肖特基二極管來(lái)代替硅P-N整流二極管，這是因?yàn)樾ぬ鼗O管具有較低的正向電壓降和較低的功耗。與硅P-N整流二極管中的大約700mV的Vf相比，肖特基二極管典型地具有400mV以下的Vf。盡管如此，肖特基二極管7中的功耗可能很大，從而降低轉(zhuǎn)換器1的效率并產(chǎn)生散熱問(wèn)題。在PWM控制器2的操作下，降壓轉(zhuǎn)換器1在節(jié)點(diǎn)Vx處展現(xiàn)圖2A所示的類型的電壓波形。在時(shí)間h之前，高壓側(cè)MOSFET4處于其接通狀態(tài)，用作具有電阻RDs(開(kāi)關(guān))的開(kāi)關(guān)。在節(jié)點(diǎn)Vx處的、跨越整流二極管7的電壓因而等于Vbatt-IL.Ros(開(kāi)關(guān))，該電壓理想地接近于輸入電壓Vbatt。跨越"截止的"肖特基二極管7的電壓由圖3A中示出的肖特基二極管7的I-V特性中的點(diǎn)40所示。盡管在線性曲線圖的右側(cè)電流看起來(lái)為"零"，但是當(dāng)肖特基二極管7被反向偏置時(shí)，小的漏電流流過(guò)該肖特基二極管7。再次參照?qǐng)D2A,在時(shí)間t!，高壓側(cè)MOSFET4截止，并且電感器將電壓Vx快速地驅(qū)動(dòng)為負(fù)，直到肖特基二極管7導(dǎo)通為止，從而將Vx箝位為負(fù)的肖特基二極管7的正向電壓降Vf,即，稍低于地電壓的電壓，如圖3A中的點(diǎn)41所示。在該瞬態(tài)期間，由于與組件的接線和印刷電路板上的導(dǎo)電跡線(conductivetrace)相關(guān)聯(lián)的雜散電感，出現(xiàn)一些超過(guò)-Vf的負(fù)過(guò)沖和振動(dòng)(ringing)。電壓Vx保持在-Vf,直到在時(shí)間12處PWM控制器2使高壓側(cè)功率MOSFET4接通為止。隨著電壓Vx返回到其開(kāi)始狀態(tài)，肖特基二極管7因而快速變?yōu)榉聪蚱?。?dāng)MOSFET4開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)，跨越該MOSFET4的漏極-源極端存在全部的電源電壓Vbatt，即，VdsVbatt。因此，在該間隔期間，MOSFET4的漏極-源極電壓VDS大于其柵極-源極電壓VGS。在此情況下，MOSFET4暫時(shí)處于其飽和操作區(qū)，并且操作為受控電流源而不是開(kāi)關(guān)。在飽和時(shí)，通過(guò)升高M(jìn)OSFET的柵極電勢(shì)，使MOSFET偏置進(jìn)入"接通"狀態(tài)，從而將其柵極下的硅反向以形成導(dǎo)電溝道。在存在高的漏極-源極電壓時(shí)，MOSFET"飽和"，并且展現(xiàn)相對(duì)地獨(dú)立于其漏極-源極電壓的漏;f及電流。隨著飽和的MOSFET4傳導(dǎo)電流，其通過(guò)將低壓側(cè)(low-side)肖特基二極管7反向偏置來(lái)使該低壓側(cè)肖特基二極管7進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)，從而移除在其結(jié)(juction)內(nèi)存在的任何所儲(chǔ)存的少數(shù)載流子電荷。通過(guò)緊接在正向?qū)ㄖ髮⒍O管反向偏置來(lái)移除在二極管中儲(chǔ)存的電荷的處理被稱作強(qiáng)迫二極管恢復(fù)(forceddioderecovery)，或"反向恢復(fù)(reverserecovery)，，。然而,在肖特基二極管中，由于在導(dǎo)通期間存在非常少的少數(shù)載流子，因此反向恢復(fù)時(shí)段可以非常短，或者甚至可以忽略。在二極管7的反向恢復(fù)后，在接通狀態(tài)的MOSFET4中，電壓Vx上升，并且Vds降到Vgs以下。當(dāng)上述情況出現(xiàn)時(shí)，MOSFET4移出飽和操作區(qū)，并進(jìn)入其線性操作區(qū)，該線性操作區(qū)是ID展現(xiàn)與Vos的線性關(guān)系、并且MOSFET4像柵極受控的可變電阻一樣操作的操作情況。得到的瞬態(tài)電壓(voltagetransient)的dVx/dt依賴于電路中的寄生電容和電感以及肖特基二極管7的反向恢復(fù)的特性性質(zhì)。高的瞬態(tài)變化率(transientrate)可能引起振動(dòng)，導(dǎo)致傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲以及相關(guān)聯(lián)的電磁干擾。作為電路中的(特別是與肖特基二極管7相關(guān)聯(lián)的)雜散電感的結(jié)果，某些振動(dòng)可能導(dǎo)致過(guò)沖到輸入電壓Vbatt之上，并且可能無(wú)意地將通常截止的寄生二極管5中的P-N結(jié)正向偏置。該電路是自定時(shí)的(self-timed),這是因?yàn)閮H僅MOSFET4在PWM控制器2的控制下。肖特基二極管7對(duì)通過(guò)電感器6和MOSFET4施加于其上的情況做出響應(yīng)，并且不需要用于確定其何時(shí)導(dǎo)通的獨(dú)立的控制信號(hào)。在表1中總結(jié)非同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作序列<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>如表l所示，傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)序列包括通過(guò)接通狀態(tài)的高壓側(cè)MOSFET對(duì)輸出電容器進(jìn)行充電并且使電感器^F茲化，當(dāng)MOSFET截止時(shí)使電感器電流續(xù)流經(jīng)過(guò)正向偏置的肖特基整流器，然后將高壓側(cè)MOSFET返回到接通。在被稱為"恢復(fù)"的最后階段中，當(dāng)高壓側(cè)MOSFET被再次接通時(shí)，在高壓側(cè)MOSFET和電感器之間的節(jié)點(diǎn)處的電壓最初低于地電壓。在恢復(fù)后，重復(fù)整個(gè)循環(huán)。總而言之，傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器包括單個(gè)高壓側(cè)功率MOSFET，其被操作為具有可變接通時(shí)間的開(kāi)關(guān)，用于控制輸出電壓；以及肖特基整流器，只要MOSFET開(kāi)關(guān)截止，該肖特基整流器就必須承載電感器的全部續(xù)流電流。同步降壓轉(zhuǎn)換器操作降壓轉(zhuǎn)換器的替代版本被稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器，其用功率MOSFET替代肖特基整流二極管，其中無(wú)論何時(shí)將一功率MOSFET截止，另一功率MOSFET都被同步(即，控制)為導(dǎo)通。因此同步降壓轉(zhuǎn)換器需要被配置為半橋或推挽輸出的兩個(gè)功率MOSFET來(lái)驅(qū)動(dòng)電感器，其中當(dāng)高壓側(cè)功率MOSFET截止時(shí)，低壓側(cè)或接地的同步整流MOSFET接通。由于操作為開(kāi)關(guān)的MOSFET展現(xiàn)線性I-V特性，所以可以使其充分地大，以展現(xiàn)低接通狀態(tài)電阻和比肖特基二極管的電壓降更低的電壓降。同步整流MOSFET通常與二極管(寄生P-N結(jié)二極管或分立肖特基二極管)并聯(lián)。在同步整流MOSFET導(dǎo)通時(shí)，其從二極管分流電流，并且將其轉(zhuǎn)移到MOSFET的"溝道"中。同步整流器的增加使降壓轉(zhuǎn)換器的操作復(fù)雜，這是因?yàn)樾枰葦嗪蠛?break-before-make)電路來(lái)確保在開(kāi)關(guān)瞬態(tài)期間，存在兩個(gè)MOSFET都截止(即，沒(méi)有電流流過(guò)任一MOSFET)的短暫時(shí)刻。同步降壓轉(zhuǎn)換器20的示例在圖IB中示出。降壓轉(zhuǎn)換器20包括功率MOSFET25、電感器27、如上所述與寄生P-N二極管29并聯(lián)的同步整流功率MOSFET28、以及輸出濾波電容器31。MOSFET25的操作由脈寬調(diào)制(PWM)控制器21控制，利用柵極緩沖器23驅(qū)動(dòng)MOSFET25的柵極。盡管PWM控制器21被稱為"PWM控制器"，意味著固定頻率、可變脈寬的操作，但是替代地其可以可變頻率操作(有時(shí)被稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式，其中允許時(shí)鐘周期變化)，或替代地依賴于負(fù)載和輸入情況而在PFM和PWM模式之間交替。關(guān)于晶體管的接通時(shí)間、截止時(shí)間、或者接通時(shí)間和截止時(shí)間兩者是否是變化的，術(shù)語(yǔ)"PFM"是模糊的。該術(shù)語(yǔ)被包括在此僅作為對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的術(shù)語(yǔ)的引用，而非在此使用。來(lái)自電源(電池或其它電力輸入)的能量輸入通過(guò)MOSFET25而切換或門控(gated)。在MOSFET25的正極端連接到電池或其它電力輸入的情況下，MOSFET25像用于控制電感器27中的電流的"高壓側(cè)，，開(kāi)關(guān)一樣操作。二極管26是寄生于MOSFET25并與其漏極和源極并聯(lián)的P-N結(jié)。電容器30表示寄生于P-N二極管29的電容。通過(guò)控制MOSFET25的開(kāi)關(guān)和接通時(shí)間，可動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)在電感器27的磁場(chǎng)中儲(chǔ)存的能量，以控制輸出濾波電容器31上的電壓。輸出電壓V。ut作為電壓VFB而反饋到PWM控制器電路21的輸入，該P(yáng)WM控制器電路21通過(guò)對(duì)MOSFET25的反復(fù)開(kāi)關(guān)來(lái)控制電感器27中的電流L。負(fù)載32表示連接到降壓轉(zhuǎn)換器20的輸出的電負(fù)載。通過(guò)柵極緩沖器24將同步整流MOSFET28與MOSFET25異相地驅(qū)動(dòng)，該同步整流MOSFET28在MOSFET25截止的時(shí)間段期間導(dǎo)通。在現(xiàn)有技術(shù)的同步降壓轉(zhuǎn)換器中，同步整流MOSFET28從不在高壓側(cè)MOSFET25接通并導(dǎo)通時(shí)導(dǎo)通。在MOSFET28的正極端連接到電感器27(即，連接到存在中間電壓Vx的節(jié)點(diǎn))、而其負(fù)極端連接到電路接地的情況下，該MOSFET28像"低壓側(cè)"開(kāi)關(guān)一樣操作，分流二極管29中的電流。二極管29是寄生于同步整流MOSFET28的、與其漏極和源極并聯(lián)的P-N結(jié)，因此二極管29僅在MOSFET25和28兩者都截止的短暫間隔期間(即，在先斷后合間隔期間)，在分流一小部分的瞬態(tài)電流的并聯(lián)的電容器30的幫助下，傳導(dǎo)大量電流。通過(guò)確保MOSFET25和28不同時(shí)導(dǎo)通/人而不短路或"急劇短路(crow-bar)"轉(zhuǎn)換器20的輸入和電源，先斷后合(BBM)電路22防止直通(shoot-through)導(dǎo)通。在該短暫的BBM間隔期間，二極管29必須與電容器30—起承載經(jīng)過(guò)電感器27的電流L。先斷后合間隔在一個(gè)完整的循環(huán)中出現(xiàn)兩次——次在緊接在高壓側(cè)MOSFET25截止之后、同步整流MOSFET28接通之前的瞬態(tài)中，第二次在同步整流MOSFET28截止之后、但緊接在高壓側(cè)MOSFET25接通之前。在現(xiàn)有技術(shù)的同步降壓轉(zhuǎn)換器中，同步整流MOSFET28從不在先斷后合間隔期間導(dǎo)通。盡管BBM間隔必然防止了直通情況，但是該BBM間隔可能導(dǎo)致引起振蕩和電子噪聲的各種情況。就在高壓側(cè)MOSFET再次導(dǎo)通時(shí)、在同步整流器已經(jīng)截止后的間隔期間，同步降壓轉(zhuǎn)換器中的噪聲可能特別有問(wèn)題，產(chǎn)生了被稱為"強(qiáng)迫二極管恢復(fù)"的瞬態(tài)情況。當(dāng)在"輕負(fù)載"情況下使用同步整流器時(shí)、當(dāng)負(fù)載正汲取低電流并且電感器中的電流實(shí)際上可能暫時(shí)地改變方向時(shí)，也可能出現(xiàn)有噪聲的操作。在正常的PWM操作下，同步降壓轉(zhuǎn)換器20在節(jié)點(diǎn)Vx處展現(xiàn)如圖2B所示的波形。在時(shí)間t!之前，高壓側(cè)MOSFET25處于其接通狀態(tài)，用作具有電阻Ros(開(kāi)關(guān))的開(kāi)關(guān)。在MOSFET25和28以及電感器27之間的節(jié)點(diǎn)處的中間電壓Vx因而等于Vbatt-IL.Ros(開(kāi)關(guān))，該電壓理想地接近于輸入電壓Vbatt，并且二極管26和二極管29兩者都被反向偏置?？缭?截止的"整流二極管29的電壓在如圖3B所示的二極管29的I-V特性中的點(diǎn)42處示出。盡管在線性曲線圖上電流看上去為"零，，，但是在反向偏置情況下一些漏電流流過(guò)二極管29，雖然該漏電流小于將流過(guò)肖特基二極管的漏電流。在時(shí)間tP高壓側(cè)MOSFET25截止，并且電感器27將電壓Vx快速驅(qū)動(dòng)為負(fù)，直到P-N二極管29導(dǎo)通為止，將電壓Vjt位在負(fù)的二極管29的正向?qū)妷篤f，該電壓稍;微低于地電壓，如圖3B的曲線圖中的點(diǎn)43所示。由于與組件的接線和印刷電路板導(dǎo)電跡線相關(guān)聯(lián)的雜散電感，導(dǎo)致出現(xiàn)一些過(guò)沖和振動(dòng)。當(dāng)高壓側(cè)晶體管25截止時(shí)，在時(shí)間^處的瞬態(tài)行為類似于傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器1的行為。然而，與降壓轉(zhuǎn)換器1相反，二極管29中的導(dǎo)通僅持續(xù)由先斷后合間隔確定的有限的持續(xù)期tBBM，并且二極管29不需要在整個(gè)續(xù)流階段期間承載經(jīng)過(guò)電感器27的全部電流IL。在等于t一tBBM的時(shí)間t2,低壓側(cè)同步整流MOSFET28接通，并且分流在二極管29中流動(dòng)的電流的很大部分。低于地電勢(shì)的Vx因而從-Vf減到-IL.Ros(同步整流)，該電壓更接近于零，如圖3B中的點(diǎn)44所示。在時(shí)間t2和時(shí)間t3之間的間隔，電感器27中的電流續(xù)流經(jīng)過(guò)同步整流MOSFET28。同步整流MOSFET28保持接通，直到PWM控制器21確定高壓側(cè)MOSFET25必須再次接通為止。假設(shè)同步整流MOSFET28的該導(dǎo)通間隔不過(guò)長(zhǎng)或者平均電感器電流II不過(guò)低，則在電感器27中流動(dòng)的電流lL的極性將保持朝向轉(zhuǎn)換器20的輸出端的方向，并且能量將從轉(zhuǎn)換器20流向其輸出端并流到電容器31中，我們?cè)诖藢⒃撾娏鞣较蛑付?到輸出"。到同步降壓轉(zhuǎn)換器20中的高壓側(cè)MOSFET25的導(dǎo)通的瞬態(tài)涉及首先將低壓側(cè)同步整流MOSFET28關(guān)斷第二先斷后合間隔tBBM，在該間隔期間MOSFET25和28兩者都"截止"，并且使跨越正向?qū)ǖ恼鞫O管29的電壓暫時(shí)返回到值-Vf，如圖3B中的點(diǎn)43所示。這出現(xiàn)在圖2B的時(shí)間t3和時(shí)間t4之間的間隔中。在該間隔期間，所儲(chǔ)存的電荷再次開(kāi)始在低壓側(cè)整流二極管29中累積。由于二極管29表示同步整流MOSFET28所固有的硅P-N結(jié)而非肖特基二極管，因此，其與降壓轉(zhuǎn)換器1中的肖特基二極管7相比儲(chǔ)存更多的電荷并展現(xiàn)更高的正向電壓降。該額外儲(chǔ)存的電荷在先斷后合間隔之后的時(shí)間tj對(duì)開(kāi)關(guān)瞬態(tài)造成不利影響。在時(shí)間t4之前，電壓Vx保持在-Vf，直到高壓側(cè)功率MOSFET25重新導(dǎo)通并開(kāi)始傳導(dǎo)電流為止。正向?qū)ǖ腜-N整流二極管29因此快速地變?yōu)榉聪蚱?。然而，在電壓Vx可以上升之前，必須耗盡在整流二極管29中儲(chǔ)存的全部電荷。該電路行為由寄生電容器30示意性地圖示，以模仿導(dǎo)致電壓Vx的延遲上升的、P-N二極管29中的延長(zhǎng)導(dǎo)通。這樣的操作被稱為二極管恢復(fù)。在該開(kāi)關(guān)瞬態(tài)的開(kāi)始，隨著高壓側(cè)MOSFET25的4冊(cè)極電壓傾斜地上升并且Vx接近地電勢(shì)，MOSFET25被暫時(shí)地偏置為漏極-源極電壓大于其柵極偏置(即，|VDS|>|VGS|)，并且MOSFET25"飽和"。飽和的MOSFET操作為可編程電流源，其中漏極電流很大程度上依賴于其柵極偏置，但僅最小程度地受其漏極電壓影響。當(dāng)二極管29恢復(fù)時(shí)，飽和的MOSFET25中的導(dǎo)通電流的開(kāi)關(guān)波形影響跨越二極管29的瞬態(tài)電壓。如果跨越二極管29的電壓上升是逐漸的，則二極管29中的功耗增力口，但是電壓開(kāi)關(guān)瞬態(tài)(voltageswitchingtransient)的噪聲可能相對(duì)低。相反地，如果跨越二極管29的電壓快速上升，則可能減少二極管29中的功耗，但是在電壓Vx中可能出現(xiàn)顯著的過(guò)沖和振動(dòng)。這樣的行為被稱為"快速(snappy)"二極管恢復(fù)，這可能導(dǎo)致對(duì)負(fù)載和與輸入連接的電路以及整個(gè)電路性能有影響的不期望的傳導(dǎo)和輻射噪聲以及電磁干擾。在一些情況下，作為電路中雜散電感的結(jié)果，電壓Vx可能"振動(dòng)"到輸入電壓Vbatt之上，并且導(dǎo)致高壓側(cè)二極管26的不期望的正向偏置，這然后可能導(dǎo)致更多的電荷儲(chǔ)存、振蕩和電路不穩(wěn)定性。在二極管恢復(fù)期間，高壓側(cè)MOSFET25像電流源一樣地接通并飽和，但是不展現(xiàn)為恒流，這是因?yàn)殡S著該高壓側(cè)MOSFET25嘗試將Vx拉高，其柵極是斜坡的。因?yàn)槎O管29將Vx電壓保持為接近地電壓，所以MOSFET25不可避免地飽和，并且操作為斜波(ramped)電流源，直到二極管29恢復(fù)并且Vx上升為止。出于下述兩個(gè)原因該情況實(shí)際上降低了轉(zhuǎn)換器的效率。第一個(gè)原因是二極管恢復(fù)電流表示到二極管29恢復(fù)并截止為止、提取少數(shù)載流子或提供重組電流(recombinationcurrent)所需的功率損失。二極管恢復(fù)電流類似于直通電流地操作，因?yàn)樗侵苯涌缭睫D(zhuǎn)換器的電池輸入端提供的。另一功率損失出現(xiàn)是因?yàn)镸OSFET25同時(shí)支持高VDs漏極電壓和增長(zhǎng)的電流，因此消耗大小為Px。ver=ID(t)V。s(t)的瞬時(shí)功率。該損失有時(shí)被稱為MOSFET的開(kāi)關(guān)或"交越(cross-over)"損失Px。ver。因?yàn)榭偣β适菍?duì)Px。ver的時(shí)間積分，所以限制MOSFET25保持在VDSVb甜情況的時(shí)間是最有效的。不幸的是，直到恢復(fù)幾乎完成，二極管29都防止Vos降落。在本申請(qǐng)的下一部分更詳細(xì)地討論二極管恢復(fù)的主題。在二極管29恢復(fù)后，隨著晶體管最終移到其線性(即，可變電阻器)操作模式，Vx上升并且跨越高壓側(cè)MOSFET25的漏極-源極電壓相應(yīng)地下降。電感器27中的^t化再次出現(xiàn)，并且重新開(kāi)始循環(huán)。與單個(gè)有源MOSFET晶體管在PWM控制器的控制下的傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器不同，同步降壓轉(zhuǎn)換器需要控制兩個(gè)功率MOSFET，該兩個(gè)功率MOSFET被驅(qū)動(dòng)為異相導(dǎo)通并且從不同時(shí)導(dǎo)通。如所述的，在表2中總結(jié)在正常負(fù)載情況下的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作序列<table>tableseeoriginaldocumentpage0</column></row><table>表2如所示的，在正常負(fù)載情況下的同步降壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)序列包括通過(guò)高壓側(cè)MOSFET對(duì)輸出電容器充電并使電感器磁化，在第一BBM間隔期間截止高壓側(cè)MOSFET并將電感器電流續(xù)流經(jīng)過(guò)正向偏置的整流器，接通同步整流MOSFET并通過(guò)該同步整流MOSFET對(duì)整流二極管電流進(jìn)行分流，在第二BBM間隔期間截止同步整流MOSFET并再次將電感器電流續(xù)流經(jīng)過(guò)正向偏置的整流二極管，然后將高壓側(cè)MOSFET重新接通。在被稱為"恢復(fù)"的后一階段中，在接通高壓側(cè)MOSFET時(shí)，電壓Vx最初低于地電壓。在恢復(fù)后，重復(fù)整個(gè)循環(huán)。注意到，同步整流MOSFET從不在高壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通時(shí)或在先斷后合間隔期間接通并導(dǎo)通。總之，同步降壓轉(zhuǎn)換器包括高壓側(cè)功率MOSFET,其被操作為具有可變接通時(shí)間的開(kāi)關(guān)，用于控制輸出電壓；同步整流MOSFET,其在高壓側(cè)MOSFET截止時(shí)導(dǎo)通某一時(shí)間段，而從不在高壓側(cè)MOSFET接通時(shí)導(dǎo)通；以及整流二極管，只要兩個(gè)MOSFET都截止，該整流二極管就必須在開(kāi)關(guān)瞬態(tài)承載電感器的續(xù)流電流。強(qiáng)迫二極管恢復(fù)在諸如同步降壓轉(zhuǎn)換器的、包括驅(qū)動(dòng)電感器的MOSFET半橋(即，推挽級(jí))的開(kāi)關(guān)模式電路中，必須考慮兩個(gè)重要的因素。首先，兩個(gè)MOSFET不能同時(shí)都操作為接通狀態(tài)的開(kāi)關(guān)，從而不使電源輸入短路。該第一考慮因素的實(shí)際實(shí)現(xiàn)方式是通常通過(guò)使用時(shí)序電路以便在接通一MOSFET(即，"接合，，連接)之前，截止接通狀態(tài)的另一MOSFET開(kāi)關(guān)(即，斷開(kāi)電路)，來(lái)確保兩個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)從不同時(shí)接通。這樣的先斷后合(BBM)電路也稱為"直通"保護(hù)、交越(cross-over)保護(hù)、死區(qū)時(shí)間控制等，這意味著每個(gè)開(kāi)關(guān)瞬態(tài)包括當(dāng)所有開(kāi)關(guān)都截止并且中間節(jié)點(diǎn)"浮置(float)"到不由開(kāi)關(guān)確定的電壓時(shí)的中間狀態(tài)。第二考慮因素是在兩個(gè)MOSFFET都截止并且兩個(gè)MOSFET之間的、連接到電感器的公共節(jié)點(diǎn)浮置時(shí)的任何間隔期間，電感器必須將浮置的節(jié)點(diǎn)驅(qū)動(dòng)到除為電路供電的電源軌(supplymil)之外的電壓。無(wú)論何時(shí)電感器將電路中的節(jié)點(diǎn)電壓驅(qū)動(dòng)到電源軌之外，二極管都必須或者變?yōu)檎蚱没蛘呓?jīng)歷雪崩擊穿，以在瞬態(tài)的瞬間維持磁化的電感器中的電流連續(xù)性，即IiXto-)=IiXto+),即，箝位最大電感器電壓。在通常的電力應(yīng)用中，優(yōu)選地使用肖特基二極管或P-N結(jié)二極管的正向偏置而不是依賴于雪崩擊穿或齊納二極管效應(yīng)，這主要是因?yàn)檎蚱玫亩O管作為電壓箝位提供了較低的電壓降、降低的功耗和較高的效率。在比如降壓轉(zhuǎn)換器、同步降壓轉(zhuǎn)換器、升壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器的非隔離的開(kāi)關(guān)電源拓樸中，將電感器從電池或其它輸入電源斷開(kāi)將使得電感器立刻強(qiáng)迫二極管導(dǎo)通。然而，二極管導(dǎo)通導(dǎo)致不期望的電荷儲(chǔ)存，這不僅可能增加功率損失，更重要地是，這可能在開(kāi)關(guān)事件期間導(dǎo)致增加的噪聲、振動(dòng)和不穩(wěn)定性。同步整流不消除二極管電荷儲(chǔ)存問(wèn)題，這是因?yàn)闉榱藵M足上述第一考慮因素，同步整流MOSFET必須在另一MOSFET接通之前截止。先斷后合間隔允許整流二極管導(dǎo)通并儲(chǔ)存電荷。在功率MOSFET的集成電路或分立實(shí)現(xiàn)方式中，與同步整流MOSFET并聯(lián)的硅P-N結(jié)二極管在同步整流MOSFET截止后立刻導(dǎo)通。嘗試使用與MOSFET并聯(lián)的分立的肖特基二極管來(lái)將電流從硅二極管轉(zhuǎn)移開(kāi)提供了有限的好處，這具體是因?yàn)殡s散電感防止了肖特基二極管在短的BBM間隔內(nèi)導(dǎo)通。在諸如開(kāi)關(guān)電源和PWM電機(jī)驅(qū)動(dòng)器之類的開(kāi)關(guān)式電感器功率電路中，在緊接在功率整流器的正向偏置之后的其快速反向偏置期間(該情況被稱為強(qiáng)迫二極管恢復(fù))，可能出現(xiàn)顯著的噪聲。圖4A-4C表示對(duì)同步降壓轉(zhuǎn)換器中(例如，與圖1B的同步降壓轉(zhuǎn)換器20在拓樸上類似的DC/DC轉(zhuǎn)換器中)的強(qiáng)迫二極管恢復(fù)處理的現(xiàn)象描述和該現(xiàn)象對(duì)由開(kāi)關(guān)瞬態(tài)產(chǎn)生的噪聲的影響。具體地，圖4A中的電路50圖示了在緊接在高壓側(cè)MOSFET25截止(如開(kāi)路的開(kāi)關(guān)52所表示)之后的二極管續(xù)流期間的降壓轉(zhuǎn)換器20的等效電路。在電路50中，電壓源51表示電池或其它電壓輸入Vtot,電阻器54表示負(fù)載32的理想近似，而電壓源57表示充電電容器31，對(duì)于短持續(xù)期的瞬態(tài)，該充電電容器31可以被建模為AC短路。固定電流源53是在穩(wěn)態(tài)開(kāi)關(guān)情況下操作的電感器27的理想表示，只要時(shí)鐘的開(kāi)關(guān)頻率充分大于LC濾波器的諧振頻率，這就是個(gè)有效的假設(shè)。二極管55表示MOSFET25固有的正向偏置的硅P-N結(jié)，而電容器56表示在正向偏置的結(jié)中儲(chǔ)存的電荷。只要開(kāi)路的開(kāi)關(guān)52中的漏電流Ioss基本上為0，即典型地小于1毫安，則電感器電流完全由二極管55承載，或Id-L。與該電流級(jí)別相應(yīng)地，^爭(zhēng)越正向偏置的二極管55出現(xiàn)電壓Vf。該情況在整個(gè)BBM間隔期間持續(xù)。在圖4B中，電路60表示緊接在高壓側(cè)MOSFET25接通后的轉(zhuǎn)換器20。作為具有穩(wěn)定上升的柵極電壓的飽和器件，MOSFET25被表示為產(chǎn)生相對(duì)恒定的dl/dt的受控電流源61和反向偏置二極管55。然而，在Vx可以上升之前，必須耗盡在整流二極管29中儲(chǔ)存的所有電荷。該儲(chǔ)存的電荷包括由電容器56表示的耗盡電容、和在被稱為"擴(kuò)散電容"的"真實(shí)的"結(jié)二極管55中儲(chǔ)存的少數(shù)載流子。瞬時(shí)電流(transientcurrent)ic表示對(duì)耗盡電容56放電所需的電流，而電流iRR描述克服擴(kuò)散電容并截止二極管56的正向偏置所需要的反向恢復(fù)電荷。盡管耗盡電容和擴(kuò)散電容的每個(gè)展現(xiàn)不同的瞬態(tài)特性，但是它們的組合影響決定了整體"二極管恢復(fù)"，該二極管恢復(fù)是延遲停止P-N二極管55中的導(dǎo)通并推遲電壓Vx的上升的現(xiàn)象。應(yīng)當(dāng)注意，在普遍使用的諸如SPICE和其派生物的電路仿真器中的瞬態(tài)仿真沒(méi)有精確地預(yù)測(cè)二極管恢復(fù)波形，這是因?yàn)镻-N二極管的簡(jiǎn)單數(shù)學(xué)模型缺少描述擴(kuò)散電容的二維物理學(xué)特性。精確地仿真強(qiáng)迫二極管恢復(fù)需要基于物理學(xué)特性的兩維器件仿真器(如PISCES、MEDICI等)，該兩維器件仿真器由整個(gè)電路施加的依賴于時(shí)間的偏置情況來(lái)驅(qū)動(dòng)，或通過(guò)將器件仿真和電路仿真耦合在一起而驅(qū)動(dòng)(參見(jiàn)R.K.Williams等人，Int.Symp.PowerSemiDev(ISPSD91);第254-257頁(yè)(IEEE,1991))。作為一般的觀測(cè)，簡(jiǎn)單模型電路仿真通過(guò)低估儲(chǔ)存的電荷量及其相關(guān)聯(lián)的功率損失、低估由儲(chǔ)存的少數(shù)載流子造成的恢復(fù)延遲、并且通過(guò)低估在恢復(fù)瞬態(tài)結(jié)束時(shí)出現(xiàn)的dVx/dt,而產(chǎn)生了比真實(shí)二極管的行為更"理想的，，強(qiáng)迫二極管恢復(fù)波形。通過(guò)低估"快速(snappy)"二極管中的電壓轉(zhuǎn)換速率(slewrate),仿真還預(yù)測(cè)了比在真實(shí)電路中觀測(cè)到的Vx引腳上的振動(dòng)更少的振動(dòng)，從而推斷出比在物理系統(tǒng)中實(shí)際遭遇的噪聲和EMI問(wèn)題更少的噪聲和EMI問(wèn)題。該結(jié)果的另一解釋是在簡(jiǎn)單模型電路仿真中減少dV/dt的任何方法可能在真實(shí)世界的實(shí)現(xiàn)方式中產(chǎn)生甚至更大的改進(jìn)(improvement)。圖4C中的電路70圖示了緊接在高壓側(cè)MOSFET25作為完全導(dǎo)通的(fUlly-enhanced)接通狀態(tài)的開(kāi)關(guān)(由電阻器72表示)被接通后的同步降壓轉(zhuǎn)換器20?，F(xiàn)在處于其截止?fàn)顟B(tài)的低壓側(cè)二極管29和同步整流MOSFET28由開(kāi)路的開(kāi)關(guān)75表示，該開(kāi)路的開(kāi)關(guān)75展現(xiàn)基本上為零的漏電流IDSS。二極管29的恢復(fù)在圖5中圖示為在反向恢復(fù)開(kāi)始時(shí)相對(duì)于時(shí)間的二極管29的電流波形和電壓波形的疊加。在瞬態(tài)之前，二極管29傳導(dǎo)電流If(由線段81表示)，并具有對(duì)應(yīng)的正向偏置電壓Vf(由線段86表示)。隨著高壓側(cè)MOSFET25開(kāi)始導(dǎo)通，其減少在二極管29中流動(dòng)的續(xù)流電流(由斜線段82表示)。由于P-N二極管導(dǎo)通的指數(shù)性質(zhì)，跨越二極管29的電壓僅稍微減小。在點(diǎn)90,二極管中的電流實(shí)際上反向，允許電流短暫地(momentarily)從其陰極流到其陽(yáng)極，這與通常的導(dǎo)通反向。理想地，二極管將僅在其正向偏置時(shí)(即，當(dāng)電流從其陽(yáng)極流到其陰極時(shí))使得導(dǎo)通出現(xiàn)。由于不期望的儲(chǔ)存電荷，在點(diǎn)90之后，反向電流在二極管55中流動(dòng)。反向電流的大小增加，直到相當(dāng)數(shù)量的電荷已經(jīng)被移除并且不再支持這樣級(jí)別的反向電流為止。在點(diǎn)83，反向電流達(dá)到其峰值lRR,然后開(kāi)始沿著更指數(shù)形狀的曲線84減小大小。在點(diǎn)90開(kāi)始并且在點(diǎn)85結(jié)束的反向二極管電流對(duì)時(shí)間的全部積分面積(totallyintegratedarea)凈皮定義為反向恢復(fù)電荷Qrr,在點(diǎn)90和點(diǎn)85處，二極管電流基本為零，該反向恢復(fù)電荷QRR以庫(kù)侖為單位并且通過(guò)下式表達(dá)峰值反向電流出現(xiàn)后，電壓Vx上升的開(kāi)始被延遲一段時(shí)間，但隨著最后殘余的少數(shù)載流子電荷在二維P-N結(jié)內(nèi)被移除或重組，電壓Vx最終開(kāi)始快速上升(在線段87)。電壓Vx(MOSFET25的漏極電壓)然后過(guò)沖(由線段88表示)，并且在振動(dòng)后，在點(diǎn)89處穩(wěn)定在穩(wěn)態(tài)值[VbatrlLRDs(開(kāi)關(guān))]。伴隨二極管恢復(fù)后的高dV/dt的另一問(wèn)題是由MOSFET錯(cuò)誤接通引起的噪聲。在二極管導(dǎo)通結(jié)束并且漏極電壓Vx快速上升之后，轉(zhuǎn)換器20的等效電路100可如圖6A表示，包括同步整流器101、柵極緩沖器103、暫時(shí)飽和的高壓側(cè)MOSFET102、以及表示電感器27的固定電流源104。如所示，同步整流器101包括N溝道MOSFET110，其中集成(integral)柵極-漏極反饋電容107大小為Cdg,柵極-源極電容108大小為Cgs,并且體-漏極(body-to-drain)電容109大小為Cdb。無(wú)論何時(shí)將源極和體短路，電容Cdb都與MOSFET的漏極-源極端并聯(lián)，這是MOSFET功率器件中的常見(jiàn)配置。大小為rd的寄生漏;f及電阻111、大小為rs的源極電阻112、以及大小為rg的分布式棚-極電阻106構(gòu)成了MOSFETIIO的才莫型。將MOSFETIO偏置到其截止?fàn)顟B(tài)的柵極緩沖器103包括具有電阻Rdriver的下拉器件105。二極管113表示與高壓側(cè)MOSFET102并聯(lián)的P-N結(jié)。MOSFET110的柵極電壓VG和漏極電壓Vx、以及高壓側(cè)二極管113中的電流If(開(kāi)關(guān))的波形120在圖6B中圖示。在時(shí)間tj之前，在開(kāi)關(guān)114閉合而開(kāi)關(guān)115斷開(kāi)的情況下，MOSFET110的柵極被柵極緩沖器103偏置為電壓Vbatt。此時(shí)，電壓Vx被偏置為比地電壓低的、等于-t.Rds(同歩整流)的量，并且高壓側(cè)二極管113保持反向偏置。在時(shí)間tP同步整流器101的柵極被柵極緩沖器103從V隨驅(qū)動(dòng)到地電壓，如從曲線121到122的過(guò)渡所示。這涉及開(kāi)關(guān)114的斷開(kāi)和開(kāi)關(guān)115的閉合。隨著同步整流MOSFET110的溝道截止，跨越MOSFET110的負(fù)電壓增加到Vf,如從曲線124到125的過(guò)渡所示，并且二極管116接替承載經(jīng)過(guò)電感器27的續(xù)流電流的功能。在時(shí)間t2,隨著電壓Vx開(kāi)始沿曲線129快速上升，電容性的位移電流(capacitivedisplacementcurrent)流過(guò)4冊(cè)才及-漏才及電容器107,并且由棚4及-源極電容器108以及分布式柵極電阻106與下拉器件105的串聯(lián)電阻形成分壓器。如果該串聯(lián)電阻(rg+Rdriver)足夠大，則在MOSFET110的柵極處的電壓(節(jié)點(diǎn)VG，)可能增加到MOSFET110的閾值電壓之上，如曲線123所示。這短暫地造成同步整流MOSFET110再次導(dǎo)通，在電壓Vx節(jié)點(diǎn)觸發(fā)在大小和持續(xù)期上變化的不期望的振蕩126。其結(jié)果是在一頻率范圍上散布的噪聲突發(fā)-在通信應(yīng)用中噪聲尤其有問(wèn)題。在高dV/dt瞬態(tài)期間控制4冊(cè)極電壓是困難的，這是因?yàn)橥秸髌?01包括七個(gè)無(wú)源元件和P-N二極管，它們?nèi)慷加绊懚俗犹匦?。如果瞬時(shí)振動(dòng)126超過(guò)600mV,基本是在Vb敏之上一個(gè)正向偏置的二極管電壓Vf,在此情況下高壓側(cè)二極管113導(dǎo)通，如曲線129A和129B所示，增加了其它電荷儲(chǔ)存和振蕩模式，則各振蕩可能進(jìn)一步混合。僅在一段不受控的振蕩后，漏極電壓Vx才最終穩(wěn)定到其最終電壓，如線127所示?？傊?，在高壓側(cè)導(dǎo)通之前在同步降壓轉(zhuǎn)換器中的強(qiáng)迫二極管恢復(fù)可能導(dǎo)致反向整流器電流和效率損失、高dV/dt轉(zhuǎn)換速率、振動(dòng)、電壓過(guò)沖、振蕩、高壓側(cè)MOSFET的二極管的正向偏置、以及在一頻率范圍上散布的不可控制的噪聲突發(fā)。不幸的是，所有已知硬開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器(即，除了諧振和準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器以外的轉(zhuǎn)換器)一段間隔需要強(qiáng)迫二極管恢復(fù)，以提取P-N結(jié)中儲(chǔ)存的電荷。防止MOSFET的固有P-N結(jié)中的二極管導(dǎo)通的一種方式是將同步整流MOSFET與外部肖特基整流器并聯(lián)連接。肖特基二極管的目的是在先斷后合間隔期間將電感器142的續(xù)流電流轉(zhuǎn)移到與同步整流MOSFET并聯(lián)的較低電壓降的電路路徑中。不幸的是，如圖7的等效電路140所示，該方法在高頻DC/DC轉(zhuǎn)換器中不起作用，這是因?yàn)樾ぬ鼗O管146包括雜散電感147,無(wú)論何時(shí)同步整流MOSFET144截止并且P-N二極管145導(dǎo)通，該雜散電感147都將肖特基二極管導(dǎo)通的開(kāi)始延遲。在肖特基二極管146開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)，先斷后合間隔結(jié)束，高壓側(cè)MOSFET141正在導(dǎo)通，Vx處的電壓已經(jīng)在上升，并且強(qiáng)迫二極管恢復(fù)已經(jīng)開(kāi)始。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的輕負(fù)載操作在優(yōu)化DC/DC轉(zhuǎn)換器中的另一因素是在低輸出功率情況下(即，當(dāng)負(fù)載汲取比其在正常操作期間所汲取的電流低一或兩個(gè)量級(jí)的電流時(shí))的效率、操作穩(wěn)定性和噪聲行為。在所謂的"輕負(fù)載，，情況下，電感器傳導(dǎo)僅稍高于零的電流。在一些情況下，電感器中的電流可能實(shí)際上是反向的，在流向負(fù)載(即，流出轉(zhuǎn)換器)和從負(fù)載流入(即，流入轉(zhuǎn)換器的輸出)之間振蕩。圖8A-8C圖示在三種不同負(fù)載情況下、在同步降壓轉(zhuǎn)換器中的中間電壓Vx和電感器電流L。具體地，圖8A圖示當(dāng)轉(zhuǎn)換器以滿負(fù)載情況操作時(shí)的Vx和IL,在滿負(fù)載情況下，平均電感器電流L遠(yuǎn)大于零。如上所述，電壓Vx在續(xù)流期間的稍微負(fù)的值和高壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通期間的稍微低于Vbatt的正電壓之間切換。重復(fù)時(shí)段表示在固定頻率脈寬調(diào)制(PWM)模式下的轉(zhuǎn)換器操作。當(dāng)Vx脈沖已經(jīng)減小到其最小寬度Uin時(shí)，恒定振蕩時(shí)段I^表示其中可以維持固定頻率PWM操作的最短間隔。如果需要較低輸出電流并且不增加時(shí)鐘周期，則輸出電壓將開(kāi)始上升，并且轉(zhuǎn)換器將喪失其調(diào)節(jié)能力。圖8B圖示在導(dǎo)致最低電感器電流151接近零的低電流負(fù)載下的降壓轉(zhuǎn)換器的操作。在該情況下，時(shí)段T必須增加，并且時(shí)鐘頻率下降以避免轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的逐漸上升，即，T^丁2〉T!。通過(guò)使用最小持續(xù)期的固定接通時(shí)間脈沖并且通過(guò)根據(jù)輸出電壓的反饋改變截止時(shí)間，脈沖頻率調(diào)制能夠根據(jù)振蕩時(shí)段的恒定變化來(lái)調(diào)節(jié)輸出。PFM操作的缺點(diǎn)是可變頻率產(chǎn)生變化的頻率噪聲頻譜，但是效率維持相對(duì)高。在甚至更輕的負(fù)載處，圖8C圖示在電感器電流經(jīng)過(guò)零、并且在同步整流MOSFET中出現(xiàn)負(fù)導(dǎo)通的情況下的開(kāi)關(guān)波形。在點(diǎn)152所指示的時(shí)間，電流開(kāi)始從負(fù)載流回到轉(zhuǎn)換器中，即，沿減少在開(kāi)關(guān)的輸出電容器上儲(chǔ)存的能量的方向流動(dòng)。在點(diǎn)153處，控制器再次接通高壓側(cè)MOSFET以刷新(即，^磁化)電感器，負(fù)電流達(dá)到峰值，并且開(kāi)始減小大小。在時(shí)間點(diǎn)154，電流轉(zhuǎn)為正，并且能量再次流出轉(zhuǎn)換器并且流向負(fù)載。在輕負(fù)載下操作的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作狀態(tài)表因而被修改為包括電流反向，如表3所示<table>tableseeoriginaldocumentpage20</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table>表3在輕負(fù)載下，依賴于電感器中的電流，"續(xù)流"和"反向"狀態(tài)可以振蕩任何次數(shù)。不幸的是，電流反向是能量低效的，通過(guò)將電流在轉(zhuǎn)換器中的電感器和輸出電容器之間來(lái)回"流動(dòng)(sloshing)"而浪費(fèi)了能量。在電感器中流動(dòng)反向電流的問(wèn)題出現(xiàn)是因?yàn)镸OSFET可以在任一極性下導(dǎo)通并具有相等的導(dǎo)通性，所以"來(lái)自負(fù)載的"電流和"到負(fù)載的，，電流的大小幾乎可以相等。結(jié)果，在輕負(fù)載下的電流反向期間使同步整流MOSFET保持接通降低了轉(zhuǎn)換器的效率。因此，盡管同步整流器從不在高壓側(cè)MOSFET接通并導(dǎo)通時(shí)導(dǎo)通，并且從不在先斷后合期間導(dǎo)通，但是依賴于電感器電流的大小，同步整流器可能在續(xù)流期間保持接通過(guò)長(zhǎng)，導(dǎo)致電流反向以及在反向和續(xù)流狀態(tài)之間的振蕩。由于反向和續(xù)流狀態(tài)以依賴于負(fù)載的頻率反復(fù)交替，因此用于將高壓側(cè)MOSFET接通的PWM控制器的指令異步地(即，當(dāng)PWM控制器判斷需要該指令時(shí))出現(xiàn)。轉(zhuǎn)換器因此在不確定的(indeterminate)極性下進(jìn)入BBM狀態(tài)，依賴于轉(zhuǎn)換器的最后狀態(tài)，電感器電流從輸出流入或流到輸出。在任何情況下，大反向電流降低效率，并且可能潛在地進(jìn)一步加劇在BBM操作和二極管恢復(fù)期間的噪聲。一些研究人員建議的一種補(bǔ)救方法是檢測(cè)何時(shí)將出現(xiàn)反向電流情況，并且將同步整流MOSFET截止。理論上說(shuō)，由于與同步整流MOSFET并聯(lián)的P-N二極管在電流反向情況下被反向偏置，因此它不能導(dǎo)通，并且電感器電流將變得不連續(xù)，即中斷，就好像其在傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器下所操作的那樣。在輕負(fù)載情況期間截止同步整流器修改了轉(zhuǎn)換器的操作階段，如表4所述<table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>表4如所述，充電、第一BBM和續(xù)流階段如上所述地操作。然而，在電流反向開(kāi)始時(shí)，截止的低壓側(cè)MOSFET被關(guān)斷，阻止電流從輸出流回到轉(zhuǎn)換器。然后轉(zhuǎn)換器在續(xù)流模式和反向模式之間交替任何次數(shù)，其中，在續(xù)流模式下，其同步整流器"接通"，而在反向模式下，同步整流MOSFET"截止"。可以通過(guò)檢測(cè)電流何時(shí)開(kāi)始顛倒極性、或簡(jiǎn)單地通過(guò)只要電感器電流降到指定值以下就禁用同步整流器操作，來(lái)關(guān)斷同步整流器。如果在電感器電流為零時(shí)(即，在反向階段)開(kāi)始第二BBM間隔，則兩個(gè)MOSFET都保持截止并且不需要操作。如果在續(xù)流階段之后開(kāi)始BBM,則對(duì)于BBM間隔必須關(guān)斷同步整流器，并且在循環(huán)重復(fù)之前出現(xiàn)強(qiáng)迫二極管恢復(fù)。因此，在該現(xiàn)有技術(shù)的方法中，在高壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通期間、在先斷后合操作期間、以及在輕負(fù)載電流反向期間，同步MOSFET總是截止并且不導(dǎo)通。在輕負(fù)載反向?qū)ㄆ陂g同步降壓轉(zhuǎn)換器的同步整流器偏置截止的情況下，該同步降壓轉(zhuǎn)換器像傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器一樣操作，除了整流器被實(shí)現(xiàn)為硅P-N二極管，而不是被實(shí)現(xiàn)為肖特基二極管。在輕負(fù)載下降壓轉(zhuǎn)換器的不連續(xù)操作中的中間電壓Vx和電感器電流IL的波形如圖9A-9C所示。圖9A圖示電感器電流IL,其在時(shí)間h隨著高壓側(cè)MOSFET的接通而開(kāi)始，并且增加直到在時(shí)間t2到達(dá)點(diǎn)161處，在該時(shí)間t2時(shí)，高壓側(cè)MOSFET截止，并且在短暫的BBM間隔(過(guò)短以至于不能在所示的時(shí)間標(biāo)度上清楚地圖示)之后，低壓側(cè)同步整流MOSFET接通。與圖9A的電感器電流相對(duì)應(yīng)，圖9B中的線162圖示的電壓Vx在從時(shí)間t!到時(shí)間t2的磁化間隔期間大致等于Vbatt。在短BBM間隔164之后，低壓側(cè)同步整流MOSFET接通，強(qiáng)迫Vx在從12到13的間隔163期間稍微低于地電壓。在該間隔期間，電感器電流k傾斜下降到零，并且在時(shí)間t3,通過(guò)關(guān)斷低壓側(cè)MOSFET來(lái)防止同步整流MOSFET和電感器中的反向電流。在關(guān)斷同步整流MOSFET之后，電壓Vx的振蕩165立刻開(kāi)始。這些振蕩可歸于圖10的電路170中所示的RLC回路電路，其中"回路"包括低壓側(cè)MOSFET174，其具有耗盡電容176、二極管擴(kuò)散電容175、雜散電感178和小信號(hào)AC串聯(lián)電阻177,并且其中電感器171包括大小為rc。j,的繞線電阻179。振蕩回路由濾波電容器172和負(fù)載阻抗173實(shí)現(xiàn)。盡管等效LC諧振頻率確定自然振蕩頻率，而阻尼常數(shù)由等效RC時(shí)間常數(shù)確定。當(dāng)高壓側(cè)MOSFET180和低壓側(cè)MOSFET174兩者都截止時(shí)，P-N二極管175中任何儲(chǔ)存的電荷也影響電路的振蕩行為。高壓側(cè)MOSFET180在該間隔中保持截止，并且為清楚而被圖示為開(kāi)路的開(kāi)關(guān)。在該情況下，電感L的線圈171不能表示為電流源,這是因?yàn)檎袷帉⒃跓o(wú)源電路的諧振頻率附近出現(xiàn)，而不由顯著更高的時(shí)鐘頻率驅(qū)動(dòng)。振蕩165繼續(xù)直到時(shí)間tp此時(shí)高壓側(cè)MOSFET180被PWM控制器接通，并且再次使線圏171磁化。圖9C圖示相同操作，但是其中振蕩166比振蕩165更快消失。時(shí)間t4處的電壓Vx依賴主要來(lái)自無(wú)源網(wǎng)絡(luò)170的多個(gè)參數(shù)和預(yù)先存在的條件。注意到在所繪出的標(biāo)度上，BBM間隔僅被圖示為負(fù)的Vx電壓中的短峰值(shortspike)。在任何情況下，電壓Vx的振蕩導(dǎo)致進(jìn)一步不期望的噪聲產(chǎn)生和不期望的電磁干擾(EMI)的可能。同步升壓轉(zhuǎn)換器操作在同步升壓轉(zhuǎn)換器中出現(xiàn)關(guān)于P-N二極管中的不受控的電荷儲(chǔ)存的類似問(wèn)題。圖11中圖示的同步升壓轉(zhuǎn)換器190包括N溝道低壓側(cè)功率MOSFET191、與電池連接的電感器193、以及"浮置的"同步整流MOSFET192，其中MOSFET191和192的柵極由先斷后合電路195驅(qū)動(dòng)，并且由PWM控制器196響應(yīng)于來(lái)自轉(zhuǎn)換器190的輸出的反饋電壓Vfb而控制，該反饋電壓跨越濾波電容器194存在。同步整流MOSFET192被認(rèn)為是"浮置的"，因?yàn)槠湓礃O端和漏極端不永久連接到任何電源軌(即接地或Vbatt)。二極管197是同步整流MOSFET192固有的P-N二極管，而無(wú)論同步整流MOSFET192是P溝道還是N溝道的器件。可包括與MOSFET192并聯(lián)的肖特基二極管199，但肖特基二極管199可包括串聯(lián)電感(未示出)。二極管198是N溝道低壓側(cè)MOSFET191固有的P-N結(jié)二極管。在起動(dòng)時(shí)，當(dāng)電源第一次連接到轉(zhuǎn)換器190時(shí)，V。ut被預(yù)偏置為正電壓V。ut(0-),這是因?yàn)槎O管197變?yōu)檎蚱茫⑶覍㈦娙萜?94充電為比電池輸入低一個(gè)正向偏置的二極管電壓降的電壓，即，V。ut(0-)=Vbatt-Vf。在預(yù)偏置后，同步升壓轉(zhuǎn)換器190的操作根據(jù)表5開(kāi)始<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>同步升壓轉(zhuǎn)換器190的操作涉及在低壓側(cè)MOSFET191的線性操作區(qū)接通該低壓側(cè)MOSFET191，即，將MOSFET191操作為"開(kāi)關(guān)"，并且》茲化電感器193,同時(shí)使同步整流MOSFET192保持截止。假"&轉(zhuǎn)換器190的輸出被預(yù)偏置到從高于地電壓到電壓V。ut(0-)的某個(gè)電勢(shì)，則接通MOSFET191將Vx拉到接近地電壓的電壓，并且二極管197被反向偏置。在時(shí)間tP低壓側(cè)MOSFET191截止，并且電感器193將電壓Vx正向驅(qū)動(dòng)到大于V。ut(0-)的電勢(shì)，將二極管197正向偏置，并且將電容器194充電到高于Vbatt的電壓，從而使輸入電壓"升壓"。如圖12A中的Vx的波形所示，瞬態(tài)電壓200可能短暫過(guò)沖，并且振動(dòng)到高于V。ut+Vf的電壓，如振蕩202所示。最終，電感器電壓穩(wěn)定在等于V。ut+Vf的電壓，其中V。加逐個(gè)循環(huán)地逐漸增力口。在電感器不再被磁化時(shí)，圖12B所示的電感器電流lL開(kāi)始以穩(wěn)定速率從其峰值208衰減(線209)。電感器電流IL最初完全由正向偏置的二極管197承載，如圖12C中的If曲線212所示。在先斷后合間隔之后，在時(shí)間t尸t一tBBM，同步整流MOSFET192接通，將電流從二極管197轉(zhuǎn)移到MOSFET192中，并將電壓Vx降低到Vbatt+IRos(同步整流)，如圖12A中的曲線203所示。MOSFET漏極電流10(由曲線214所示)替代了二極管197中的大多數(shù)電流If(由圖12C中的曲線213所示)，而lL繼續(xù)降低。在一段時(shí)間之后，PWM控制器196確定需要再次》茲化電感器193,因此，在時(shí)間t3,同步整流器192截止，電壓Vx返回到其較高的電勢(shì)(線204)，并且二極管197承載全部的電感器電流，如圖12C中的曲線215所示。在該第二BBM間隔期間，電荷變?yōu)閮?chǔ)存在P-N二極管197內(nèi)。然后，在時(shí)間t4=t3+tBBM，低壓側(cè)MOSFET191再次接通，但是由于儲(chǔ)存在二極管197中的電荷，電壓Vx不能立刻變化。隨著二極管197變?yōu)榉聪蚱貌⑶冶粡?qiáng)迫進(jìn)入二極管恢復(fù)，其電流與前面在圖5中所述的相同的反向恢復(fù)端子特性一致地快速下降、過(guò)沖并且反向(如曲線216和217所示)。強(qiáng)迫二極管恢復(fù)導(dǎo)致高dV/dt(如圖12A中的Vx瞬態(tài)205所示)，進(jìn)一步導(dǎo)致電壓過(guò)沖和振動(dòng)206,其潛在地可能甚至短暫地降到地電壓以下，并且冒著使二極管198正向偏置的風(fēng)險(xiǎn)。作為高轉(zhuǎn)換速率和電壓過(guò)沖的結(jié)果，產(chǎn)生大量的噪聲和EMI。此后，轉(zhuǎn)換器190返回到磁化電感器193，電流開(kāi)始以穩(wěn)定速率從其最小值210起上升(線211)，并且低壓側(cè)MOSFET191的漏極上的電壓平纟軒在IRos(同步整流)，如圖12A中的線207所示。如在同步降壓轉(zhuǎn)換器中一樣，由于緊接在^f茲化電感器之前的先斷后合間隔期間的不期望的二極管導(dǎo)通和電荷儲(chǔ)存，在同步升壓轉(zhuǎn)換器中出現(xiàn)有噪聲的強(qiáng)迫二極管恢復(fù)。如表5所示，在現(xiàn)有技術(shù)的同步升壓調(diào)節(jié)器中，當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET191接通并導(dǎo)通時(shí)、或在兩個(gè)MOSFET都截止時(shí)的先斷間隔期間，浮置的同步整流MOSFET192從不接通并導(dǎo)通。類似于其同步降壓對(duì)應(yīng)物，同步升壓轉(zhuǎn)換器也在輕負(fù)載應(yīng)用中展現(xiàn)電流反向，導(dǎo)致在低輸出電流時(shí)的效率損失，除非在電流反向之前截止同步整流MOSFET。截止同步整流MOSFET雖然防止了反向電流流動(dòng)，但是導(dǎo)致了不連續(xù)導(dǎo)通和LRC振蕩，引起不期望的噪聲。如圖13A的波形所示，在時(shí)間t!(磁化循環(huán)的結(jié)束)電感器電流k達(dá)到其峰值220。低壓側(cè)MOSFET191的關(guān)斷導(dǎo)致電感器電流的衰減(線221)。在該時(shí)段期間，圖13B所示的電壓Vx在先斷后合間隔之后、在最終穩(wěn)定在等于V。ut+I'Rds(同步整流)的電壓(線227)之前，展現(xiàn)瞬態(tài)(線225)和振動(dòng)226。然而，如果電感器電流過(guò)小，則在時(shí)間t3,電流將反向(虛線)，在點(diǎn)223處達(dá)到浪費(fèi)能量的峰值反向電流，除非將同步整流器關(guān)斷。通過(guò)在時(shí)間t3關(guān)斷同步整流器，防止了反向電流，并且改進(jìn)了轉(zhuǎn)換器的輕負(fù)載效率，但是不幸的是，電壓Vx立刻展現(xiàn)振蕩228，產(chǎn)生電子和輻射噪聲。在時(shí)間t5,低壓側(cè)MOSFET191再次接通，使電流從零開(kāi)始傾斜上升(線224),而Vx展現(xiàn)具有高dV/dt的快速的負(fù)向電壓瞬態(tài)(線229),潛在地引起負(fù)電壓過(guò)沖以及進(jìn)一步的振動(dòng)和噪聲產(chǎn)生230。依賴于在振蕩228期間還是在振蕩228之后出現(xiàn)時(shí)間t5，該瞬態(tài)可能引起強(qiáng)迫二極管恢復(fù)，進(jìn)一步加劇噪聲問(wèn)題。因此，在該現(xiàn)有技術(shù)的同步升壓轉(zhuǎn)換器中，在低壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通期間、在先斷后合操作期間、以及在輕負(fù)載電流反向期間，同步MOSFET總是截止并且不導(dǎo)通。不受控二極管導(dǎo)通的其它影響在滿負(fù)載操作下，同步降壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器中的二極管導(dǎo)通導(dǎo)致不期望的電荷儲(chǔ)存、快速瞬態(tài)行為、以及由強(qiáng)迫二極管恢復(fù)引起的噪聲。高轉(zhuǎn)換速率還可能導(dǎo)致錯(cuò)誤接通，并且通過(guò)引入大量的噪聲，激發(fā)由位移電流引起的CMOS閉鎖(latch-up)。CMOS閉鎖是潛在的有害的情況，其中集成電路展現(xiàn)由于寄生PNPN晶閘管導(dǎo)通導(dǎo)致的高電流和失控。在輕負(fù)載情況下，對(duì)于截止同步整流MOSFET并將轉(zhuǎn)換器操作為在不連續(xù)模式下的非同步降壓轉(zhuǎn)換器或非同步升壓轉(zhuǎn)換器、以防止MOSFET中的電流反向的要求，導(dǎo)致其它不期望的振蕩和噪聲，從而P-N二極管中儲(chǔ)存的電荷可能進(jìn)一步影響電路穩(wěn)定性。同步降壓和升壓轉(zhuǎn)換器的各種情況在圖14的流程圖中總結(jié)。將術(shù)語(yǔ)"開(kāi)關(guān)"用于連接到電源的MOSFET，并且將術(shù)語(yǔ)"SR"用于支持續(xù)流的二極管和并聯(lián)的同步整流MOSFET,具有同步整流器的降壓轉(zhuǎn)換器拓樸和升壓轉(zhuǎn)換器拓樸兩者的操作遵循相同流程圖。該流程以磁化操作240開(kāi)始，其中開(kāi)關(guān)接通并且處于其線性區(qū)域，即，作為電阻器Ros,并且同步整流MOSFET截止。到第一BBM間隔241的瞬態(tài)涉及將開(kāi)關(guān)截止。第一BBM間隔241之后是續(xù)流242，其中同步整流器接通。在進(jìn)入第一BBM間隔241的瞬態(tài)期間出現(xiàn)一些噪聲。在正常操作下，在第二BBM間隔243期間，同步整流MOSFET截止，再次產(chǎn)生噪聲。然而，在輕負(fù)載情況下，續(xù)流狀態(tài)242和電流反向狀態(tài)245以振蕩方式交替，其中同步整流器在進(jìn)入反向狀態(tài)245時(shí)關(guān)斷，而在返回到狀態(tài)242時(shí)重新激活。在反向狀態(tài)245期間振蕩和噪聲是有問(wèn)題的。在輕負(fù)載期間進(jìn)入第二BBM間隔的瞬態(tài)可能直接從反向情況245或從續(xù)流狀態(tài)242出現(xiàn)，但具有不同的噪聲特性。在第二BBM間隔243之后，隨著開(kāi)關(guān)MOSFET暫時(shí)變?yōu)轱柡?，?qiáng)迫二極管恢復(fù)244開(kāi)始，潛在地產(chǎn)生大量的電子噪聲。在恢復(fù)后，當(dāng)MOSFET開(kāi)關(guān)再次進(jìn)入其線性操作區(qū)(即，Rds操作區(qū))時(shí)，磁化階段240開(kāi)始并且整個(gè)循環(huán)重復(fù)。因此，在轉(zhuǎn)換器操作的下述若干階段期間出現(xiàn)噪聲在第一BBM間隔241期間；在輕負(fù)載電流反向245期間；在第二BBM間隔243期間；以及在強(qiáng)迫二極管恢復(fù)情況244期間。所有這些產(chǎn)生噪聲的情況涉及在P-N結(jié)二極管中的電荷儲(chǔ)存?？傊谙葦嗪蠛喜僮髌陂g以及在輕負(fù)載導(dǎo)通期間，在同步降壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器中出現(xiàn)的不受控的二極管導(dǎo)通和電荷儲(chǔ)存導(dǎo)致不期望的效率損失、不期望的電子和輻射噪聲的產(chǎn)生、以及若干其它潛在的問(wèn)題，如截止?fàn)顟B(tài)的MOSFET的錯(cuò)誤接通。伴隨輕負(fù)載期間的BBM操作、振蕩和低效的問(wèn)題困擾著同步升壓轉(zhuǎn)換器和同步降壓轉(zhuǎn)換器兩者。需要一種手段，用于在具有同步整流的開(kāi)關(guān)電源中，通過(guò)控制與同步整流MOSFET相關(guān)聯(lián)的P-N二極管中儲(chǔ)存的電荷量來(lái)同時(shí)控制噪聲并改進(jìn)效率。
發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器包括一對(duì)MOSFET和電感器。DC/DC轉(zhuǎn)換器可包括降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器。降壓轉(zhuǎn)換器包括在跨越輸入電壓軌的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中連接的高壓側(cè)MOSFET和低壓側(cè)同步整流MOSFET、以及在兩個(gè)MOSFET之間的公共節(jié)點(diǎn)和轉(zhuǎn)換器的輸出端之間的傳導(dǎo)路徑中連接的電感器。同步整流MOSFET包括平行于其漏極-源極端的P-N結(jié)二極管，其陽(yáng)極連接到負(fù)輸入軌。升壓轉(zhuǎn)換器包括在跨越輸入電壓軌的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中連接的電感器和低壓側(cè)MOSFET、以及在電感器和低壓側(cè)MOSFET之間的公共節(jié)點(diǎn)和轉(zhuǎn)換器的輸出端之間的傳導(dǎo)路徑中連接的浮置的同步整流MOSFET。該同步整流MOSFET包括平行于其漏極-源極端的P-N結(jié)二極管，其陰極連接到轉(zhuǎn)換器的輸出端。任一類型的轉(zhuǎn)換器典型地都包括跨越其輸出端和接地端的電容器。無(wú)論在滿負(fù)載還是輕負(fù)載情況下，通過(guò)在先斷后合間隔期間將同步整流MOSFET(即，降壓轉(zhuǎn)換器中的低壓側(cè)MOSFET和升壓轉(zhuǎn)換器中的浮置MOSFET)操作為電流源，都極大地減少或消除了包括效率損失和不期望的噪聲的上述問(wèn)題。在輕負(fù)載情況下，當(dāng)負(fù)載電流小或可忽略時(shí)，將同步整流MOSFET操作為電流源還減少了振動(dòng)和噪聲。該操作模式可通過(guò)下述方式實(shí)現(xiàn)直接或間接檢測(cè)負(fù)載或電感器電流，并且在電流反向之前，將同步整流MOSFET的柵極偏置從低電阻開(kāi)關(guān)或可變電阻器的柵極偏置改變?yōu)槭芸仉娏髟吹臇艠O偏置?？赏ㄟ^(guò)在同步整流MOSFET的低電阻狀態(tài)下、測(cè)量跨越該同步整流MOSFET的電壓的大小和極性來(lái)進(jìn)行電感器電流的間接測(cè)量。因此，所公開(kāi)的同步整流MOSFET在操作期間至少在下述兩種狀態(tài)之間交替低電阻狀態(tài)，其中同步整流MOSFET以大的柵極偏置操作在其線性區(qū)；或低的受控電流源狀態(tài)，其中同步整流MOSFET以接近閾值的小的柵極偏置操作在其飽和區(qū)。在轉(zhuǎn)換器的正常或輕負(fù)載操作下都可采用這兩種情況。同步整流MOSFET可包括N溝道或P溝道器件。在優(yōu)選實(shí)施例中，只要同步整流MOSFET以外的MOSFET以低電阻完全接通，同步開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中的同步整流MOSFET都被偏置來(lái)操作在其飽和區(qū)，作為低的受控電流源。在另一實(shí)施例中，無(wú)論何時(shí)轉(zhuǎn)換器操作(即，試圖調(diào)節(jié)固定的輸出電壓)，同步整流器都不截止，即，通過(guò)其柵極與其源極電連接而被偏置。將同步整流MOSFET操作為電流源，從與同步整流MOSFET相關(guān)聯(lián)的P-N二極管分流電流，從而減少了P-N二極管中儲(chǔ)存的電荷量。這減少了不期望的效率損失、不期望的電子和輻射噪聲的產(chǎn)生、以及許多其它的潛在問(wèn)題，如截止?fàn)顟B(tài)的MOSFET的錯(cuò)誤接通。為了將同步整流MOSFET操作為電流源，同步整流MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)電路將同步整流MOSFET的柵極維持在接近閾值的電壓，將MOSFET偏置到其飽和操作區(qū)，并且相對(duì)獨(dú)立于其漏極電壓地維持基本固定的或受控的漏極電流值，例如在幾十微安到幾百微安的范圍內(nèi)。同步整流MOSFET的飽和電流可表示預(yù)定義的值，或者作為滿負(fù)載電流的百分比(即，作為在高電流線性區(qū)操作期間流動(dòng)的電感器電流的百分比)或作為某些其它變量的函數(shù)而變化。作為電流源的同步整流MOSFET操作可包括將功率MOSFET的柵極偏置在固定柵極電壓(微調(diào)到一定大小的電流或不微調(diào))，讀出電流并使用反饋來(lái)精確地控制漏極電流，或通過(guò)使用電流鏡來(lái)設(shè)置柵極偏置。還可使用可編程的柵極電壓(例如，用D/A轉(zhuǎn)換器的輸出來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET的柵極)來(lái)調(diào)節(jié)漏極電流。與脈寬調(diào)制控制器和先斷后合電路結(jié)合，柵極驅(qū)動(dòng)電路將同步整流MOSFET在接通情況和低電流情況之間切換，在接通情況下，MOSFET展現(xiàn)低電阻狀態(tài)，而在低電流情況下，同步整流MOSFET用作電流源。可選地，如果開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器在延長(zhǎng)的持續(xù)期內(nèi)沒(méi)有操作，則可完全關(guān)斷同步整流MOSFET。圖1A示出傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器的示意電路圖1B示出傳統(tǒng)同步降壓轉(zhuǎn)換器的示意電路圖2A是在傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器的操作期間中間電壓的曲線圖2B是在傳統(tǒng)同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作期間中間電壓的曲線圖3A圖示肖特基二極管整流器的I-V特性；圖3B圖示同步整流MOSFET的I-V特性；圖4A是圖示緊接在高壓側(cè)MOSFET截止后的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作的等效電路圖4B是圖示緊接在高壓側(cè)MOSFET接通后的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作的等效電路圖4C是圖示緊接在高壓側(cè)MOSFET作為完全導(dǎo)通的接通狀態(tài)的開(kāi)關(guān)接通后的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作的等效電路圖5是示出在二極管從正向偏置切換為反向偏置情況后出現(xiàn)的強(qiáng)迫二極管恢復(fù)期間、二極管中的電流和電壓的曲線圖；圖6A是在高dV/dt期間由轉(zhuǎn)換速率引起的同步整流器的錯(cuò)誤接通的等效電路圖6B是示出圖6A中所示的等效電路的各電壓和電流的波形的曲線圖；圖7是用于從MOSFET分流電流的肖特基二極管的等效電路圖；圖8A是以滿負(fù)載操作的同步降壓轉(zhuǎn)換器中的電感器電流的曲線圖；圖8B是以零最小電感器電流操作的同步降壓轉(zhuǎn)換器中的電感器電流的曲線圖8C是在電流反向的輕負(fù)載情況操作的同步降壓轉(zhuǎn)換器中的電感器電流的曲線圖9A是在輕負(fù)載反向?qū)ㄆ陂g、其同步整流器偏置截止的同步降壓轉(zhuǎn)換器中的電感器電流的曲線圖9B是示出在同步整流器的截止后出現(xiàn)的振蕩的中間電壓的曲線圖；圖9C是示出在同步整流器的截止后可能出現(xiàn)的阻尼振蕩的中間電壓的曲線圖10是在截止同步整流器后在輕負(fù)載情況下的同步降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路；圖11是傳統(tǒng)的同步升壓轉(zhuǎn)換器的示意電路圖；圖12A是在同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作期間中間電壓的曲線圖；圖12B是在同步升壓轉(zhuǎn)換器的操:作期間電感器電流的曲線圖；圖12C是在同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作期間、在二極管和同步整流器中的電流的曲線圖13A是示出反向電流的、在輕負(fù)載情況下的同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作期間電感器電流的曲線圖13B是在輕負(fù)載情況下的同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作期間中間電壓的曲線圖14是包括輕負(fù)載操作的同步降壓和升壓轉(zhuǎn)換器的才喿作流程圖；圖15A是根據(jù)本發(fā)明的、包括固定偏置驅(qū)動(dòng)的低噪聲同步降壓轉(zhuǎn)換器的示意電路圖15B是根據(jù)本發(fā)明的、包括電流鏡驅(qū)動(dòng)的低噪聲同步降壓轉(zhuǎn)換器的替代實(shí)施例的示意電路圖16A是在圖15A所示的轉(zhuǎn)換器的操作期間低壓側(cè)MOSFET的柵極電壓的曲線圖16B是在圖15A所示的轉(zhuǎn)換器的操作期間低壓側(cè)MOSFET的漏極電壓的曲線圖17是在根據(jù)本發(fā)明的同步降壓轉(zhuǎn)換器中的同步整流MOSFET的I-V操作特性的曲線圖18A是緊接在低壓側(cè)MOSFET截止后的先斷后合間隔期間降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路；圖18B是緊接在高壓側(cè)MOSFET接通后降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路；圖18C是當(dāng)高壓側(cè)MOSFET再次處于其線性操作區(qū)時(shí)、在二極管恢復(fù)結(jié)束后降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路；圖19A示出與圖5的等效波形疊加的、在二極管恢復(fù)期間低壓側(cè)MOSFET的電流；圖19B示出與圖5的等效波形疊加的、在二極管恢復(fù)期間跨越低壓側(cè)MOSFET的電壓；圖20A示出傳統(tǒng)同步降壓轉(zhuǎn)換器在滿負(fù)載操作下的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形；圖20B示出根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在滿負(fù)載操作下的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和4冊(cè);f及電壓的仿真波形；圖20C示出根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在更高偏置電流下的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形；圖21是根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載操作期間的等效電路圖22A是將根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載情況下的電感器電流的波形、與圖9A針對(duì)傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器所示的電感器電流的波形(虛線)進(jìn)行比較的曲線圖22B是將才艮據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載情況下的中間電壓的波形與圖9B針對(duì)傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器所示的中間電壓的波形(虛線)進(jìn)行比較的曲線圖23A示出傳統(tǒng)的同步降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載4喿作下的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形；圖23B示出根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載操作下的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和-斷極電壓的仿真波形；圖24是根據(jù)本發(fā)明的同步升壓轉(zhuǎn)換器的示意電路圖；圖25A和25B是作為漏極-源極電壓Vd和柵極-源極電壓Vgs的函數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電壓的曲線圖。具體實(shí)施例方式根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例，一種用于DC/DC開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換和電壓調(diào)節(jié)的、減少了噪聲并且改進(jìn)了效率的新方法利用了同步整流MOSFET，其從不截止，而替代地在低電阻的高電流狀態(tài)和低電流的受控電流源模式之間交替。通過(guò)具體是在先斷后合操作期間和在輕負(fù)載情況期間不完全截止同步整流器，解決了或極大地減少了涉及短暫地正向偏置的P-N二極管中儲(chǔ)存的電荷的上述問(wèn)題，包括效率損失、高dV/dt的瞬態(tài)、不期望的噪聲、振動(dòng)、不穩(wěn)定性和不期望的MOSFET接通。該方法可應(yīng)用到同步降壓步降轉(zhuǎn)換器和同步升壓步升轉(zhuǎn)換器兩者，并且對(duì)于包括N溝道或P溝道MOSFET的同步整流器都有用。在本發(fā)明的替代實(shí)施例中，緊接在主MOSFET接通之前的先斷后合(BBM)間隔期間、以及在輕負(fù)載操作期間，同步整流MOSFET操作于低電流的受控電流源模式，但是當(dāng)主MOSFET(即，同步整流MOSFET以外的功率MOSFET)在低電阻狀態(tài)下導(dǎo)通時(shí)，同步整流MOSFET可以完全截止。操作原理在根據(jù)本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器的操作中，同步整流MOSFET至少在下述兩種狀態(tài)之間交替低電阻的高電流狀態(tài)；以及受控的低電流狀態(tài)。在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)例如通過(guò)將同步整流MOSFET的柵極連接到其源極電勢(shì)、或?qū)⑵鋿艠O偏置為比其閾值電壓低兩個(gè)或多個(gè)量級(jí)的電壓而完全截止同步整流MOSFET時(shí)，沒(méi)有情況出現(xiàn)。在另一實(shí)施例中，在循環(huán)中的某些點(diǎn)處可以完全截止同步整流器，但是在緊接在主MOSFET接通之前的先斷后合間隔期間，不完全截止該同步整流器。在優(yōu)選實(shí)施例中，所公開(kāi)的同步整流器總是至少稍微導(dǎo)通，承載幾微安到不超過(guò)幾百微安的范圍內(nèi)的最小電流。在轉(zhuǎn)換器的正?；蜉p負(fù)載操作下，同步整流MOSFET在操作期間在兩個(gè)狀態(tài)之間交替，即，低電阻的高電流狀態(tài)；以及受控的低電流狀態(tài)。在同步整流器的高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)下，該同步整流器被通過(guò)大的柵極-源極偏置(例如，電池輸入或5V)而偏置到其線性區(qū)，并且展現(xiàn)具有特征斜率1/RDS(接通)的線性的漏極電流對(duì)漏極電壓關(guān)系。除了短路情況之外，在該狀態(tài)下的MOSFET的漏極電流根據(jù)歐姆法則由其漏極電壓確定。取決于功率MOSFET的尺寸，峰值漏極電流可包括300mA到超過(guò)二十安。該高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)在傳統(tǒng)的同步整流DC/DC轉(zhuǎn)換器的操作中和根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器的操作中都存在。根據(jù)本發(fā)明，在同步整流MOSFET的第二、低電流狀態(tài)下，該同步整流MOSFET用作以接近于閾值的小的柵極偏置而操作在其飽和區(qū)的受控電流源。設(shè)置同步整流MOSFET的柵極偏置以便提供幾微安到不超過(guò)幾百微安的MOSFET溝道電流，這比在上面的段落中描述的同步整流MOSFET的高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)下的溝道電流低很多量級(jí)。盡管該飽和溝道電流可能很'J、，但是它與現(xiàn)有技術(shù)的流行看法矛盾，現(xiàn)有技術(shù)的流行看法是當(dāng)同步整流MOSFET沒(méi)有承載高電流時(shí)，即，當(dāng)轉(zhuǎn)換器中的另一(主)MOSFET操作在其高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)下時(shí)，通過(guò)完全截止同步整流MOSFET的溝道來(lái)防止同步整流MOSFET中的任何溝道電流或泄漏。當(dāng)同步整流MOSFET的固有漏極-體二極管被反向偏置時(shí)(即，在第一象限中)，流入器件的唯一電流是溝道電流。對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，當(dāng)Vx接近轉(zhuǎn)換器的輸入電壓時(shí)該情況出現(xiàn)，而對(duì)于升壓轉(zhuǎn)換器，當(dāng)Vx接近地電壓時(shí)該情況出現(xiàn)。然而，同步整流MOSFET還可以操作在第三象限，其中MOSFET的固有漏極-體二極管被正向偏置，同時(shí)MOSFET接通，即，同時(shí)電流流入其溝道中。在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，無(wú)論何時(shí)截止高壓側(cè)MOSFET，該情況都出現(xiàn)，而在同步升壓轉(zhuǎn)換器中，無(wú)論何時(shí)截止低壓側(cè)MOSFET,該情況都出現(xiàn)。在第三象限中，同步整流MOSFET的溝道將電流從其漏極-體并聯(lián)二極管分流開(kāi)。在這樣的情況下，即使小量的溝道導(dǎo)通也可能極大地減少在正向偏置的并聯(lián)二極管中儲(chǔ)存的電荷，改進(jìn)效率并減少噪聲。以此方式將同步整流MOSFET操作為電流源，從與同步整流MOSFET相關(guān)聯(lián)的P-N二極管分流電流，從而減少P-N二極管中儲(chǔ)存的電荷量。這減少了不期望的效率損失、不期望的電子和輻射噪聲的產(chǎn)生、以及若干其它潛在的問(wèn)題，如將截止?fàn)顟B(tài)的MOSFET錯(cuò)誤地接通。因此，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，只要沒(méi)有以大的柵極驅(qū)動(dòng)將DC/DC轉(zhuǎn)換器中的同步整流MOSFET偏置為操作在其高度導(dǎo)通的低電阻線性狀態(tài)，該同步整流MOSFET就不截止，而替代地以接近于閾值的低柵極-源極電壓被偏置在其飽和操作區(qū)，相對(duì)獨(dú)立于其漏極電壓地維持基本固定或受控的漏才及電流^直。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的高壓側(cè)MOSFET或同步升壓轉(zhuǎn)換器中的低壓側(cè)MOSFET可以較傳統(tǒng)的方式操作，在下述兩種狀態(tài)之間交替或者作為以大柵極偏置而偏置在其線性區(qū)的低電阻；或者典型地使其柵極與其源極電連接而基本不導(dǎo)通地截止。根據(jù)本發(fā)明，在正常負(fù)載情況下的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作涉及兩個(gè)準(zhǔn)則第一準(zhǔn)則是至少在緊接在高壓側(cè)MOSFET接通之前的先斷后合間隔期間，低壓側(cè)同步整流器被偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。第二準(zhǔn)則是在高壓側(cè)MOSFET被偏置進(jìn)入高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)的同時(shí)，低壓側(cè)同步整流MOSFET不被偏置進(jìn)入高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)。此外，在根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器的操作中，在高壓側(cè)MOSFET已經(jīng)接通并且正操作在低電阻狀態(tài)之后，可以例如將低壓側(cè)同步整流MOSFET的柵極與其源極短路而使低壓側(cè)同步整流MOSFET完全偏置截止，或替代地，使低壓側(cè)同步整流MOSFET可保持偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。為方便起見(jiàn)，實(shí)現(xiàn)下述電路可能更容易只要低壓側(cè)同步整流器不處于具有低電阻的接通狀態(tài)，就將它偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。根據(jù)本發(fā)明，正常負(fù)載情況下的同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作也涉及兩個(gè)準(zhǔn)則，第一準(zhǔn)則是至少在緊接在低壓側(cè)MOSFET接通之前的先斷后合間隔期間，浮置的同步整流器被偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。第二準(zhǔn)則是在低壓側(cè)MOSFET被偏置到高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)的同時(shí)，浮置的同步整流MOSFET不被偏置進(jìn)入高度導(dǎo)通的低電阻狀態(tài)。此外，在根據(jù)本發(fā)明的同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作中，在低壓側(cè)MOSFET已經(jīng)接通并操作在低電阻狀態(tài)下之后，可以例如將浮置的同步整流MOSFET的柵極短路到其源極而使浮置的同步整流MOSFET完全偏置截止，或替代地，浮置的同步整流MOSFET可保持偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。為方便起見(jiàn)，實(shí)現(xiàn)下述電路可能更容易只要浮置的同步整流器不處于具有低電阻的接通狀態(tài)，就將它偏置為處于其飽和操作區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。表6總結(jié)了可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器兩者的DC/DC同步轉(zhuǎn)換器和調(diào)節(jié)器的操作情況。<table>tableseeoriginaldocumentpage35</column></row><table>表6在輕負(fù)載操作期間，優(yōu)選地，保持同步整流MOSFET處于其飽和區(qū)的接通狀態(tài)，恒定地傳導(dǎo)低的受控電流。在替代實(shí)施例中，至少在同步整流器不再被大柵極驅(qū)動(dòng)偏置到低電阻狀態(tài)之后的一段持續(xù)期，同步整流MOSFET應(yīng)當(dāng)保持處于其飽和區(qū)的接通狀態(tài)，傳導(dǎo)低的受控電流。表7總結(jié)DC/DC同步轉(zhuǎn)換器的輕負(fù)載操作情況。如所示，在續(xù)流之前的》茲化和BBM間隔期間，同步整流器的導(dǎo)通是可選的，但是在反向期間、以及在緊接在主MOSFET再次接通之前的BBM間隔期間，將同步整流MOSFET中的導(dǎo)通維持在一定級(jí)別是重要的。<table>tableseeoriginaldocumentpage35</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage36</column></row><table>表7低噪聲降壓轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)方式根據(jù)本發(fā)明的同步降壓轉(zhuǎn)換器300的示例在圖15A中示出。同步降壓轉(zhuǎn)換器300包括功率MOSFET307、電感器310、同步整流功率MOSFET308、以及輸出濾波電容器311。MOSFET307的操作被脈寬調(diào)制(PWM)控制器301控制，利用柵極緩沖器303驅(qū)動(dòng)MOSFET307的柵極。盡管PWM控制器301被稱作"PWM控制器"，意味著固定頻率的可變脈寬操作，但是其可以替代地以可變頻率或脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式(其中，允許時(shí)鐘周期變化)操作，或替代地，取決于負(fù)載和輸入情況，其可以在PFM和PWM;漢式之間交替。如這里所使用的，術(shù)語(yǔ)"PWM控制器"包括所有這些替代方式。從電源(典型地，電池或其它電力輸入)輸入到同步降壓轉(zhuǎn)換器300的能量通過(guò)MOSFET307切換或門控。在MOSFET307的正極端連接到電池或輸入的情況下，該MOSFET307像"高壓側(cè)，，開(kāi)關(guān)一樣操作，控制電感器310中的電流。通過(guò)對(duì)MOSFET307的開(kāi)關(guān)和接通時(shí)間進(jìn)行控制來(lái)控制電感器310中的電流，可以動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)在電感器310的磁場(chǎng)中儲(chǔ)存的能量，以控制跨越輸出濾波電容器311的輸出電壓V。w。輸出電壓V。ut被作為反饋電壓Vra反饋到PWM控制器301的輸入，該P(yáng)WM控制器301通過(guò)MOSFET307的反復(fù)開(kāi)關(guān)來(lái)控制電感器310中的電流L。通過(guò)柵極援沖器304將MOSFET307與同步整流MOSFET308異相地驅(qū)動(dòng)，當(dāng)MOSFET307截止時(shí)，同步整流MOSFET308導(dǎo)通。在MOSFET308的正極端連接到電感器310(即，連接到存在中間電壓Vx的節(jié)點(diǎn))、并且其負(fù)極端連接到電路接地的情況下，該MOSFET308像"低壓側(cè)"開(kāi)關(guān)一樣操作，分流二極管309中傳導(dǎo)的電流。二極管309是寄生于同步整流MOSFET308的、與MOSFET308的漏極和源極并聯(lián)的P-N結(jié)。二極管309因此僅在MOSFET307和308兩者都截止的短暫間隔期間(即，在"先斷后合"間隔期間)、在分流一部分瞬態(tài)電流(currenttransient)的并聯(lián)電容的幫助下，傳導(dǎo)大量電流。先斷后合(BBM)電路302通過(guò)確保MOSFET307和308不同時(shí)導(dǎo)通并且不將轉(zhuǎn)換器300的輸入和電源短路或"急劇短路"，從而防止直通導(dǎo)通。在該短暫的BBM間隔期間，與同步整流MOSFET308并聯(lián)的二極管309必須與MOSFET308中的固有電容一起承載經(jīng)過(guò)電感器310的電流IL。先斷后合間隔在每個(gè)完整的循環(huán)內(nèi)出現(xiàn)兩次——次在緊接高壓側(cè)MOSFET307截止之后并且在同步整流MOSFET308接通之前的瞬態(tài)中，第二次在同步整流MOSFET308的接通時(shí)段結(jié)束之后但緊接在高壓側(cè)MOSFET307接通之前。連接到柵極緩沖器304的電壓源306確保柵極緩沖器304以下述柵極偏置將低壓側(cè)MOSFET308偏置為電流源，而不是截止MOSFET308,其中該柵極偏置接近于或稍微高于其閾值電壓，即Vgs-O。電壓源V(3s(mAs)306可以以任何數(shù)量的方式構(gòu)造。例如，電壓源306可以是帶隙電壓參考的輸出，該帶隙電壓參考被另外的電路放大或縮小以產(chǎn)生與MOSFET308中的期望的漏極電流對(duì)應(yīng)的電壓。例如，如果帶隙1.2V電壓參考電壓顯著高于MOSFET的閾值電壓，則將產(chǎn)生過(guò)高電流。在這樣的情況下，可使用電阻分壓器來(lái)減少帶隙電壓，以產(chǎn)生VGS(B!AS)的期望值，并因此產(chǎn)生期望的漏極電流。替代地，如果帶隙1.2V電壓參考電壓顯著低于MOSFET的閾值電壓，則將產(chǎn)生過(guò)少的漏極電流。在這樣的情況下，可使用放大器或Vbe乘法器電路來(lái)增加帶隙電壓，以產(chǎn)生VG,as)的期望值，并因此產(chǎn)生期望的漏極電流。對(duì)于低飽和電流控制柵極偏置圖15A圖示將柵極偏置Vgs(was)施加到同步整流MOSFET308的柵極，以在MOSFET308中建立特定的漏極電流限制。產(chǎn)生特定的漏極電流所需的VGs諷As)的理論值可從公知的MOSFET的飽和電流等式確定，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage38</formula>其中M是多數(shù)載流子遷移率，C。x是由C。x-s。x/x。x給出的柵極電容，其中x。x是柵極氧化物厚度，L是有效溝道長(zhǎng)度，W是MOSFET的柵極寬度，Vt是其閾值電壓，并且被稱為MOSFET的跨導(dǎo)因子的k描述對(duì)于給定柵極電圧Vgs，MOSFET可以承載多少電流。重新排列該等式得到下述關(guān)系該等式說(shuō)明了產(chǎn)生電流IDsat所需的VGS是比閾值vt大一定過(guò)驅(qū)動(dòng)因子的電壓，該過(guò)驅(qū)動(dòng)因子由(2'IDsat/k)的平方根所限定的。如果MOSFET具有較大柵極寬度或較短溝道長(zhǎng)度，則跨導(dǎo)因子k較大，并且承載給定電流需要的過(guò)驅(qū)動(dòng)4交少。根據(jù)該等式，承載特定的電流所需的柵極驅(qū)動(dòng)已知并且可預(yù)測(cè)。不幸的是，該等式在4皮稱為"強(qiáng)反向(stronginversion)"(參見(jiàn)，Tsividis,OperationandModelingofTheMOSTransistor,OxfordUniversityPress(1999)，第150-169頁(yè)，通過(guò)引用合并于此)的某些假設(shè)下得出。這僅在柵極偏置到閾值電壓以上時(shí)有效。當(dāng)柵極偏置到接近閾值電壓時(shí)，器件操作在中度反向，并且漏極電流的等式不同。例如，之前的等式對(duì)于VGfVt預(yù)測(cè)出零漏極電流。實(shí)際上，在閾值以及甚至更低時(shí)，器件繼續(xù)傳導(dǎo)電流。對(duì)于低于閾值的柵極偏置，在所謂"亞閾值區(qū)(subthresholdregion)"，漏極電流隨柵極電壓以指數(shù)形式下降，直到在某個(gè)低的柵極偏置處漏極電流達(dá)到穩(wěn)態(tài)為止，該穩(wěn)態(tài)僅包括經(jīng)過(guò)與溝道并聯(lián)的P-N結(jié)二極管的漏電流。當(dāng)漏極電流主要僅僅是漏電流時(shí)，MOSFET明顯"截止"。例如，這在柵極電壓比閾值電壓低兩個(gè)量級(jí)時(shí)出現(xiàn)。如果例如MOSFET具有閾值電壓V產(chǎn)0.8V，則對(duì)于柵極電壓VGS《8mV,器件明顯截止并且僅傳導(dǎo)結(jié)漏電流。對(duì)于在閾值上下幾百毫伏的柵極偏置，例如，對(duì)于柵極偏置VGS=Vt±400mV，飽和的漏極電流動(dòng)態(tài)地變化。取得產(chǎn)生特定的期望漏極電流的柵極偏置是困難的，特別是當(dāng)考慮到制造變化性時(shí)更是如此。將電壓源306設(shè)置為固定值可能導(dǎo)致MOSFET308中的飽和漏極電流在各批之間(lot-to-lot)的較大的變化。因此，使用固定柵極偏置方法可能必須要篩選產(chǎn)品，以符合特定的漏極電流范圍。例如，對(duì)于在便攜式應(yīng)用中使用的具有固定偏置的1W開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器的漏極電流的篩選限制可包括表8中所示的特定范圍<table>tableseeoriginaldocumentpage39</column></row><table>表8在低功率應(yīng)用中(典型地，在MOSFET完全接通時(shí)漏極電流在0.5A到5A的范圍內(nèi)的情況下)，過(guò)多的飽和電流浪費(fèi)了功率，該功率如果不被降低的二極管恢復(fù)損失抵消(offset),則可能導(dǎo)致較低的整體轉(zhuǎn)換器效率。在高功率轉(zhuǎn)換器中(典型地，在MOSFET完全接通時(shí)漏極電流在5A到50A的范圍內(nèi)的情況下)，這樣的小損失可忽略，并且即使對(duì)于更高的偏置電流，噪聲方面的好處也可抵消對(duì)于效率的任何影響所造成的損失(penalty)。注意到，下限還存在；如果低電流飽和模式下的漏極電流降到某個(gè)特定值以下，則所公開(kāi)的技術(shù)在分流二極管電流和減少二極管中儲(chǔ)存的電荷方面的好處被減少或全部喪失。典型地，MOSFET在其飽和低電流狀態(tài)下的漏極電流比當(dāng)其柵極-源極電壓Vg,等于零時(shí)通過(guò)MOSFET的漏電流的大小大至少一或兩個(gè)量級(jí)(即，從10倍到100倍)、而比當(dāng)其處于完全接通情況下MOSFET中的電流的大小低不超過(guò)一或兩個(gè)量級(jí)(即，從1%到10%)。MOSFET在其飽和低電流狀態(tài)下的柵極-源極電壓Vgs典型地在其外推(extrapolated)閾值電壓的10%到125%的范圍內(nèi)，優(yōu)選地在其外推闊值電壓的25%到100%的范圍內(nèi)。外推閾值電壓在下文定義DieterK.Schroder,SemiconductorMaterialandDeviceCharacterization(1990),其通過(guò)引用合并于此。圖25A和25B是作為漏極-源極電壓Vd和柵極-源極電壓Vgs的函數(shù)的、標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流(即，漏極電流Id除以柵極寬度w(以|aa/mm為單位))的曲線圖。在兩圖中，Y軸以對(duì)數(shù)標(biāo)度描繪，并且"快"、"典型"和"慢"曲線表示對(duì)器件的外推閾值電壓有影響的工藝變化。該示例中的MOSFET是N溝道器件；溫度為27°C;并且溝道長(zhǎng)度是0.6m,但它們也可以是其它值。圖25A示出在V&從0V到5V的范圍上、相對(duì)于漏極電壓的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流。上面的曲線250示出表示完全接通情況的Vgs=5V時(shí)的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流，而下面的曲線252示出表示低電流狀態(tài)的Vgs=0.4V時(shí)的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流。在完全接通的情況下，工藝變化未顯著影響漏極電流，而在低電流狀態(tài)下，工藝變化可引起漏極電流的量級(jí)的變化。然而，即使具有工藝變化，低電流狀態(tài)下的漏極電流也總是遠(yuǎn)小于完全接通的電流，這極大地減少了低電流狀態(tài)下的功率損失。在該示例中，差別至少是4個(gè)量級(jí)。圖25B示出在Vgs從0V到1.6V的范圍上、在Vcr0.4伏時(shí)作為Vgs的函數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流。在該示例中，當(dāng)Vgs為零時(shí)，標(biāo)準(zhǔn)化的漏極"漏"電流在1x10"到1x10"jaA/jam的范圍內(nèi)，而在完全接通的情況下，Vgs遠(yuǎn)大于1.6V,并且標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流大于10juA/|nm。在低電流狀態(tài)下，例如，Vgs可以為大約0.4V，提供處于漏電流和完全接通的電流之間的標(biāo)準(zhǔn)化的漏極電流。在該示例中，在Vg^0.4V時(shí)，漏極電流在漏電流之上大約4個(gè)量級(jí)，而在完全接通的電流之下大約4個(gè)量級(jí)。在其它實(shí)施例中，可調(diào)節(jié)低電流狀態(tài)下的Vgs，以使得漏極電流為漏電流和完全接通的電流之間的某個(gè)其它值。假設(shè)自然分布，則落入表8中的"良好"和"最佳"分類中的器件的產(chǎn)量可能令人不能接受地低。除了嚴(yán)格控制閾值電壓和按性能分類產(chǎn)品外，存在其它技術(shù)來(lái)使得lDmAS電流更精確，而不遭受不能接受的產(chǎn)量損失。一種這樣的技術(shù)涉及在測(cè)量漏極電流時(shí)主動(dòng)微調(diào)(即，調(diào)節(jié))vgs(b!as)電壓。典型地通過(guò)用熔絲、一次可編程MOSFET或EPROM存儲(chǔ)器件來(lái)連接或短路串聯(lián)連接的電阻元件串以對(duì)電壓參考進(jìn)行微調(diào)，從而永久調(diào)節(jié)VGs諷As)電壓以產(chǎn)生期望的漏極電流。微調(diào)僅作為制造工藝的一部分而執(zhí)行一次。另一方法是自校正，其利用測(cè)量漏極電流與期望參考電流比較后的反饋，并且利用在這兩個(gè)電流之間的誤差信號(hào)來(lái)調(diào)節(jié)Vgs印as)的植，直到測(cè)量電流或其標(biāo)量倍數(shù)(scalarmultiple)等于參考電流。這樣的方法完全消除了閾值變化的影響。同樣對(duì)閾值電壓敏感的另一技術(shù)依靠在統(tǒng)一地制造的兩個(gè)器件之間進(jìn)行匹配。圖15B示出根據(jù)本發(fā)明的同步降壓轉(zhuǎn)換器的這種替代實(shí)施例。同步降壓轉(zhuǎn)換器320包括高壓側(cè)功率MOSFET330、電感器331、低壓側(cè)同步整流功率MOSFET326和輸出濾波電容器332。MOSFET330的操作由脈寬調(diào)制(PWM)控制器321控制，利用包括MOSFET328和329的柵極緩沖器334驅(qū)動(dòng)MOSFET330的柵極，該MOSFET328和329包括CMOS對(duì)。BBM電^各332通過(guò)確保MOSFET326和330不同時(shí)傳導(dǎo)高電流而防止直通導(dǎo)通。二極管327是寄生于同步整流MOSFET326的、與MOSFET326的漏極和源極并聯(lián)的P-N結(jié)。除了低壓側(cè)MOSFET326由電流鏡333偏置之外，同步降壓轉(zhuǎn)換器320類似于圖15A所示的同步降壓轉(zhuǎn)換器300。電流鏡333包括低壓側(cè)MOSFET326和電流鏡MOSFET324。MOSFET324的柵極連接到MOSFET326的柵極，MOSFET324的柵極和漏極短接到一起并通過(guò)偏置電阻器325連接到電池電壓Vbatt。因此，MOSFET324和326組合形成電流4竟333,即通過(guò)MOSFET326的電流對(duì)通過(guò)MOSFET324的電流進(jìn)行"鏡像"。MOSFET323連接在電流鏡333和V滅之間。將MOSFET323接通，通過(guò)使同步整流MOSFET326的柵極連接到Vbatt,將MOSFET326轉(zhuǎn)為低電阻開(kāi)關(guān)，而將電流鏡333"短路(shortout)，，。因?yàn)镸OSFET324和326統(tǒng)一制造，所以其電子特性相匹配。通過(guò)將MOSFET324偏置到給定電流和電流密度，以將閾值可變性包括在偏置電壓V(js(mAs)中的方式來(lái)產(chǎn)生偏置電壓VGS(BIAS)。因?yàn)镸OSFET326與器件324同樣制造，所以以相同柵極偏置對(duì)其進(jìn)行偏置會(huì)導(dǎo)致MOSFET具有相同電流密度并且按比率n標(biāo)準(zhǔn)化，導(dǎo)致獨(dú)立于工藝參數(shù)的比例上更大的電流。再次參照?qǐng)D15A所示的轉(zhuǎn)換器300,圖16A和16B分別是在轉(zhuǎn)換器300操作期間低壓側(cè)MOSFET308的柵極電壓Vos和漏極電壓Vx的曲線圖。圖16A示出在時(shí)間t2之前以及在時(shí)間b之后，MOSFET308的柵極被偏置為不等于零(線354)的偏置電壓VGS(BIAS)(線351)。該時(shí)間段包括時(shí)間h和t2之間的BBM間隔以及時(shí)間h和tt之間的BBM間隔、以及當(dāng)MOSFET308正常地截止時(shí)的時(shí)間(在時(shí)間t,之前以及在時(shí)間t4之后)。在時(shí)間t2和t3之間，MOSFET308接通，并且在該間隔期間其柵極被偏置為Vbatt。應(yīng)當(dāng)與圖2B比較的圖16B示出通過(guò)將中間電壓Vx操作在稍微負(fù)的電平VX(BIAS)(小于二極管電壓降Vf但大于I.Rds(同步整流))來(lái)抑制振動(dòng)362(虛線)。圖17是低壓側(cè)同步整流MOSFET308的I-V操作特性的曲線圖。如所示，MOSFET308在BBM期間在第三象限接通(線404),而在二極管恢復(fù)期間在第一象限接通(線405)。圖18A-18C表示強(qiáng)迫二極管恢復(fù)處理的現(xiàn)象描述及其對(duì)如圖15A所示的同步降壓轉(zhuǎn)換器300中的由開(kāi)關(guān)瞬態(tài)產(chǎn)生的噪聲的影響。具體地，圖18A中的等效電路420圖示緊接在MOSFET307截止(由開(kāi)路的開(kāi)關(guān)422表示)后、在二極管續(xù)流期間的降壓轉(zhuǎn)換器300。電壓源421(Vbatt)表示電池或其它電壓輸入，電阻器424表示負(fù)載的理想化的近似，并且電壓源425表示充電電容器311，對(duì)于短持續(xù)期的瞬態(tài)，該充電電容器311可被建模為AC短路。固定電流源423是在穩(wěn)態(tài)開(kāi)關(guān)情況下4喿作的電感器310的理想化表示一只要時(shí)鐘的開(kāi)關(guān)頻率充分高于LC濾波器的諧振頻率，這就是有效的々H殳。二極管427表示寄生于MOSFET308的正向偏置的珪P-N結(jié)，并且電容器426表示在正向偏置的結(jié)中儲(chǔ)存的電荷。只要開(kāi)路的開(kāi)關(guān)422中的漏電流Ioss基本為零，例如，小于1微安，則電感器電流It完全由二極管427承載，或IflL。與該電流級(jí)別一致地，跨越二極管427出現(xiàn)正向偏置電壓VX(BIAS)。電流源428表示當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET308充當(dāng)電流源時(shí)、流過(guò)該^f氐壓側(cè)MOSFET308的溝道的電流Ibias。電流Ibias將電流從二極管427分流開(kāi)，導(dǎo)致二極管427中較少的電荷儲(chǔ)存。該情況在整個(gè)BBM間隔期間持續(xù)。圖18B所示的等效電路440表示緊接在高壓側(cè)MOSFET307接通之后的轉(zhuǎn)換器300。作為具有穩(wěn)步上升的柵極電壓的飽和器件，MOSFET307被表示為受控電流源442，產(chǎn)生以相對(duì)恒定的dl/dt增長(zhǎng)的電流，并且在這樣估文的過(guò)程中，使二極管447反向偏置。然而，在中間電壓Vx可以上升之前，必須耗盡整流二極管447中儲(chǔ)存的所有電荷。該儲(chǔ)存的電荷包括由電容器446表示的耗盡電容、以及在被稱為"擴(kuò)散電容"的"真實(shí)的"結(jié)二極管447中儲(chǔ)存的少數(shù)載流子。瞬時(shí)電流ic表示對(duì)耗盡電容446放電所需的電流，而電流iRR表示克服擴(kuò)散電容并截止二極管447的正向偏置所需的反向恢復(fù)電荷。盡管耗盡電容和擴(kuò)散電容的每個(gè)展現(xiàn)不同的瞬態(tài)特性，但是它們的組合影響決定了整體"二極管恢復(fù)"，該現(xiàn)象延遲結(jié)束P-N二極管447中的導(dǎo)通并推遲了電壓Vx的上升。圖18B示出即使二極管447還沒(méi)有完全恢復(fù)(因?yàn)樗哂休^少電荷)，由電流源448提供的電流ImAs也允許電壓Vx在MOSFET308中的固有二^L管(由二極管447表示)的二極管恢復(fù)期間進(jìn)行轉(zhuǎn)換(slew)。圖18C所示的等效電路460圖示當(dāng)MOSFET307再次偏置在其線性操作區(qū)而作為完全導(dǎo)通的接通狀態(tài)的開(kāi)關(guān)時(shí)(表示為電阻器462),在二極管恢復(fù)結(jié)束后的同步降壓轉(zhuǎn)換器300?，F(xiàn)在處于電流源狀態(tài)的低壓側(cè)二極管309和同步整流MOSFET308由電流源467表示，展現(xiàn)在二極管447恢復(fù)后由IBIAS導(dǎo)致的漏電流。在瞬態(tài)結(jié)束后，可以截止漏電流。在圖19A和19B中，通過(guò)將在反向恢復(fù)開(kāi)始時(shí)二極管209的電流和電壓波形與圖5中的等效波形疊加，圖示了二極管209的恢復(fù)。在瞬態(tài)之前，二極管309傳導(dǎo)電流If，(如線段481所示)，并具有對(duì)應(yīng)的正向偏置電壓Vf，(如線段487所示)。隨著高壓側(cè)MOSFET307開(kāi)始導(dǎo)通，其減少在二極管309中流動(dòng)的續(xù)流電流。由于P-N二極管導(dǎo)通的指數(shù)性質(zhì)，跨越二極管309的電壓僅稍微減少。在點(diǎn)tP二極管中的電流的極性反向，允許電流短暫地流到其陰極，這與正常導(dǎo)通反向。理想地，二極管將僅在其被正向偏置時(shí)(即，當(dāng)電流沿著陽(yáng)極方向流動(dòng)時(shí))使導(dǎo)通出現(xiàn)。由于不期望的儲(chǔ)存電荷，在點(diǎn)h之后，反向電流在二極管309中流動(dòng)。反向電流的大小增加，直到二極管309中儲(chǔ)存的電荷被移除并且二極管309不再能夠支持反向電流為止。反向電流到達(dá)其峰值IRR，，然后開(kāi)始沿更指數(shù)形的曲線484減小大小。注意，Irr，迅小于固5所示的原來(lái)的Irr。在峰值反向電流出現(xiàn)后，中間電壓Vx的上升的開(kāi)始被延遲一段時(shí)間，但隨著最后殘余的少數(shù)載流子被移除或與二極管309中的二維P-N結(jié)重組，Vx最終開(kāi)始快速上升(在線段490)。電壓Vx不過(guò)沖，而替^地平滑上升到穩(wěn)態(tài)值Vbatt-IL'R。s(開(kāi)關(guān))(在點(diǎn)491)?？傊?，圖19B示出在反向二極管恢復(fù)后，與傳統(tǒng)同步降壓轉(zhuǎn)換器中的中間電壓相比，中間電壓Vx經(jīng)歷較小的dV/dt,并且沒(méi)有錯(cuò)誤接通的影響(曲線488)。圖20A示出傳統(tǒng)同步降壓轉(zhuǎn)換器在滿負(fù)載操作期間的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形。注意振蕩(曲線505B)和錯(cuò)誤接通(曲線505A和502)。圖20B示出根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在滿負(fù)載操作期間的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形。注意不存在在圖20A中出現(xiàn)的振蕩。在區(qū)域525A和525B處的波形不振蕩。圖20C示出根據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在較高偏置電流時(shí)的電感器電流、輸出電壓、中間電壓和柵極電壓的仿真波形。在表9和10中總結(jié)根據(jù)本發(fā)明的同步降壓轉(zhuǎn)換器的操作序列:<table>tableseeoriginaldocumentpage44</column></row><table>輕負(fù)載操作圖21是才艮據(jù)本發(fā)明的降壓轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載操作期間的等效電路圖。RLC回路電路600包括低壓側(cè)MOSFET，該低壓側(cè)MOSFET由耗盡電容601、具有擴(kuò)散電容的P-N二極管602、雜散電感605和小信號(hào)AC串聯(lián)電阻604表示。大小為L(zhǎng)的電感器608包括大小為r^的繞線電阻607。振蕩回路由濾波電容器609和負(fù)載阻抗610實(shí)現(xiàn)。等效LC諧振頻率確定自然振蕩頻率，而阻尼常數(shù)由等效RC時(shí)間常數(shù)確定。當(dāng)高壓側(cè)和低壓側(cè)MOSFET都截止時(shí)，P-N二極管602中任何儲(chǔ)存的電荷還影響電路的振蕩行為。高壓側(cè)MOSFET在該間隔內(nèi)保持截止，并且圖示為開(kāi)路的開(kāi)關(guān)606。在該情況下，電感器608的線圈不能表示為電流源，這是因?yàn)檎袷帉⒃跓o(wú)源電路的諧振頻率附近出現(xiàn)，而不是由顯著更高的時(shí)鐘頻率驅(qū)動(dòng)。如圖9B所示，振蕩165繼續(xù)，直到在U，高壓側(cè)MOSFET被控制器激活，并且電感器608的線圈再次被磁化。無(wú)論何時(shí)簡(jiǎn)單地截止同步整流器，該不期望的振蕩都是不可避免的，這是因?yàn)槟芰勘３謨?chǔ)存在電容器601和二極管602中，并且隨著MOSFET603截止，不存在活動(dòng)的器件來(lái)幫助衰減(damp)振蕩或以其它方式移除能量。另一方面，如果同步整流MOSFET保持接通并傳導(dǎo)低電流603，則其有助于對(duì)電容器放電，并在大小和持續(xù)期方面衰減振蕩。圖22A和22B分別將該實(shí)施例中的lL和Vx的波形與在圖9A和9B中所示的實(shí)施例中的Il和Vx的波形(虛線)進(jìn)行比較。如圖22B所示，在Vx中不存在振動(dòng)(將線638與虛線641進(jìn)行比較)。類似地，如圖23B所示，消除了圖23A中所示的振蕩(將曲線700和678進(jìn)行比較)。升壓轉(zhuǎn)換器圖24所示的同步升壓轉(zhuǎn)換器700包括低壓側(cè)功率MOSFET701、與電池連接的電感器709、以及"浮置的"同步整流MOSFET708，其中MOSFET701和708的柵極分別由柵極緩沖器703和706驅(qū)動(dòng)。柵極緩沖器703和706由BBM電路705和PWM控制器704響應(yīng)于反饋電壓VFB而驅(qū)動(dòng)，該反饋電壓Vra來(lái)自^,越濾波電容器711存在的輸出電壓V。ut。同步整流MOSFET708被認(rèn)為是"浮置的"，這是因?yàn)槠湓礃O端和其漏極端都不永久連接到任何電源軌，即，接地或Vb甜。與圖11所示的傳統(tǒng)同步升壓轉(zhuǎn)換器l卯相反，同步整流器708不在其線性區(qū)和截止之間切換，而是電流源或電壓源將MOSFET708偏置進(jìn)入傳導(dǎo)受控低電流的飽和區(qū)以代替截止。二極管710是同步整流MOSFET708固有的P-N二極管，而無(wú)論同步整流器是P溝道還是N溝道的器件。二極管702是N溝道^氐壓側(cè)MOSFET701固有的P-N結(jié)二極管。柵極緩沖器電路706驅(qū)動(dòng)MOSFET708的柵極。在起動(dòng)時(shí)，當(dāng)電源第一次連接到轉(zhuǎn)換器700時(shí)，V。ut被預(yù)偏置為正電壓V。ut(0-),這是因?yàn)槎O管710變?yōu)檎蚱貌⑶覍㈦娙萜?11充電到比電池輸入低一正向偏置二極管電壓降的電壓，即，V。ut(0-)=Vbatt-Vf。在預(yù)偏置后，同步升壓轉(zhuǎn)換器的操作根據(jù)表11開(kāi)始<table>tableseeoriginaldocumentpage46</column></row><table>表11同步升壓轉(zhuǎn)換器操作涉及:將低壓側(cè)MOSFET701*接通到其線性操作區(qū)，即，操作為"開(kāi)關(guān)"，并JU茲化電感器709，而同步整流MOSFET708充當(dāng)電流源。因?yàn)镸OSFET708是P溝道的，所以無(wú)論何時(shí)其柵極被緩沖器706接地，它都偏置在具有低電阻的線性區(qū)。當(dāng)其柵極連接到VmAs時(shí)，MOSFET飽和，導(dǎo)通受控的低電流。偏置電壓可使用對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器中的低壓側(cè)同步整流器所公開(kāi)的類似技術(shù)創(chuàng)建，包括電流鏡柵極驅(qū)動(dòng)、利用電流反饋調(diào)節(jié)偏置電壓、或微調(diào)帶隙電壓參考以將MOSFET708偏置到特定大小。假設(shè)轉(zhuǎn)換器700的轉(zhuǎn)換器輸出被預(yù)偏置為從高于地電壓到電壓V。喊w的某一電勢(shì)，則將MOSFET701接通將Vx拉到接近地電壓的電壓，并且二極管710被反向偏置。由于MOSFET708充當(dāng)電流源，所以其從二極管710分流電流，減少二極管710中的電荷儲(chǔ)存，并且限制如上所述的效率和噪聲問(wèn)題。觀察圖15A、15B和24，很明顯，根據(jù)本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器包括在公共節(jié)點(diǎn)處連結(jié)在一起的三條電流路徑。第一電流路徑從表示第一輸入電壓軌(例如，Vbatt)的端子開(kāi)始延伸。第二電流路徑從表示第二輸入電壓軌(例如，接地)的第二端子開(kāi)始延伸。第三電流路徑從轉(zhuǎn)換器的輸出端開(kāi)始延伸。這三條電流路徑在存在中間電壓Vx的公共節(jié)點(diǎn)處連結(jié)在一起。在一些實(shí)施例中，第二電流3各徑包括以上述方式操作為電流源的MOSFET(如MOSFET308和326)。在其它實(shí)施例中，第三電流路徑包括以上述方式操作為電流源的MOSFET(如MOSFET708)。盡管已經(jīng)描述了本發(fā)明的若干實(shí)施例，但是這些實(shí)施例意圖是說(shuō)明性的，而非限制性的。在本發(fā)明的廣闊范圍內(nèi)的若干另外的和替代的實(shí)施例將對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員顯而易見(jiàn)。申請(qǐng)?zhí)朳律所代號(hào)AATI-28-DS-US]的、題為"MOSFETGateDriveWithReducedPowerLoss"的相關(guān)專利申請(qǐng)與本申請(qǐng)同時(shí)提交，并且通過(guò)全文引用將其合并于此，該申請(qǐng)說(shuō)明了將功率MOSFET的電流偏置在其^T包和區(qū)的各種電^各部件。權(quán)利要求1.一種使用開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器包括主MOSFET、同步整流MOSFET、以及電感器，該方法包括將同步整流MOSFET至少在完全接通狀態(tài)和低電流狀態(tài)之間切換，其中，該同步整流MOSFET在完全接通狀態(tài)承載范圍在0.5A到5A內(nèi)的電流，而在低電流狀態(tài)承載范圍在1μA到1mA的電流。2.如權(quán)利要求l所述的方法，包括以下述開(kāi)關(guān)序列操作該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器，該開(kāi)關(guān)序列包括主MOSFET接通的^茲化間隔，主MOSFET截止的第一先斷后合間隔；主MOSFET截止并且同步整流MOSFET切換為完全接通狀態(tài)的續(xù)流間隔；主MOSFET截止的第二先斷后合間隔；以及二極管恢復(fù)間隔，該方法包括在第二先斷后合間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為^氐電流狀態(tài)。3.如權(quán)利要求2所述的方法，包括在磁化間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。4.如權(quán)利要求3所述的方法，包括在第一先斷后合間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。5.如權(quán)利要求2所述的方法，包括在二極管恢復(fù)間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為#^電流狀態(tài)。6.如權(quán)利要求2所述的方法，包括在輕負(fù)載情況下操作該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器，在該輕負(fù)載情況下，該開(kāi)關(guān)序列包括在續(xù)流間隔之后的電流反向間隔，該方法包括在該電流反向間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。7.—種使用開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器包括同步整流MOSFET、功率MOSFET以及電感器，該方法包括將同步整流MOSFET至少在完全接通狀態(tài)和低電流狀態(tài)之間切換，其中，該同步整流MOSFET在完全接通狀態(tài)承載范圍在5A到50A內(nèi)的電流，而在低電流狀態(tài)承載范圍在100juA到300mA的電流。8.如權(quán)利要求7所述的方法，包括以下述開(kāi)關(guān)序列操作該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器，該開(kāi)關(guān)序列包括主MOSFET接通的磁化間隔，主MOSFET截止的第一先斷后合間隔；主MOSFET截止并且同步整流MOSFET切換為完全接通狀態(tài)的續(xù)流間隔；主MOSFET截止的第二先斷后合間隔；以及二極管恢復(fù)間隔，該方法包括在第二先斷后合間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為j氐電流狀態(tài)。9.如權(quán)利要求8所述的方法，包括在磁化間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。10.如權(quán)利要求9所述的方法，包括在第一先斷后合間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。11.如權(quán)利要求8所述的方法，包括在二極管恢復(fù)間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。12.如權(quán)利要求8所述的方法，包括在輕負(fù)載情況下操作開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器，在該輕負(fù)載情況下，該開(kāi)關(guān)序列包括在續(xù)流間隔之后的電流反向間隔，該方法包括在電流反向間隔內(nèi)將同步整流MOSFET切換為低電流狀態(tài)。13.—種使用開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器包括主MOSFET、同步整流MOSFET以及電感器，該方法包括將同步整流MOSFET至少在(a)使同步整流MOSFET的溝道反向的完全接通狀態(tài)和(b)4吏同步整流MOSFET的溝道反向但比完全接通狀態(tài)較弱地反向的低電流狀態(tài)之間切換。14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中同步整流MOSFET在低電流狀態(tài)下飽和。15.如權(quán)利要求14所述的方法，其中同步整流MOSFET在完全接通狀態(tài)下操作在其線性區(qū)。16.如權(quán)利要求13所述的方法，包括將同步整流MOSFET切換到截止?fàn)顟B(tài)，其中同步整流器的溝道不被反向。17.—種將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，包括提供包括第一MOSFET、第二MOSFET和電感器的電路；將第一DC電壓連接到所述電路；以及切換各MOSFET,該第一MOSFET在接通情況和截止情況之間反復(fù)切換，該第二MOSFET在接通情況和該第二MOSFET操作為電流源的情況之間反復(fù)切換。18.如權(quán)利要求17所述的方法，包括以包括下述時(shí)段的序列切換各MOSFET:第一時(shí)段，包括將第一MOSFET維持在接通情況，而將第二MOSFET操作為電流源；隨后的第二時(shí)段，包括將第一MOSFET維持在截止情況，而將第二MOSFET操作為電流源；隨后的第三時(shí)段，包括將第一MOSFET維持在截止情況，而將第二MOSFET維持在接通情況；隨后的第四時(shí)段，包括將第一MOSFET維持在截止情況，而將第二MOSFET操作為電流源。19.如權(quán)利要求18所述的方法，其中將第二MOSFET操作為電流源包括將在第二MOSFET的外推閾值電壓的10%到125%之間的電壓施加到第二MOSFET的柵極。20.如權(quán)利要求19所述的方法，其中將第二MOSFET操作為電流源包括將在第二MOSFET的外推閾值電壓的25%到100%之間的電壓施加到第二MOSFET的柵極。21.—種使用開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，該開(kāi)關(guān)式的電感器電壓轉(zhuǎn)換器包括主MOSFET、同步整流MOSFET、以及電感器，該方法包括將同步整流MOSFET至少在完全接通狀態(tài)和低電流狀態(tài)之間切換，其中，在低電流狀態(tài)下，該同步整流MOSFET承載低電流，而在完全接通狀態(tài)下，該同步整流MOSFET承載高電流，低電流的大小至少比當(dāng)同步整流MOSFET中的柵極-源極電壓等于0時(shí)的同步整流器中的漏電流大十(10)倍，而不大于高電流的大小的百分之十(10%)。22.如權(quán)利要求21所述的方法，其中低電流的大小不大于高電流的大小的百分之一(1%)。23.如權(quán)利要求22所述的方法，其中低電流的大小至少比漏電流大一百(100)倍。24.如權(quán)利要求21所述的方法，其中低電流的大小至少比漏電流大一百(100)倍。全文摘要降壓或升壓DC/DC轉(zhuǎn)換器中的同步整流MOSFET被操作為電流源，而非被截止，從而減少了不期望的效率損失、不期望的電子和輻射噪聲的產(chǎn)生、以及許多其它潛在的問(wèn)題，特別是當(dāng)轉(zhuǎn)換器操作在輕負(fù)載情況下時(shí)更是如此。文檔編號(hào)H02M1/08GK101622774SQ200780044462公開(kāi)日2010年1月6日申請(qǐng)日期2007年9月25日優(yōu)先權(quán)日2006年10月5日發(fā)明者凱文·P·丹吉洛,理查德·K·威廉斯申請(qǐng)人:先進(jìn)模擬科技公司