專利名稱：電力變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對直流母線電流進(jìn)行檢測來獲得交流側(cè)的電流信息的電 力變換裝置。
背景技術(shù)：
在逆變器或轉(zhuǎn)換器等電力變換裝置中，通過脈沖寬度調(diào)制(以下稱為
"PWM")實現(xiàn)直流一交流變換或交流一直流變換的功能。逆變器用在同步 馬達(dá)或感應(yīng)馬達(dá)等的交流電動機(以下稱為"電動機")的驅(qū)動系統(tǒng)中，另 外，轉(zhuǎn)換器作為逆變器等的電源裝置被廣泛應(yīng)用。
在利用逆變器對電動機進(jìn)行驅(qū)動時，為了高精度控制電動機的產(chǎn)生轉(zhuǎn) 矩，需要高精度地僅提取交流電流中包含的基波成分。 一般，在交流電流 中疊加有由PWM引起的高頻的脈動成分，因此，例如通過利用交流電流 傳感器的方法等僅提取基波成分(參照專利文獻(xiàn)l)
近年，提出了一種不利用交流電流傳感器而是對電力變換裝置的直流 母線電流進(jìn)行檢測并根據(jù)檢測值來提取交流電流的信息的技術(shù)(參照專利 文獻(xiàn)2、專利文獻(xiàn)3、專利文獻(xiàn)4、專利文獻(xiàn)5以及非專利文獻(xiàn)1)。根據(jù) 這些技術(shù)，無需使用利用了霍爾元件的交流器(currenttransformer) (CT) 等交流電流傳感器，從而裝置的構(gòu)成簡單，可節(jié)省空間，降低制造成本。
專利文獻(xiàn)l:特開平6—189578號公報
專利文獻(xiàn)2:特開2002—119062號公報
專利文獻(xiàn)3:特開2004—64903號公報
專利文獻(xiàn)4:特開2001—327173號公報
專利文獻(xiàn)5:特開平10—155278號公報
非專利文獻(xiàn)l:福本哲哉、渡邊幸惠、濱根洋人、林洋一"基于l分
流電阻方式中的交流電流運算和波動修正的波形失真改善方法"半導(dǎo)體電
力變換'產(chǎn)業(yè)電力電氣應(yīng)用合同研究會、SPC—05—99、 pp.l—6 (2005年)
專利文獻(xiàn)4的方法為將生成PWM信號的三角波載波信號的1周期 分割成前半期間和后半期間，在這些期間中的任一個期間內(nèi)檢測直流母線 電流。由于電力變換器的交流輸出電壓越低，越難檢測該直流母線電流， 因此，在前半期間對交流輸出電壓加上修正電壓，增大輸出電壓值本身來 檢測直流母線電流。另外，在后半期間，減去在前半期間加上的修正電壓， 使得不會對前半期間和后半期間的平均輸出電壓產(chǎn)生影響。
但是，在利用該技術(shù)檢測交流電流的情況下，有時會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動、 精度劣化。通過施加修正電壓，會產(chǎn)生本來不需要的電流變化，該電流變 化量成為"誤差"對電流檢測值產(chǎn)生影響，結(jié)果，會引起轉(zhuǎn)矩脈動產(chǎn)生、轉(zhuǎn) 矩精度劣化。尤其是，在電動機的電感小或載波頻率低的情況下，容易產(chǎn) 生由修正電壓引起的電流誤差，導(dǎo)致出現(xiàn)問題。
而且，僅在前半期間和后半期間的任一個期間檢測直流母線電流而產(chǎn) 生的電流檢測值的偏差也被列舉為問題。該問題由于在以時分方式進(jìn)行直 流母線電流的檢測時前半期間和后半期間中檢測的定時不同而引起。艮P， 由PWM的開關(guān)轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的電流波動的值在兩個定時不同，因此，若僅在 任一方期間內(nèi)檢測電流則會產(chǎn)生偏差。這在電流波動大的情況下尤其明 顯，會增大所述修正電壓引起的電流誤差，因此成為問題。
另外，關(guān)于交流電流再現(xiàn)值的失真補償，有專利文獻(xiàn)1的方法。但是， 該方法在每次檢測時需要補償運算，可能會導(dǎo)致運算負(fù)荷增大。在非專利 文獻(xiàn)1中，還同時公開了降低運算負(fù)荷的簡易補償法。該方法僅限于在檢 測的定時固定為與三角波載波信號的最大值和最小值一致的定時的情況 下應(yīng)用，在檢測定時不同的方式下難以應(yīng)用。
另外，在專利文獻(xiàn)5的方法中，將載波頻率的周期的整數(shù)分之一左右 定義為"從屬期間"，在該期間內(nèi)，迸行直流母線電流的測定(檢測)和補 償。在該方式中也與專利文獻(xiàn)4的技術(shù)同樣，在從屬期間內(nèi)，進(jìn)行輸出電 壓的修正、改正和直流母線電流的檢測。結(jié)果，將對電壓指令值疊加與從 屬期間的周期一致的頻率成分，交流電流中產(chǎn)生比載波信號的頻率成分低 的頻率成分。該低頻成分相對于載波頻率成為其整數(shù)分之一，因此，很可 能處于可聽域。例如，作為逆變器鎖具備的半導(dǎo)體器件廣泛使用IGBT，
其載波頻率的上限為20kHz左右。因此，若為其整數(shù)分之一，則為10kHz 以下，處于可聽域。可聽域的成分成為電磁噪聲成為剌耳的噪聲，另外， 若交流電流的頻率成分與機械系統(tǒng)的共振頻率一致，則產(chǎn)生過大振動，可 能會使裝置發(fā)生不良狀況。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的課題在于，提供一種能高精度檢測直流母線電流并能抑制高 次諧波成分的電力變換裝置。
為了解決所述課題，本發(fā)明的電力轉(zhuǎn)換裝置包括PWM控制部，其 對三相交流信號和三角波載波信號進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制波；電力 變換器電路部，其根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制波對開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動，將直流電 壓轉(zhuǎn)換為三相交流電壓；和電流檢測部，其在該電力轉(zhuǎn)換器電路部的直流 輸入側(cè)檢測直流母線電流來重現(xiàn)相電流；該電力轉(zhuǎn)換裝置還包括電壓指令 變更部，將3以上的奇數(shù)個單位期間作為電壓指令變更周期，所述單位期 間是所述三角波載波信號單調(diào)增加或單調(diào)減少的期間，并將所述電壓指令 變更周期中的修正量的平均值近似為零的修正信號加到所述三相交流信 號上。
通過將三角波載波信號單調(diào)增加或單調(diào)減少的期間作為單位期間，將 三個該單位期間連續(xù)的奇數(shù)個期間作為一個周期，在電壓指令值上加上修 正量，由此擴大了直流母線電流中流動的脈沖狀電流的寬度，實現(xiàn)高精度 的電流檢測。另外，對電壓指令值疊加的頻率成分并非為三角波載波信號 的周期的整數(shù)倍。因此，高次諧波成分被抑制，可降低電磁噪聲的產(chǎn)生。 (發(fā)明效果)
根據(jù)本發(fā)明，可高精度地檢測直流母線電流，抑制高次諧波成分。


圖1是本發(fā)明第一實施方式的構(gòu)成圖2是關(guān)于本發(fā)明第一實施方式的電壓指令值的變更方法的說明圖； 圖3是本發(fā)明第一實施方式的電壓指令值與直流母線電流的關(guān)系圖； 圖4是關(guān)于本發(fā)明第一實施方式的具有最小脈沖寬度的直流母線電流
脈沖的產(chǎn)生的說明圖5是本發(fā)明第二實施方式的構(gòu)成圖； 圖6是本發(fā)明第三實施方式的構(gòu)成圖7是關(guān)于本發(fā)明第四實施方式的電壓指令值的變更方法的說明圖。 圖中l(wèi)一直流電源；2 —平滑電容器；3—電力變換器主電路部(電 力變換器電路部)；4一交流電動機；5 —分流電阻；6—電流檢測部；7_ 電壓指令值生成部；8—電壓指令變更部；9一PWM控制部；9a—三角波 載波信號生成部；IO —轉(zhuǎn)子位置推斷運算部；ll一速度控制部；12 —轉(zhuǎn)子 位置傳感器；100、 110、 120—電力變換裝置。
具體實施例方式
(第一實施方式)
利用圖1的構(gòu)成圖，對本發(fā)明的第一實施方式進(jìn)行說明。圖1的電力 變換裝置100包括直流電源l、并聯(lián)連接的平滑電容器2、通過分流電
阻5將平滑電容器2的兩端電壓施加到輸入側(cè)的電力變換器主電路部(電 力變換器電路部)3、與電力變換器3的交流輸出連接的交流電動機4、安 裝于交流電動機4并輸出轉(zhuǎn)子角度信號e的轉(zhuǎn)子位置傳感器12、微型計算 機8。
微型計算機8具備如下功能電流檢測部6，輸入分流電阻5中流動 的直流母線電流IDC，重現(xiàn)相電流Iuc、 Ivc、 Iwc;電壓指令值生成部7， 輸入重現(xiàn)的相電流Iuc、 Ivc、 Iwc和任意從外部施加的電流指令值Id*、 Iq*，
根據(jù)轉(zhuǎn)子角度信號e輸出第一電壓指令值vw、 Vv*、 Vw*;電壓指令變
更部8 ，將第一 電壓指令值Vu* 、 Vv* 、￥ *與電壓指令變更值A(chǔ)Vuc、 AVvc、 AVwc相加，輸出第二電壓指令值Vum*、 Vvm*、 Vwm*; PWM控制部9， 通過對三相交流信號即第二電壓指令值Vum、 Vvm*、 Vwn^和三角波載 波信號生成部9a生成的三角波載波信號進(jìn)行比較，生成開關(guān)轉(zhuǎn)換信號。
電力變化器主電路部3基于開關(guān)轉(zhuǎn)換信號對半導(dǎo)體元件進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn) 換，從而輸出三相交流電壓，流動三相電流Iu、 Iv、 Iw。另外，通過將開 關(guān)轉(zhuǎn)換信號還提供給電流檢測部6，由此確定直流母線電流IDC的檢測定 時。
首先，對作為本實施方式的特征構(gòu)成的電壓指令變更部8進(jìn)行描述。 電壓指令變更周期將三角波載波的單調(diào)增加期間或單調(diào)減少期間作
為一個單位期間，將這些連續(xù)的奇數(shù)個(n個)合計后的期間確定為1周 期(參照圖2 (a))。在電壓指令變更周期中存在n個載波周期的半周期 期間，為了對這些半周期進(jìn)行特定，定義作為"第k個半周期期間"的序數(shù) k (k=l、 2、 3、 ...、 n)。圖2是n二3情況下的時序圖。圖2 (a)是三 角波載波信號的波形，圖2 (b)是表示半周期期間的次序的序數(shù)k的時間 變化，圖2 (c)是電壓指令變更值A(chǔ)Vuc，圖2 (d)是第一電壓指令值 Vu*、 Vv*、 Vw氺以及第二電壓指令值Vum*、 Vvm*、 Vwm*。
進(jìn)行PWM調(diào)制的最終的電壓指令是第二電壓指令值Vum*、 Vvm*、 Vwm*，用數(shù)學(xué)式對此進(jìn)行表示則成為下式。數(shù)學(xué)式l
_ K固*〖yt] = W * [Jt] + AF""c[Jt]
r兩，-Fv， + A呵it] (ik = 1,2,3"..，") (1) 「■ * [A] =* [*] + A呵A:]
另外，根據(jù)式(2)，電壓指令變更值在電壓指令變更周期的1周期 內(nèi)時間平均值為零或近似為零。數(shù)學(xué)式2
^ ............(2)
S(厶呵A:])-0 (k = 1,2,3，…,n)
這是為了避免電壓指令值生成部7所輸出的第一電壓指令值Vu*、 Vv*、 Vw+與向交流電動機4施加的電壓之間產(chǎn)生差異。
此外，在圖2 (d)中，是僅在U相上加上電壓指令變更值A(chǔ)Vuc的例 子，對V相和W相不進(jìn)行任何修正，成為Vvn^:Vv、 Vwm*=Vw*。
下面，對本實施方式中最具有特征的電壓指令變更值的相加方法進(jìn)行 描述。為了簡化說明，僅在U相上加上電壓指令變更值A(chǔ)Vuc。
首先，為了檢測直流母線電流IDC，需要對第一電壓指令值VW加上
修正量AEuc (關(guān)于AEuc的確定方法在后面描述)。
在本實施方式中，n為奇數(shù)這一點很重要，例如設(shè)11=3。在該情況下，數(shù)學(xué)式3
<formula>formula see original document page 9</formula>
然后，對電壓指令值進(jìn)行變更。直流母線電流IDC的檢測在序數(shù)k-2 的期間進(jìn)行，此時，加上所需要的修正電壓AEuc。將該序數(shù)1^=2的載波 半周期作為"全電壓修正期間"。另外，將加上AEuc/2的序數(shù)k=l以及序 數(shù)1^=3的期間作為"半電壓修正期間"。此外，在序數(shù)k=2時需要AEuc， 但序數(shù)k^和序數(shù)1^3的修正電壓的合計為-AEuc即可，不要求嚴(yán)格性。
在專利文獻(xiàn)4等方式中，例如，在三角波的單調(diào)增加期間加上AEuc 后檢測直流母線電流IDC，在接下來的單調(diào)減少期間加上-AEuc (將加上 的量減去)，由此抑制與原電壓指令的誤差的產(chǎn)生。在本實施方式中，為 了檢測直流母線電流IDC而添加修正電壓這一點乍一看與專利文獻(xiàn)4相 同，但在將該修正電壓分割為一半并將分割后的修正電壓在檢測期間的前 后分別相加這一點上不同。
根據(jù)同樣的想法，當(dāng)n=5時，按照數(shù)學(xué)式4或數(shù)學(xué)式5的方式賦予電 壓指令變更值。數(shù)學(xué)式4
<formula>formula see original document page 9</formula>
數(shù)學(xué)式5<formula>formula see original document page 10</formula>
在該情況下，在式(4)中，能以序數(shù)1^2或序數(shù)k-4進(jìn)行電流檢測， 在式(5)中，能以序數(shù)k=3進(jìn)行電流檢測。均以電壓指令變更周期開始 時(序數(shù)k=l)和結(jié)束時(序數(shù)k=n)作為"半電壓修正期間"，此外的期 間作為"全電壓修正期間"。
下面，利用圖3，對本實施方式的效果進(jìn)行說明。
根據(jù)通過電壓指令變更部8求得的第二電壓指令值Vum*、 Vvm*、 Vwm*，由PWM控制部9進(jìn)行基于三角波比較的PWM控制。在圖3 (d) 中表示進(jìn)行了 PWM控制的結(jié)果，表示在直流母線電流IDC中產(chǎn)生的電流 脈沖。
對與三角波載波信號進(jìn)行比較的三相電壓指令值，按照值大的順序， 定義電壓最大相、電壓中間相、電壓最小相，則在圖3中成為如下情況。 -電壓最大相—U相 -電壓中間相—V相 -電壓最小相—W相
此外，關(guān)于三相(U相、V相、W相)中的哪一項是電壓最大相、電 壓中間相、或電壓最小相，根據(jù)交流相位按每60度而變化。
公知直流母線電流IDC中以時分方式產(chǎn)生電壓最大相的電流和電壓 最小相的電流。在三角波載波信號的單調(diào)增加期間(圖3 (a))，首先出 現(xiàn)電壓最小相的電流IDC1，接著出現(xiàn)電壓最大相的電流IDC2(圖3 (d))。 在單調(diào)減少期間(圖3 (a))與此相反，首先出現(xiàn)電壓最大相的電流IDC1， 接下來出現(xiàn)電壓最小相的電流IDC2。
在圖3的例子中，設(shè)11=3，對U相加上AVuc，對W相加上AVwc， 來改變電壓指令值。結(jié)果可知，在序數(shù)I^2的期間，直流母線電流IDC的 脈沖寬度變寬。進(jìn)而可知，序數(shù)k-2時的三角波載波信號在單調(diào)增加和單 調(diào)減少之間交替切換(圖3 (a) 、 (b))。這是由于將電壓指令變更期
間設(shè)為載波的半周期的"奇數(shù)個(在圖3中為11=3)"。結(jié)果，直流母線 電流IDC的檢測時的三角波載波信號并不唯一 (將"僅檢測出單調(diào)增加時 或單調(diào)減少時"稱為唯一)，可進(jìn)行取得了平衡的電流檢測。結(jié)果，如專 利文獻(xiàn)4那樣的不良情況消失，可大幅度提高電流檢測精度。
另外，電壓指令變更周期在11=3時成為三角波載波周期的1.5倍，如 專利文獻(xiàn)5那樣對電壓指令值疊加的頻率成分并非為三角波載波信號的周 期的整數(shù)倍。S卩，若設(shè)載波頻率為20kHz，則通過電壓指令變更部8添加 的高次諧波成分成為13.3kHz (=20kHz/1.5)的成分。該值雖然處于可聽 域，但人耳難以聽到，靜音效果好。
進(jìn)而，若『5，則高次諧波成分成為8kHz (=20kHz/2.5)的成分。該 值處于可聽域，人耳可以聽到，因此會犧牲靜音效果。但是，若假定裝置 的機械共振頻率在13kHz附近，則可錯開高次諧波成分的頻率，能夠避免 由裝置振動引起的不良情況。
如上所述，在由電壓指令變更部8添加的高次諧波成分上疊加了將電 壓指令變更周期作為1周期的頻率成分。若設(shè)該電壓指令變更周期的1周 期為Ta，設(shè)三角波載波信號的l周期為Tc，用n表示則成為式(6)。數(shù)學(xué)式6
<formula>formula see original document page 11</formula>.....................( 6)
根據(jù)式(6)，若設(shè)疊加的頻率成分為fa，則成為Ta的倒數(shù)，由式(7)表示。
數(shù)學(xué)式7
<formula>formula see original document page 11</formula>
此外，式(3) 式(5)中的修正量AEuc如下所示通過與專利文獻(xiàn) 4同樣的方法求取即可。
作為直流母線電流IDC流動的電壓最大相電流和電壓最小相電流的 電流脈沖寬度分別由電壓中間相與指令值之差確定。若未將該電流脈沖寬 度確保在規(guī)定值以上的大小，則無法檢測電流。
這里所說的"規(guī)定值"是指，考慮了防止半導(dǎo)體元件的支路短路用的
空載時間(dead time)期間、產(chǎn)生由開關(guān)轉(zhuǎn)換(switching)引起的振鈴 (ringing)的期間、或A/D轉(zhuǎn)換器的采樣保持時間等的最小寬度，由硬件 上的限制來確定也可。將該可檢測電流的導(dǎo)通寬度的最小值定義為最小脈 沖寬度Tpw。
如上所述，通過進(jìn)行修正使得電壓指令值的兩相的差電壓必須在與最 小脈沖寬度Tpw相當(dāng)?shù)碾妷阂陨希瑥亩蓹z測電壓最大相以及電壓最小相 的電流。因此，作為電壓指令變更值相加的修正量AEuc、 AEvc、 AEwc 分別成為下式的關(guān)系。數(shù)學(xué)式8
<formula>formula see original document page 12</formula>
各電壓指令值的差分的大小若在與最小脈沖寬度Tpw相當(dāng)?shù)碾妷篤 (Tpw)以上，則無需添加修正量。
另外，根據(jù)本實施方式的方法，最大只能得到兩相電流值，在三相交 流電動機的情況下一般斷開(open)中性點電壓，因此，根據(jù)基爾霍夫 (Kirchhoff)第一定律，可利用式9的關(guān)系式求出剩余一相的電流值。數(shù)學(xué)式9
<formula>formula see original document page 12</formula>9)
另外，電壓指令值生成部7進(jìn)行現(xiàn)有的交流電動機控制中使用的一般 動作。即，在電壓指令值生成部7中，根據(jù)由電流檢測部6求出的重現(xiàn)電 流Iuc、 Ivc、 Iwc和任意施加的電流指令值Id*、 Iq*，輸出第一電壓指令 值VW、 Vv*、 Vw*。這里的重現(xiàn)電流Iuc、 Ivc、 Iwc是定子坐標(biāo)系下的交 流量，因此， 一般導(dǎo)入旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換(dq變換)，將電流作為直流量處理， 實現(xiàn)追隨電流指令值的電流控制?？赏ㄟ^對電流控制器的輸出進(jìn)行dq逆 變換，計算交流量即第一電壓指令坐標(biāo)(旋轉(zhuǎn)坐標(biāo))上的值，得到第一電 壓指令值Vi^、 Vv*、 Vw*。
此外，在交流電動機控制中，為了進(jìn)行坐標(biāo)變換需要相位信息，在采 用同步電動機時，需要轉(zhuǎn)子的位置傳感器。另外，圖1所示的分流電阻5 只要能檢測直流母線電流IDC即可，也可取代分流電阻5而由直流電流傳 感器(DCCT)等構(gòu)成。
利用圖4，對r^5時的直流母線電流IDC的波形進(jìn)行說明。圖4 (a) 是三角波載波信號的波形，圖4 (b)是序數(shù)k的時間變化，圖4 (c)是 電壓指令變更值A(chǔ)Vuc的波形，圖4 (d)是直流母線電流IDC的波形。在 直流母線電流IDC中，產(chǎn)生與電壓最大相以及電壓最小相的交流電流分別 一致的電壓最大相脈沖和電壓最小相脈沖。在圖4中，基于式(5)加上 電壓指令變更值A(chǔ)Vuc。 g卩，通過在序數(shù)k-3時加上修正量AEuc，使電壓 最大相脈沖的脈沖寬度與最小脈沖寬度Tpw—致。根據(jù)圖4 (d)，達(dá)到 最小脈沖寬度Tpw以上的電壓最大相脈沖(符號1 5)每5個(即，n 個)中出現(xiàn)一個，相對于直流母線電流IDC的脈沖頻率成為1/n的頻率成 分。另外，在電壓指令變更周期的1周期內(nèi)具有最小脈沖寬度Tpw以上的 脈沖寬度的電壓最大相脈沖的個數(shù)，與成為AVuc-AEuc的個數(shù)相等，因 此，在式(4)的情況下為2個，在式(5)的情況下為l個。
在圖4中，根據(jù)三角波載波信號的單調(diào)增加期間和單調(diào)減少期間判別 電壓最大相脈沖和電壓最小相脈沖。但是，若觀測電力轉(zhuǎn)換器主電路部3 的半導(dǎo)體元件的開關(guān)轉(zhuǎn)換狀態(tài)，則可同樣地進(jìn)行判別。
根據(jù)本實施方式，將三角波載波信號的單調(diào)增加或單調(diào)減少的期間作 為單位期間，將三個以上該單位期間連續(xù)的奇數(shù)個期間作為一個周期，在 電壓指令值上加上修正量。由此，直流母線電流IDC的脈沖寬度變長，可 進(jìn)行高精度的電流檢測。即，即使僅使用直流母線電流傳感器，也能提高 電流檢測精度，因此，可進(jìn)行正確的位置推斷，能實現(xiàn)前所未有的轉(zhuǎn)矩精 度。另外，對電壓指令值疊加的頻率成分并非為三角波載波信號的周期的 整數(shù)倍，因此可降低電磁噪聲的產(chǎn)生。進(jìn)而，在進(jìn)行相加的單位期間的前 后的單位期間減去電壓指令值的修正量的1/2，從而使整個期間的修正量 平均化。
(第二實施方式)
利用圖5的構(gòu)成圖，對本發(fā)明的第二實施方式進(jìn)行說明。在圖5中， 電力變換裝置110對第一實施方式的電力變換裝置100的構(gòu)成刪除了轉(zhuǎn)子 位置傳感器12，并代替轉(zhuǎn)子位置傳感器而追加了推斷交流電動機4的轉(zhuǎn)子 位置的轉(zhuǎn)子位置推斷運算部10。
轉(zhuǎn)子位置推斷運算部10將對電動機電流Iu、 Iv、 Iw進(jìn)行重現(xiàn)得到的 重現(xiàn)電流Iuc、 Ivc、 IWC作為輸入，進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置的推斷運算，輸出轉(zhuǎn)子
推斷位置的相位信號ec。轉(zhuǎn)子位置推斷運算利用第一電壓指令值vu*、
Vv*、 Vw*、交流電動機4的內(nèi)部電阻和電感等馬達(dá)常數(shù)值進(jìn)行運算。電 壓指令生成部7通過從轉(zhuǎn)子位置推斷運算部10取得轉(zhuǎn)子推斷位置的相位 信號6c，確定電力轉(zhuǎn)換器主電路部3的交流輸出的相位，進(jìn)行轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系 和定子坐標(biāo)系的相互變換。由于無位置傳感器的控制基于交流電動機4的 電流進(jìn)行位置推斷，因此檢測電流的精度極為重要。 (第三實施方式)
利用圖6的構(gòu)成圖，對本發(fā)明的第三實施方式進(jìn)行說明。在圖6中， 電力變換裝置120在第二實施方式的電力轉(zhuǎn)換裝置110的構(gòu)成上追加速度 控制部11而構(gòu)成了速度控制系統(tǒng)。速度控制部11將轉(zhuǎn)子位置推斷運算部 10的輸出即速度推斷值coc和任意施加的速度指令值(D"作為輸入，輸出d 軸電流指令值If以及q軸電流指令值Iq*。速度推斷值coc成為由轉(zhuǎn)子位
置推斷運算部io運算出的轉(zhuǎn)子推斷位置的相位信號ec的微分值。速度控
制部ll比較速度指令值CDP和速度推斷值0)C，由此進(jìn)行速度控制。
另外，在構(gòu)成速度控制系統(tǒng)的情況下，檢測從于交流電動機4上安裝 的轉(zhuǎn)子位置傳感器12 (參照圖1)得到的轉(zhuǎn)子位置的轉(zhuǎn)子角度信號(相位
信號)e，也可代替速度推斷值coc而使用對該轉(zhuǎn)子角度信號e進(jìn)行微分得
到的速度檢測值cor。在本實施方式中，由于電流檢測精度提高而轉(zhuǎn)矩精度 得到改善，因此，在速度控制系統(tǒng)的構(gòu)成中也提高了速度的追隨性。結(jié)果， 可實現(xiàn)前所未有的速度控制響應(yīng)。 (第四實施方式)
對本發(fā)明的第四實施方式進(jìn)行說明。本實施方式的構(gòu)成與圖1所示的 第一實施方式的構(gòu)成相同，不同之處在于電壓指令值生成部7。第一實施 方式中的第一電壓指令值基于通過比較三相電壓指令值和三角波載波信 號，從而在全部三相對電力轉(zhuǎn)換器主電路部3的半導(dǎo)體元件進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換 的調(diào)制方式。但在該調(diào)制方式中，存在產(chǎn)生三相的半導(dǎo)體元件的開關(guān)損耗 的課題，有時會妨礙高效運轉(zhuǎn)。因此， 一般公知有通過減少開關(guān)轉(zhuǎn)換次數(shù)
來降低損耗的二相調(diào)制方式。二相調(diào)制方式是指如下方式使一相的上支 路或下支路接通，對剩余兩相進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換，由此降低開關(guān)損耗，實現(xiàn)高 效運轉(zhuǎn)。在本實施方式中，在電壓指令值生成部7中，生成基于二相調(diào)制
方式的第一電壓指令值Vu、 Vv*、 Vw*。
本實施方式中的第一電壓指令值Vu*、 Vv*、 Vwf中的一相與三角波
載波信號的振幅值一致，因此該相不進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換。由此，直流母線電流
IDC的脈沖電流的波形相對于第一實施方式發(fā)生了變化。在圖7中，將不 進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換的相確定為電壓最小相，表示11=5時的直流母線電流IDC的 波形。圖7 (a)是三角波載波信號的波形，圖7 (b)是序數(shù)k的時間變 化，圖7 (c)是電壓指令變更值A(chǔ)Vuc，圖7 (d)是直流母線電流IDC。 在圖7中，電壓最大相是U相，考慮到對電壓最大相脈沖進(jìn)行檢測，AVuc 基于式(5)確定。
根據(jù)圖7所示的直流母線電流IDC的波形，可知電壓最小相脈沖跨越 單調(diào)增加期間和單調(diào)減少期間而產(chǎn)生的情況。對此，電壓最大相脈沖在各 期間中產(chǎn)生一個脈沖。關(guān)于電壓最大相脈沖，序數(shù)1^=3，通過加上修正量 AEuc，脈沖寬度成為Tpw。根據(jù)該圖，成為最小脈沖寬度Tpw以上的電 壓最大相脈沖每5個即每n個產(chǎn)生一個這一點與第一實施方式相同，但相 對于直流母線電流IDC的脈沖頻率成為2/n的頻率成分。另外，在電壓指 令變更周期的l周期內(nèi)產(chǎn)生的具有Tpw以上的脈沖寬度的電壓最大相脈沖 的個數(shù)在圖7 (d)中為符號1這一個。該個數(shù)與成為AVuc=AEuc的個數(shù) 相等，因此，在基于式(4)確定AVuc時為兩個。
另外，在由電壓指令變更部8施加的高次諧波成分上，疊加以電壓指 令變更周期為1周期的頻率成分。這與第一實施方式相同。因此，在本實 施方式中也疊加了如式(7)所示的高次諧波成分。
此外，在本實施方式僅電壓指令生成部7的調(diào)制方式與第一實施方式 不同，構(gòu)成相同。因此，本實施方式的方式也可應(yīng)用到第二實施方式以及 第三實施方式所表示的構(gòu)成中。 (變形例)
本發(fā)明并不限定于所述實施方式，例如可進(jìn)行如下的各種變形。 (1)所述各實施方式將直流電壓轉(zhuǎn)換為三相交流電壓，但也可應(yīng)用
到將三相交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓的電路中。在該情況下，對輸出側(cè)的直 流電流進(jìn)行檢測，由電流檢測部重現(xiàn)輸入側(cè)的相電流。此外，將交流電壓
轉(zhuǎn)換為直流電壓的電路例如記載于特開2006-67754號公報中。
權(quán)利要求
1、一種電力轉(zhuǎn)換裝置，包括PWM控制部，其對三相交流信號和三角波載波信號進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制波；電力變換器電路部，其根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制波對開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動，將直流電壓轉(zhuǎn)換為三相交流電壓；和電流檢測部，其在該電力轉(zhuǎn)換器電路部的直流輸入側(cè)檢測直流母線電流來重現(xiàn)相電流；該電力轉(zhuǎn)換裝置還包括電壓指令變更部，將3以上的奇數(shù)個單位期間作為電壓指令變更周期，所述單位期間是所述三角波載波信號單調(diào)增加或單調(diào)減少的期間，并將所述電壓指令變更周期中的修正量的平均值為零或近似為零的修正信號加到所述三相交流信號上。
2、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 關(guān)于所述三相交流信號的修正量，所述電壓指令變更周期內(nèi)的奇數(shù)個修正量中的至少一個用于將所述直流母線電流中產(chǎn)生的脈沖狀電流的導(dǎo) 通期間確保為規(guī)定值以上的寬度。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 確保所述脈沖狀電流的導(dǎo)通期間的規(guī)定值以上的寬度是構(gòu)成所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的半導(dǎo)體元件的開關(guān)轉(zhuǎn)換所引起的振鈴期間、與檢測所述 直流母線電流用的采樣保持期間合計后的脈沖寬度。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 對于所述電壓指令變更周期中的n個修正量，第{ (n+l) /2}個所述單位期間的修正量是所述規(guī)定值以上的修正量。
5、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 所述電壓指令變更周期內(nèi)的奇數(shù)即n個所述單位期間的修正量中的第一個修正量和第n個修正量的大小相對于其他期間的修正量的大小近似為 1/2。
6、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 基于由所述電流檢測部重現(xiàn)的相電流，對所述電力轉(zhuǎn)換器電路部輸出的三相電流進(jìn)行控制。
7、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電力轉(zhuǎn)換裝置，其特征在于， 還包括轉(zhuǎn)子位置推斷運算部，其將所述重現(xiàn)的相電流作為輸入，推斷由所述三相交流電壓驅(qū)動的交流電動機的轉(zhuǎn)子位置，根據(jù)推斷出的所述轉(zhuǎn)子位置來確定所述三相交流電壓的相位。
8、 一種電力轉(zhuǎn)換裝置，包括電力轉(zhuǎn)換器電路，其根據(jù)脈沖寬度調(diào)制波對開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動，將電 力從直流轉(zhuǎn)換為交流，或?qū)㈦娏慕涣鬓D(zhuǎn)換為直流；和電流檢測部，其在所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的直流側(cè)檢測電流來重現(xiàn)交 流側(cè)的相電流；作為在所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的交流側(cè)產(chǎn)生的高次諧波成分，包含所 述脈沖寬度調(diào)制波的平均脈沖頻率、和該脈沖頻率的1/n的頻率成分。
9、 一種電力轉(zhuǎn)換裝置，包括電力轉(zhuǎn)換器電路，其根據(jù)脈沖寬度調(diào)制波對開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動，將電 力從直流轉(zhuǎn)換為交流，或?qū)㈦娏慕涣鬓D(zhuǎn)換為直流；和電流檢測部，其在所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的直流側(cè)檢測直流母線電流 來重現(xiàn)相電流；在使所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的三相中的任意一相的開關(guān)轉(zhuǎn)換動作停 止的期間，其他兩相進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換動作，作為在所述電力轉(zhuǎn)換器電路部的交流側(cè)產(chǎn)生的高次諧波成分，包含所 述脈沖寬度調(diào)制波的平均脈沖頻率、和該脈沖頻率的2/n的頻率成分。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電力轉(zhuǎn)換裝置，包括PWM控制部(9)，其對三相交流信號(Vum^*、Vvm^*、Vwm^*)和三角波載波信號進(jìn)行比較，生成脈沖寬度調(diào)制波；電力變換器主電路部(3)，其根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制波對開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動，將直流電壓轉(zhuǎn)換為三相交流電壓；和電流檢測部(5、6)，其在該電力轉(zhuǎn)換器主電路部的直流輸入側(cè)檢測直流母線電流來重現(xiàn)相電流；該電力轉(zhuǎn)換裝置還包括電壓指令變更部(8)，將3以上的奇數(shù)個單位期間作為電壓指令變更周期，所述單位期間是三角波載波信號單調(diào)增加或單調(diào)減少的期間，并將電壓指令變更周期中的修正量的平均值為零或近似為零的修正信號加到三相交流信號上。由此，高精度地檢測直流母線電流，抑制高次諧波成分。
文檔編號H02M7/48GK101188387SQ200710186499
公開日2008年5月28日 申請日期2007年11月22日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月22日
發(fā)明者坂本潔, 巖路善尚, 戶張和明, 青柳滋久 申請人:株式會社日立制作所;株式會社日立產(chǎn)機系統(tǒng)