功率變換裝置及其控制方法

文檔序號：7303302閱讀：214來源：國知局

專利名稱：功率變換裝置及其控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種連結(jié)于交流系統(tǒng)的功率變換裝置，尤其是涉及抑制因
負載變動而產(chǎn)生的電壓變動(閃爍flicker)的功率變換裝置。
背景技術：
若連結(jié)于系統(tǒng)的負載變動，則由輸電線或變壓器的阻抗產(chǎn)生的電壓降變動，在負載的連結(jié)點產(chǎn)生電壓變動(閃爍)。
例如在專利第2675206號公報中提出抑制閃爍的閃爍抑制裝置。
上述裝置根據(jù)負載電流算出有效電流和無效電流，通過實施低通濾波器算出正相份，通過實施高通濾波器算出逆相份。通過輸出與檢測出的負載電流逆相位的電流，消除從系統(tǒng)流入的電流的變動量，由此抑制閃爍。
可是，在負載電流中包括高次諧波分量時，在電流指令值中包括高次諧波分量。
在由功率變換器構(gòu)成電流發(fā)生部的情況下，由于存在電流控制的延遲，所以功率變換器的輸出電流中的高次諧波分量的相位相對于負載電流中的高次諧波的相位延遲。因此，產(chǎn)生不能消除系統(tǒng)中流動的高次諧波分量，不能得到充分的補償效果的問題。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，按照該傅立葉級數(shù)展開的各輸出值算出所述輸出電流指令值。
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值與檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，根據(jù)對該相乘結(jié)果進行移動平均運算后的結(jié)果算出所述輸出電流指令值。
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值與檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，算出該相乘結(jié)果以所述正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的周期為積分期間的周期積分，根據(jù)該周期積分值算出輸出電流指令值。
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，對該傅立葉級數(shù)展幵輸出值實施使相位超前的相位補償濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具有電流指令值算出器，其對移動平均運算所述相乘結(jié)果后的值實施使相位超前的相位補償濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于相位補償濾波器由一階超前延遲濾波器構(gòu)成。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于相位補償濾波器由一次不完全微分構(gòu)成。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的頻率與連結(jié)的系統(tǒng)頻率相等。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的頻率是連結(jié)的系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備:電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，對該傅立葉級數(shù)展開輸出值實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn) 生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值和檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，算出該相乘結(jié)果以所述正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的周期為積分期間的周期積分，對該周期積分結(jié)果實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將所述正弦波發(fā)生器輸出值和檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，對移動平均運算該相乘結(jié)果后的值實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2 倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于由陷波濾波器構(gòu)成系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波器。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于通過從輸入信號中減去帶通濾波器輸出值，來實現(xiàn)系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波器。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的振幅檢測方法，根據(jù)包括振幅變動的交流分量的信號來檢測該振幅值，其特征在于，根據(jù)對傅立葉級數(shù)展開的輸出值實施相位補償濾波后的值，算出所述振幅值。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的控制方法，按照連結(jié)的交流系統(tǒng)的電壓或系統(tǒng)中流動的電流使運行條件變化，其特征在于，將檢測出的交流電壓或系統(tǒng)電流傅立葉級數(shù)展開，使用對由該傅立葉級數(shù)展開得到的值實施相位補償濾波后的值，使功率變換器的交流輸出電壓變化。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于在根據(jù)包括振幅變動的交流分量的信號來檢測該振幅值的振幅檢測方法中，根據(jù)對傅立葉級數(shù)展開的輸出值實施相位補償濾波后的值來算出所述振幅值，使用算出值來使電流指令值變化。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于在按照連結(jié)的交流系統(tǒng)的電壓或系統(tǒng)中流動的電流使運行條件變化的功率變換裝置的控制方法中，將檢測出的交流電壓或系統(tǒng)電流傅立葉級數(shù)展開，使用對由該傅立葉級數(shù)展開得到的值實施相位補償濾波后的值，使功率變換器的交流輸出電壓變化。
為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備電流檢測器，其檢測流入到負載的負載電流；電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其根據(jù)電流指令值控制交流輸出電流，僅補償所述負載電流中包括的基波分量。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于抽取負載電流的基波分量的部件是傅立葉級數(shù)展開器。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具備: 電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有輸出電流指令值算出器，其以檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值為輸入，抽取基波中在0. 1Hz以上30Hz以下振幅變動的分量，對輸出電流指令值相加與該電流分量相同相位的電流。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于利用傅立葉級數(shù)展開器算出在0. 1Hz以上30Hz以下振幅變動的基波分量。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于具有對抽取出的負載電流基波分量實施相位補正運算的相位補正運算器。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于相位補正運算器補償傅立葉級數(shù)展開器的運算產(chǎn)生的相位延遲。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于相位補正運算器進行包括傅立葉級數(shù)展開器的運算產(chǎn)生的相位延遲和電流控制器的延遲的相位補償。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有檢測流入到負載的電流的電流檢測器，功率變換裝置的輸出電流中的所述高次諧波分量的振幅對負載電流中的高次諧波分量的振幅之比小于功率變換裝置的輸出電流中的所述次數(shù)伺高次諧波分量的振幅對負載電流中的次數(shù)間高次諧波分量的振幅的比。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于檢測系統(tǒng)電流來替代檢測流入到負載的電流。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于根據(jù)所述系統(tǒng)電流的檢測值和功率變換裝置輸出的交流輸出電流檢測值來推定負載電流，以該負載電流推定值作為流入到負載的電流的檢測值來算出電流指令值。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，電流指令值是正相電流指令值和逆相電流辯令值的合成值，將所述逆相電流指令值限制在小于所述功率變換裝置的額定電流的規(guī)定值以下，且將正相電流指令值限制成進入額定電流與限制在所述規(guī)定值以下的逆相電流指令值之差的范圍。
此外，為了解決上述問題，本發(fā)明的功率變換裝置具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，電流指令值是正相電流指令值和逆相電流指令值的合成值，將所述正相電流指令值限制在所述功率變換裝置的額定電流以下，且將逆相電流指令值限制成進入額定電流與額定電流內(nèi)正相電流指令值之差的范圍內(nèi)。此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于逆相電流指令值在額定電流與正相電流指令值之差的范圍，且限制在小于額定電流的規(guī)定值以下。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于通過對逆相電流指令值乘以可變增益，來限制逆相電流指令值。
此外，本發(fā)明的功率變換裝置的特征在于利用圓形限幅器限制逆相電流。

圖1是本發(fā)明實施例1的說明圖。
圖2是本發(fā)明實施例2的說明圖。
圖3是本發(fā)明實施例2的相位補正濾波器產(chǎn)生的增益特性改善效果和相位特性改善效果的說明圖。
圖4是本發(fā)明實施例2的相位補正濾波器的另一實施例。
圖5是本發(fā)明實施例1的說明圖。
圖6是本發(fā)明實施例3的說明圖。
圖7是本發(fā)明實施例3的基波DFT運算器的說明圖。
圖8是本發(fā)明實施例3的2次DFT運算器的說明圖。
圖9是本發(fā)明實施例1的動作說明圖。
圖IO是本發(fā)明實施例1的變形例的說明圖。
圖11是本發(fā)明實施例4的說明圖。
圖12是本發(fā)明實施例4的相位補正濾波器的另一實施例。圖13是本發(fā)明實施例4的說明圖。
具體實施例方式
下面，用附圖來說明本發(fā)明的一實施方式。 (實施例1)
用圖l說明本發(fā)明的實施例l。
本發(fā)明的閃爍抑制裝置1與負載3并聯(lián)地連接，經(jīng)系統(tǒng)阻抗7連接于交流電源2。系統(tǒng)阻抗7指輸電線阻抗或變壓器阻抗。在閃爍抑制裝置1 的連結(jié)點，若負載電流變動，則由系統(tǒng)阻抗7產(chǎn)生的電壓降幅度變動，產(chǎn)生電壓變動、即閃爍。本發(fā)明的閃爍抑制裝置抑制/減少負載電流變動引起的閃爍。
閃爍抑制裝置1由主電路部和控制運算部100構(gòu)成。主電路由IGBT 和二極管構(gòu)成的功率變換器4、濾波電抗器(reactor)5、直流電容器6構(gòu) 成，功率變換器4的交流輸出端子經(jīng)濾波電抗器5連結(jié)于交流系統(tǒng)，直流電容器6并聯(lián)連接于功率變換器4的直流輸出端子。
控制運算器100以閃爍抑制裝置1的連結(jié)點電壓檢測值和交流電流檢測值、及直流電容器電壓檢測值為輸入，算出功率變換器4的電流指令值以維持直流電容器電壓。
并且，根據(jù)負載電流檢測值和連結(jié)點電壓檢測值算出用于抑制閃爍的電流指令值，以該電流指令值和用于維持所述直流電容器電壓的電流指令值之和為新的功率變換器4的電流指令值，算出功率變換器4的交流輸出電壓指令值使該電流指令值和功率變換器4的交流電流檢測值一致。
控制運算部100通過比較該交流輸出電壓指令值和載波，算出至功率變換器4的IGBT的柵極信號，輸出至功率變換器4,輸出追隨指令值的交流電壓。
下面，詳細說明電流指令值的形成方法。
首先，說明用于控制直流電容器電壓的指令值運算方法。
直流電容器電壓由電壓檢測器14檢測，將檢測值VDC輸入到減法器
104。
減法器104算出直流電容器電壓指令值VDCREF和VDC的差，輸出至直流電壓控制器105。
直流電壓控制器105以直流電容器電壓偏差為輸入，算出閃爍抑制裝置1的有效電流指令值IAVR以使直流電容器電壓與指令值VDCREF —致。將有效電流指令值IAVR輸入到逆d-q變換器112。逆d-q變換器112根據(jù) 后述的閃爍抑制用電流指令值和直流電壓控制器105的輸出，算出閃爍抑制裝置l的電流指令值。
下面說明閃爍抑制用電流指令值的運算方法。
閃爍抑制裝置1的系統(tǒng)連結(jié)點的電壓由電壓傳感器10檢測。將檢測
值vu、 Vv、 vw輸入到相位檢測器ioi，算出基波相位e。這里，相位e是設Vu的基波分量為Vcos 9 、 Vv的基波分量為Vcos (e -2/3 it ) 、 Vw的基波分量為Vcos ( e -4/3 k )時的相位。
將相位e輸入正弦波表格102、 103，正弦波表格102、 103分別算出 cos e 、 sin 9 。將cos 9 、 sin e輸出至正相DFT運算器107、逆相DFT運算器108、逆d-q變換器112、 d-q變換器113。
負載電流由電流傳感器20、 21、 22檢測，將檢測值ILU、 ILV、 ILW 輸出至a-P變換器106。
a-e變換器106通過下式示出的運算來算出ILa、 IL P 。
<formula>formula see original document page 14</formula>
(數(shù)式1)
下面說明作為本發(fā)明中新的方面的、基于傅立葉級數(shù)系數(shù)算出的電流指令值算出。
將由a - P變換器106算出的IL a 、 IL 3輸出至正相DFT運算器107、逆相DFT運算器108。
正相DFT運算器107通過(式2)示出的運算，算出負載電流的正相實軸分量的振幅值IL1RE、和正相虛軸分量的振幅值IL1IM。
ffxc。s0)dt+ j"二(ILj3xsin 0)dt IUIM = 2fs f〖—t (IL a x sin爭+〖T M 0)dt
(數(shù)式2)
這里，t是當前時刻，fs是連結(jié)的系統(tǒng)頻率，T=l/fs。
如式2所示，由于周期積分與系統(tǒng)電壓同步的正弦波的積，所以對于系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍的負載電流分量、即高次諧波分量，增益為零。
ILa、 ILe為逆相分量時，(數(shù)式2)的ILa Xcos9+ILP Xsine及 -ILa Xsine+ILP Xcos 9為在系統(tǒng)頻率的倍頻下振動的分量，但由于以電源周期T積分，所以輸出值為零。
逆相DFT運算器109通過(式3)示出的運算，算出負載電流的逆相實軸分量的振幅值IL2RE和逆相虛軸分量的振幅值IL2IM。IL2RE -2fs j￡T(IL0fxcos 0)dt- ￡T(IL3xsin 0)dt} IL2IM - 2fs t (IL of x sin 0)dt +〖T (IL ^ xcos 0)dt}
這里，t是當前時刻，fs是連結(jié)的系統(tǒng)頻率，T=l/fs。
如(數(shù)式3)所示，由于周期積分與系統(tǒng)電壓同步的正弦波的積，所以對于系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍的負載電流分量、即高次諧波分量，增益為零。
ILa、 IL3為正相分量時，(式3)的ILa Xcos9-ILP Xsine及IL a Xsine+ILP Xcos e為在系統(tǒng)頻率的倍頻下振動的分量，但由于以電源周期T積分，所以輸出值為零。
負載電流如(式4)所示，在圖9中示出設基波頻率為60Hz、正相振幅為lpu、逆相振幅為0.2pu、含有高次諧波次數(shù)為5次、高次諧波振幅為 0.05pu時的ILa、 ILP、 IL1RE、 IL1IM、 IL2RE、 IL2IM的波形。
ILU = cos(120丌t + 0)+0,2cos(— 120丌t + ")+ 0加cos(600丌t)
f 5、 f 2'、廣 2'、
ILV-gos 120兀t一一丌+ 0 | + 0.2cos| —1207rt—一兀+| + O.05cos| 600兀t ——兀、 3j 、、 3j
Z 4、 / 4、 Z 4、
ILW = cos| 120兀t - 一 7T + 0 | + 0,2cos| -120丌t — 一7T+7 | + 0.05cos| 600 7Tt——兀| l 3」 I 3_j 、 3J
(數(shù)式4)
這里，o為正相電流的相位，n為逆相電流的相位，o=n=o。
可知由于包括高次諧波，所以在ILa、 IL3中包括失真分量，但在 IL1RE、 IL1IM、 IL2RE、 IL2IM中不產(chǎn)生失真分量，可消除高次諧波。
并且，可知通過周期積分IL1RE、 IL2RE，可排除正相運算中的逆相混入、逆相運算中的正相混入，且IL1RE、 IL2RE的值分別與負載電流中的正相分量振幅、逆相分量振幅一致，可準確實現(xiàn)振幅運算。
在負載3無變動時，IL1RE、 IL1IM、 IL2RE、 IL2IM分別為負載電流的
正相有效分量振幅值、正相無效分量振幅值、逆相實軸分量振幅值、逆相虛軸分量振幅值，但在負載3變動時，正相DFT運算器107中的逆相分量和逆相DFT運算器109中的正相分量的周期積分值不完全為零。因此，由于倍頻分量不是真的正相分量、逆相分量的振幅，所以期望從指令值中去除。
根據(jù)上述理由，將正相DFT運算器107的輸出IL1IM輸入陷波濾波器 108，將由陷波濾波器108去除系統(tǒng)頻率的倍頻分量后的值IL1IM2輸入逆 d-q變換器112。
同樣地，將逆相DFT運算器109的輸出IL2RE輸入陷波濾波器110、將IL2工M輸入陷波濾波器lll，將去除系統(tǒng)頻率的倍頻分量后的值IL2RE2、 IL2IM2輸入d-q變換器113。
逆d-q變換器112以直流電壓控制器105的輸出和陷波濾波器108、基準正弦波cos6、 sine為輸入，實施(數(shù)式5)示出的運算，算出正相份電流指令值ILla、 IL1P。
<image>image see original document page 16</image>將逆d-q變換器112、 d-q變換器113的輸出輸入到加法器114、 115。
由于閃爍抑制裝置1通過輸出與負載電流逆相位的電流來抑制閃爍，所以設加法器114、 115的輸出由代碼反向器116、 117代碼反向后的值為閃爍抑制裝置1的電流指令值IC a REF、 Ic P REF。
如上所述，電流指令值ICaREF、 ICeREF由直流電壓控制器105、正相DFT運算器107、逆相DFT運算器109算出，所以在電流指令值中不包括高次諧波分量。
另外，閃爍抑制裝置1輸出的交流電流由電流傳感器11、 12、 13檢湖lj，檢測值ICU、 ICV、 ICW由a - p變換器118實施與(數(shù)式1)同樣的運算，將其輸出ICa、 ICe分別輸出至減法器119、 120。
在減法器119中運算電流指令值Ica REF和Ica的偏差，在減法器120中運算電流指令值IcP REF和ICe的偏差，將其輸出輸入到電流控制器121。
電流控制器121為了減少由減法器119、 120算出的電流偏差，算出
交流輸出電壓補正量。
禾'J用加法器123、124將電流控制器121的輸出值與由a-e變換器122 變換交流電壓檢測值Vu、 Vv、 Vw后的電壓Vci 、 VP相加。a-3變換器 122的運算與(數(shù)式1)同樣。
將加法器123的輸出值V a REF和加法器124的輸出值V P REF輸入2 相-3相轉(zhuǎn)換器125，通過(數(shù)式7)示出的運算，算出3相的電壓指令值 VuREF、 VvREF、 VwREF。
VuREF'
WREF
VwREF
1 0
VaREF' V]SREF
(數(shù)式7)
將2相-3相轉(zhuǎn)換器125的輸出值輸入P麗運算器126，與載波算出器 127輸出的三角波進行大小比較。P麗運算器126根據(jù)大小比較結(jié)果算出功率變換器4的IGBT柵極信號，輸出至功率變換器4。
功率變換器4通過根據(jù)由P麗運算器126輸出的柵極信號導通、截止 IGBT，輸出依據(jù)電壓指令值VuREF、 VvREF、 VwREF的交流電壓。
如上所述，由于為了抑制閃爍抑制裝置l的交流輸出電流，閃爍抑制裝置對負載電流的正相無效電流和逆相分量輸出逆相位的電流，所以可減少系統(tǒng)電流的變動量，可抑制閃爍。
在本實施例中，由電流傳感器20、 21、 22檢測負載電流，但如圖5 所述，即便從系統(tǒng)電流ISU、 ISV、 ISW和閃爍抑制裝置輸出電流ICU、 ICV、工CW推定負載電流ILU、 ILV、 ILW，也可得到同樣的效果。
并且，如圖10所述，通過檢測系統(tǒng)電流，對其正相無效電流和逆相分量輸出逆相位的電流，也可得到同樣的效果。
根據(jù)上述，由于本發(fā)明的閃爍抑制裝置輸出負載電流的正相無效電流和與逆相分量逆相位的電流，所以可減少系統(tǒng)電流的變動量，可抑制閃爍。并且，根據(jù)本發(fā)明，由于電流指令值中不包括高次諧波，所以可減少從閃爍抑制裝置1流出的高次諧波分量，可避免電流控制延遲引起的高次諧波增大。
(實施例2)
用圖2說明本發(fā)明的實施例2。
本實施例與實施例1的不同之處在于，在DFT運算器的輸出中設置相位補正用濾波器。通過設置相位補正用濾波器，可改善對正相、逆相的負載電流基波振幅變動的響應延遲。
下面，僅說明與前一實施例不同的結(jié)構(gòu)。并且，在圖2中，除特別言及的以外，對與圖l相同功能部附以相同符號，不進行重復說明。
正相DFT運算器107及逆相DFT運算器109的優(yōu)點在于，分別抽取正相基波分量及逆相基波分量，可去除高次諧波分量，但如(數(shù)式2)、(數(shù)式 3)所示，由于運算中包括積分，所以在基波的振幅變動快時，振幅運算結(jié) 果中產(chǎn)生增益降低及相位延遲。
增益降低及相位延遲成為使閃爍抑制功能降低的原因。
本實施例的閃爍抑制裝置減少負載電流中的基波振幅變動時的振幅運算結(jié)果的增益降低及相位延遲。'
本實施例的閃爍抑制裝置1與實施例1同樣地通過逆相DFT運算器 107算出正相無效電流振幅值IL1IM。將其輸出輸入到相位補正濾波器 130，將其輸出輸入到陷波濾波器108。
相位補正濾波器130的傳遞函數(shù)G (s)是(數(shù)式8)示出的超前延遲濾波器。
、;—1 + T1S '。。(數(shù)式8)
這里，T,、 T2為時間常數(shù)，s為拉普拉斯運算符。通過使用該濾波器，可改善增益特性、相位特性。
同樣地，將逆相DFT運算器109的輸出輸入相位補正濾波器131、 132。
相位補正濾波器131、 132是與相位補正濾波器130相同的超前延遲濾波
耽益。例如，負載電流如(數(shù)式9)所示，為振幅I(t)在頻率f下變動的電流。
ILU = !(t〉lcos〔0 - * = Ic。s(2 7U f t)c。s〔0 — ILV = I(t)cosfe-=Icos(2兀f t)cosf0 —三—!兀、
2 3
1
(數(shù)式9)
!LW-I(t)co/0 —工一i7T、，一—"aG兀4
乂
=Icos(27Tft)cos 0-工一i兀
2 3,
圖4中示出從電流振幅I(t)至相位補正濾波器130的輸出IL1IMFIL 的傳遞特性。
橫軸是振幅變動頻率f，縱軸在圖3(a)表示增益，在圖3(b)中表示相位。并且，用虛線表示未使用相位補正濾波器時的頻率特性，用實線表示使用相位補正濾波器時的頻率特性。這里，設系統(tǒng)頻率為60Hz， T,二l/100 [s]， T2=l/350 [s]。
可知由于傳遞特性相當于增益越接近0dB、相位越接近0deg，則可抽取越接近基波振幅I(t)的系數(shù)，所以可通過根據(jù)圖3使用超前延遲濾波器，改善增益特性、相位特性。由于人的能見度系數(shù)如特許第2793327號公報的圖12所述，對0. 1Hz 30Hz的電壓變動大，所以可大大提高閃爍抑制功能。
在本實施例中，設相位補正濾波器為一階超前延遲濾波器，但即便是組合了多個相位超前延遲濾波器的濾波器、或如圖4所述組合了不完全微分的相位補正濾波器，也可得到同樣的效果。
根據(jù)上述，由于本發(fā)明的閃爍抑制裝置輸出負載電流的正相無效電流和與逆相分量逆相位的電流，所以可減少系統(tǒng)電流的變動量，可抑制閃爍。
并且，根據(jù)本發(fā)明，由于電流指令值中不包括高次諧波，所以可減少從閃爍抑制裝置1流出的高次諧波分量，可避免電流控制延遲引起的高次諧波增大。并且，根據(jù)本實施例，由于可改善DFT運算器的傳遞特性，所以可提高基波振幅變動快時的閃爍抑制功能。
(實施例3)
用圖6說明本發(fā)明實施例3。
本實施例與實施例1的不同之處在于，除基波以外，設置2次DFT，算出2次高次諧波分量的振幅、相位，加在電流指令值中。
如果是次數(shù)低的高次諧波，則電流控制的延遲小。因此，不僅輸出基波，還可輸出特定高次諧波的補償電流。例如，由于在設電流控制響應為 1000rad/s時，截止頻率為160Hz，所以在系統(tǒng)頻率為60Hz時，可確保電流控制特性至2次高次諧波程度。在本實施例中，設特定高次諧波為2次高次諧波。
以后，僅說明與前一實施例不同的結(jié)構(gòu)。并且，在圖5中，除特別言及的之外，對與圖l相同功能部付與相同符號，不進行重復說明。
將直流電壓控制器105的輸出、算出負載電流的a -e分量的a -P變換器106的輸出、和輸出具有系統(tǒng)電壓相位的正弦波的正弦波表格102、 103的輸出輸入到基波DFT運算器150?；―FT運算器150如圖6所示，實施與實施例1同樣的運算，算出電流指令值ICaREF、 ICPREF。
下面說明作為本實施例中新的方面的、2次高次諧波電流算出方法。
由相位檢測器101算出的相位0由乘法器154被2倍，將其輸出輸入到正弦波表格155、 156。
正弦波表格155從由乘法器154輸出的相位2 9算出C0S2 6 ，正弦波表格156算出sin2 9 ，輸出至2次DFT運算器151。
2次DFT運算器151除此之外，還以a - P變換器106的輸出值為輸入，算出負載電流中包括的2次高次諧波的實軸分量振幅、虛軸分量振幅，從該值算出與負載電流中包括的2次高次諧波分量逆相位的電流指令值IC a REF2、 IC戸REF2。
將基波DFT運算器150的輸出和2次DFT運算器151的輸出分別輸入加法器152、 153，算出新的電流指令值ICaREF—N、 ICPREF—N。
如上所述，本實施例的閃爍抑制裝置抽取負載電流的基波分量及2次分量，算出逆相位的電流指令值。由于如2次那樣，對于低次的高次諧波電流指令，電流控制中的延遲小，所以可避免高次諧波增大現(xiàn)象。
下面，說明2次DFT運算器151的細節(jié)。圖7中示出2次DFT運算器151的運算塊。
將負載電流ILa、 ILe和正弦波cos2 0 、 sin2輸入正相DFT運算器 1511。正相DFT運算器1511實施(數(shù)式IO)示出的運算，算出IL1RE2、 IL1M2。
<formula>formula see original document page 21</formula>徵式1 。)
這里，fs為系統(tǒng)頻率，T二l/fs。與(數(shù)式2)相比不同之處在于，積分系數(shù)變?yōu)?倍，積分時間變?yōu)?/2。
IL1RE2、 IL1IM2與(數(shù)式2)同樣地為以正弦波cos2 6 、 sin2 9為基準時的2次的正相實軸分量、正相虛軸分量。
逆相DFT運算器1512實施(數(shù)式11)示出的運算，算出輸出IL2RE2、 IL2IM2。
<formula>formula see original document page 21</formula>..,(數(shù)式11)
IL2RE2、 IL2IM2與(數(shù)式3)同樣地為以正弦波cos2 0 、 sin2 9為基準時5次的逆相實軸分量、逆相虛軸分量。
將正相DFT運算器1511的輸出輸入陷波濾波器1513、 1514，去除系統(tǒng)頻率的4倍的頻率分量，輸入逆d-q變換器1517。
逆d-q變換器1517根據(jù)陷波濾波器1513、 1514的輸出和正弦波cos2 e、 sin2e，實施(數(shù)式12)示出的運算，輸出輸出ILla2、 IL1P2。
<formula>formula see original document page 21</formula>(數(shù)式12)將逆d-q變換器1517的輸出ILla5、 IL1 P 5的輸出輸出至加法器 1519、 1520。
將逆相DFT運算器1512的輸出輸入陷波濾波器1515、 1516，去除系統(tǒng)頻率的4倍的頻率分量，輸入d-q變換器1518。
d-q變換器1518根據(jù)陷波濾波器1515、1516的輸出和正弦波cos5 9 、 sin5e，實施(數(shù)式13)示出的運算，輸出輸出IL2a2、 IL2P2。
<formula>formula see original document page 22</formula>
…(數(shù)式13)
將d-q變換器1518的輸出IL2 a 2、IL2 P 2的輸出輸出至加法器1519、 1520。
加法器1519、 1520相加逆d-q變換器1517和d-q變換器1518的輸出，將其和輸出至代碼反向器1521、 1522。
由代碼反向器1521、 1522代碼反向的值與負載的2次高次諧波分量逆相位，為2次DFT運算器151的輸出。
根據(jù)上述，根據(jù)本實施例，除基波之外，還可算出與負載電流中包括的2次高次諧波分量逆相位的電流指令值。
由于電流控制的延遲對于低次高次諧波分量小，所以可減少流出到系統(tǒng)的2次分量，可實現(xiàn)基于2次高次諧波的閃爍抑制。
在本實施例中選擇2次作為特定高次諧波，但也可選擇高次諧波次數(shù) 為3次等低次高次諧波。并且，還可具備補償2次、3次等多個低次高次諧波的DFT運算器。
根據(jù)上述，由于本發(fā)明的閃爍抑制裝置輸出負載電流的正相無效電流和與逆相分量逆相位的電流，所以可減少系統(tǒng)電流的變動量，可抑制閃爍。
并且，根據(jù)本發(fā)明，由于電流指令值中不包括高次諧波，所以可減少從閃爍抑制裝置1流出的高次諧波分量，可避免電流控制延遲引起的高次諧波增大。
并且，根據(jù)本實施例，由于對負載電流中包括的特定高次諧波可算出補償電流，所以可減少由低次高次諧波引起的閃爍。 (實施例4)用圖11說明本發(fā)明實施例5。
本實施例與實施例1的不同之處在于對電流指令值設置限幅器160。若輸出逆相電流，則直流電容器中產(chǎn)生系統(tǒng)頻率的倍頻的脈動。由于在直流電容器電壓的變動大時，成為電容器發(fā)熱或從功率變換裝置流出高次諧波的原因，所以期望直流電容器電壓抑制在規(guī)定范圍內(nèi)(例如為額定電壓的10%)。
可是，擔心若用固定值個別限制逆相電流的實部分量、虛部分量，則從功率變換裝置輸出的逆相電流的相位和負載產(chǎn)生的逆相電流的相位關系崩潰，閃爍抑制效果降低。
本發(fā)明考慮上述問題，利用圓形限幅器限制逆相電流，保持相位關系，僅限制補償量。
下面說明細節(jié)。
在圖11中，將直流電壓控制器105的指令值IAVR、陷波濾波器108、 110、 111的輸出值IL1IM2、 IL2RE2、 IL2IM2輸入限幅器160。
限幅器160限制電流指令值，以將功率變換器1輸出的系統(tǒng)電流ICU、工CV、 ICW抑制在額定輸出電流IMAX以內(nèi)。
具體地說，實施設優(yōu)先級為直流電壓控制器105的輸出IAVR、陷波濾波器108的輸出值IL1IM2、且成為逆相電流指令值的電流指令值IL2RE2、 IL2IM2的順序的限幅器運算。
圖12中示出限幅器160的結(jié)構(gòu)。
直流電壓控制器105的輸出值IAVR由限幅器1601限制在-IMAX以上 I區(qū)X以下，作為新的正相有效電流指令值IAVR2，輸出至逆d-q變換器112。
由乘法器1602算出IMAX的平方值，由乘法器1603算出IAVR2的平方值，用減法器1604算出兩者的差，輸出至平方根算出器1605。
平方根算出器1605的輸出值成為正相無效電流的限幅器1606的上限值，由乘法器1607代碼反向后的值成為限幅器1606的下限值。限幅器1606 的輸出值成為新的正相無效電流指令值IL1IM3，輸出至逆d-q變換器112。
通過本運算，正相電流的振幅變?yōu)镮MAX以下。
正相有效電流指令值IAVR2和正相無效電流指令值IL1IM3輸入到振幅算出器1608，輸出正相電流指令值振幅I1ABS。功率變換器IMAX和振幅I1ABS輸入到減法器1609，其差輸出至最小值算出器1611。由于減法器1609的輸出值是從功率變換裝置1的額定電流減去了正相電流指令值的值，所以若逆相電流指令值的振幅值小于該差，則功率變換裝置1的輸出電流指令值不超過額定電流IMAX。
接著說明逆相電流的限制方法。
逆相電流實部分量IL2RE2和虛部分量IL2IM2輸入振幅算出器1610，算出逆相電流指令值振幅工2ABS。該振幅值輸入到最小值算出器1611。
另外，由直流電容器電壓的允許振幅確定的逆相電流最大值I2MAX也輸入最小值算出器1611。
最小值算出器1611以減去了對額定電流的正相電流指令值振幅后的值、和逆相電流允許值12MAX、逆相電流指令值振幅I2ABS為輸入，將最小的值輸出至除法器1612。
除法器1612將最小值算出器1611的結(jié)果除以逆相電流指令值振幅，將其商輸出至乘法器1613、 1614。
乘法器1613、 1614將逆相電流指令值IL2RE、 IL2IM2和除法器1613 的輸出值相乘，算出新的逆相電流IL2RE3、 IL2IM3。
通過上述，由于逆相電流指令值振幅與額定電流中電流輸出的余裕、逆相電流最大值、逆相電流中最少的電流一致，所以可限制逆相電流。
由于可限制逆相電流指令值，所以可限制直流電容器電壓的變動幅度。
在本實施例中，示出了設正相電流為優(yōu)先時的運算，但也可設逆相電流為優(yōu)先，限制電流指令值。
圖13中示出設逆相電流為優(yōu)先時的限幅器160。
逆相電流指令值IL2RE2、 IL2IM2被輸入到振幅算出器1610，將振幅 I2ABS輸出至最小值算出器1611及除法器1612。
將逆相電流允許值I2MAX也輸入到最小值算出器1611，將值小的輸出至除法器1612及減法器1609。
除法器1612將最小值算出器的輸出值除以12ABS，將其值輸出至乘法器1613、 1614。
分別將逆相實部分量IL2RE2和逆相虛部分量IL2IM2輸入到乘法器1613、 1614，成為新的逆相電流指令值IL2RE3、 IL2IM3，輸出至d-q變換器113。
由此，由于逆相電流指令值的振幅變?yōu)镮2MAX以下，所以可抑制直流
電容器電壓的振幅。
功率變換裝置1的額定電流IMAX和逆相電流指令值振幅值的差由減法器1609算出差，成為限制正相電流指令值工AVR的限幅器1601上限值，減法器1609的代碼半反向后的值成為下限值。
減法器1609的輸出值輸出到乘法器1607，算出平方值。另外，由限幅器1601限制的正相有效分量IAVR2也輸入到乘法器1603，由減法器1604 算出差，平方根運算出的值為限幅器1606的上限值，及代碼反向后的值為限幅器1606的下限值。
因此，可優(yōu)先地限制逆相電流指令值，將正相電流限制在相對額定電流的剩余電流范圍中。
通過上述，由于本發(fā)明的閃爍抑制裝置輸出與負載電流的正相無效電流和與逆相分量逆相位的電流，所以可減少系統(tǒng)電流的變動量，可抑制閃爍。
另外，根據(jù)本發(fā)明，由于電流指令值中不包括高次諧波，所以可減少從功率變換裝置1流出的高次諧波分量，可避免電流控制延遲引起的高次諧波增大。
并且，根據(jù)本實施例，由于可將逆相電流抑制在規(guī)定值以下，所以可抑制直流電容器電壓的變動幅度。
在上述示出的實施例中，由于通過利用傅立葉級數(shù)系數(shù)算出電流指令值，因此可從電流指令值中去除系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍的頻率分量，所以閃爍抑制裝置可邊抑制閃爍、邊減少從閃爍抑制裝置流出的高次諧波。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明可適用于連結(jié)于交流系統(tǒng)的功率變換裝置，尤其是抑制因負載變動而產(chǎn)生的電壓變動(閃爍)的功率變換裝置。
權(quán)利要求
1、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，按照該傅立葉級數(shù)展開的各輸出值算出所述輸出電流指令值。
2、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值與檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，根據(jù)對該相乘結(jié)果進行移動平均運算后的結(jié)果算出所述輸出電流指令值。
3、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器的輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值與檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，算出該相乘結(jié)果以所述正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的周期為積分期間的周期積分，根據(jù)該周期積分值算出輸出電流指令值。
4、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值與所述電流檢測器輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，對該傅立葉級數(shù)展開輸出值實施使相位超前的相位補償濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
5、根據(jù)權(quán)利要求2所述的功率變換裝置，其特征在于，具有電流指令值算出器，其對移動平均運算所述相乘結(jié)果后的值實施使相位超前的相位補償濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
6、根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的功率變換裝置，其特征在于，相位補償濾波器由一階超前延遲濾波器構(gòu)成。
7、根據(jù)權(quán)利要求4 6之一所述的功率變換裝置，其特征在于，相位補償濾波器由一次不完全微分構(gòu)成。
8、根據(jù)權(quán)利要求2、 3、 5、 6或7之一所述的功率變換裝置，其特征在于，正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的頻率與連結(jié)的系統(tǒng)頻率相等。
9、根據(jù)權(quán)利要求2、 3、 5、 6或7之一所述的功率變換裝置，其特征在于，正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的頻率是連結(jié)的系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍。
10、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有電流指令值算出器，其將檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值傅立葉級數(shù)展開，對該傅立葉級數(shù)展開輸出值實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
11、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將該正弦波發(fā)生器輸出值和檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，算出該相乘結(jié)果以所述正弦波發(fā)生器輸出的正弦波的周期為積分期間的周期積分，對該周期積分結(jié)果實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
12、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致；和正弦波發(fā)生器，其產(chǎn)生相同頻率且相位相差90度的兩個正弦波，具有電流指令值算出器，其將所述正弦波發(fā)生器輸出值和檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值相乘，對移動平均運算該相乘結(jié)果后的值實施連結(jié)的系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波運算，按照該濾波運算結(jié)果算出輸出電流指令值。
13、根據(jù)權(quán)利要求10 12之一所述的功率變換裝置，其特征在于，由陷波濾波器構(gòu)成系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波器。
14、根據(jù)權(quán)利要求10 12之一所述的功率變換裝置，其特征在于，通過從輸入信號中減去帶通濾波器輸出值，來實現(xiàn)系統(tǒng)頻率的2倍頻率的增益小于系統(tǒng)頻率的增益的濾波器。
15、一種振幅檢測方法，根據(jù)包括振幅變動的交流分量的信號來檢測該振幅值，其特征在于，根據(jù)對傅立葉級數(shù)展開的輸出值實施相位補償濾波后的值，算出所述振幅值。
16、一種功率變換裝置的控制方法，按照連結(jié)的交流系統(tǒng)的電壓或系統(tǒng)中流動的電流使運行條件變化，其特征在于，將檢測出的交流電壓或系統(tǒng)電流傅立葉級數(shù)展開，使用對由該傅立葉級數(shù)展開得到的值實施相位補償濾波后的值，使功率變換器的交流輸出電壓變化。
17、一種功率變換裝置，其特征在于，在根據(jù)包括振幅變動的交流分量的信號來檢測該振幅值的振幅檢測方法中，根據(jù)對傅立葉級數(shù)展開的輸出值實施相位補償濾波后的值來算出所述振幅值，使用算出值來使電流指令值變化。
18、一種功率變換裝置，其特征在于，在按照連結(jié)的交流系統(tǒng)的電壓或系統(tǒng)中流動的電流使運行條件變化的功率變換裝置的控制方法中，將檢測出的交流電壓或系統(tǒng)電流傅立葉級數(shù)展開，使用對由該傅立葉級數(shù)展開得到的值實施相位補償濾波后的值，使功率變換器的交流輸出電壓變化。
19、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測流入到負載的負載電流；電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其根據(jù)電流指令值控制交流輸出電流，僅補償所述負載電流中包括的基波分量。
20、根據(jù)權(quán)利要求19所述的功率變換裝置，其特征在于，抽取負載電流的基波分量的部件是傅立葉級數(shù)展幵器。
21、一種功率變換裝置，其特征在于，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有輸出電流指令值算出器，其以檢測流入到負載的電流的電流檢測器的輸出值為輸入，抽取基波中在O. 1Hz以上30Hz以下振幅變動的分量，對輸出電流指令值相加與該電流分量相同相位的電流。
22、根據(jù)權(quán)利要求21所述的功率變換裝置，其特征在于，利用傅立葉級數(shù)展開器算出在0. 1Hz以上30Hz以下振幅變動的基波
23、根據(jù)權(quán)利要求21或22所述的功率變換裝置，其特征在于，具有相位補正運算器，其對抽取出的負載電流基波分量實施相位補正運算。
24、根據(jù)權(quán)利要求23所述的功率變換裝置，其特征在于，相位補正運算器補償傅立葉級數(shù)展開器的運算產(chǎn)生的相位延遲。
25、根據(jù)權(quán)利要求23所述的功率變換裝置，其特征在于，相位補正運算器進行包括傅立葉級數(shù)展開器的運算產(chǎn)生的相位延遲和電流控制器的延遲的相位補償。
26、一種功率變換裝置，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，具有檢測流入到負載的電流的電流檢測器，功率變換裝置的輸出電流中的所述高次諧波分量的振幅對負載電流中的高次諧波分量的振幅之比小于功率變換裝置的輸出電流中的所述次數(shù)間高次諧波分量的振幅對負載電流中的次數(shù)間高次諧波分量的振幅的比。
27、根據(jù)權(quán)利要求1 14、或權(quán)利要求19 26之一所述的功率變換裝置，其特征在于，檢測系統(tǒng)電流來替代檢測流入到負載的電流。
28、根據(jù)權(quán)利要求27所述的功率變換裝置，其特征在于，根據(jù)所述系統(tǒng)電流的檢測值和功率變換裝置輸出的交流輸出電流檢測值來推定負載電流，以該負載電流推定值作為流入到負載的電流的檢測值來算出電流指令值。
29、一種功率變換裝置，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，電流指令值是正相電流指令值和逆相電流指令值的合成值，將所述逆相電流指令值限制在小于所述功率變換裝置的額定電流的規(guī)定值以下，且將正相電流指令值限制成進入額定電流與限制在所述規(guī)定值以下的逆相電流指令值之差的范圍。
30、一種功率變換裝置，具備電流檢測器，其檢測交流輸出電流；和電流控制部件，其控制交流輸出電流，以使輸出電流指令值和所述電流檢測器輸出值一致，電流指令值是正相電流指令值和逆相電流指令值的合成值，將所述正相電流指令值限制在所述功率變換裝置的額定電流以下，且將逆相電流指令值限制成進入額定電流與額定電流內(nèi)正相電流指令值之差的范圍內(nèi)。
31、根據(jù)權(quán)利要求30所述的功率變換裝置，其特征在于，逆相電流指令值處于額定電流與正相電流指令值之差的范圍，且限制為小于額定電流的規(guī)定值以下。
32、根據(jù)權(quán)利要求29 31之一所述的功率變換裝置，其特征在于，通過對逆相電流指令值乘以可變增益來限制逆相電流指令值。
33、根據(jù)權(quán)利要求29 31之一所述的功率變換裝置，其特征在于，利用圓形限幅器來限制逆相電流。
全文摘要
在通過檢測負載電流、輸出其逆相位電流來抑制閃爍的閃爍抑制裝置中，在負載電流中包括高次諧波時，因電流控制延遲，閃爍抑制裝置輸出的高次諧波分量的相位延遲，不能消除負載的高次諧波電流，相反有可能會增加高次諧波。因此，通過傅立葉級數(shù)展開算出負載電流的基波分量振幅值，以該值為基準，算出閃爍抑制裝置的電流指令值，根據(jù)該電流指令值控制閃爍抑制裝置的輸出電流。在本發(fā)明中，通過利用傅立葉級數(shù)系數(shù)算出電流指令值，可從電流指令值中去除系統(tǒng)頻率的整數(shù)倍的頻率分量，所以閃爍抑制裝置可邊抑制閃爍，邊減少從閃爍抑制裝置流出的高次諧波。
文檔編號H02J3/16GK101421684SQ20078001336
公開日2009年4月29日申請日期2007年4月11日優(yōu)先權(quán)日2006年4月13日
發(fā)明者伊藤智道, 加藤修治, 古關莊一郎, 清藤康弘, 相原孝志申請人:株式會社日立制作所

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