專(zhuān)利名稱：充電泵電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在電子機(jī)器等中使用的充電泵電路，尤其涉及改善了升壓能力的充電泵電路。
背景技術(shù)：
現(xiàn)在的電子機(jī)器為了實(shí)現(xiàn)其功能在內(nèi)部使用多個(gè)IC。一般這些IC在各自不同的電壓下工作，因此需要與電源電壓不同的多個(gè)恒壓源。這些恒壓源采用開(kāi)關(guān)式穩(wěn)壓器或充電泵電路。
開(kāi)關(guān)式穩(wěn)壓器在高功率效率(輸出功率/輸入功率)下，能夠產(chǎn)生規(guī)定電壓。但是，這個(gè)電路存在在電流切換時(shí)發(fā)生高諧波噪聲的缺點(diǎn)，必須屏蔽電源電路才能使用。尤其是作為外部零件需要線圈，限制了小型化。另一方面，充電泵電路雖然能夠在小噪聲下產(chǎn)生高電壓，但是存在功率效率差的缺點(diǎn)。
作為基本的充電泵電路，已知狄克松(Dixon)充電泵電路。圖4是4級(jí)狄克松充電泵電路的電路圖。在圖4中串聯(lián)連接了5個(gè)二極管101～105。106～109是耦合電容，110是輸出電容，CLK和CLKB是相互反相的輸入時(shí)鐘脈沖。另外，1是時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器，3是負(fù)載。
在穩(wěn)定狀態(tài)中，在負(fù)載3中流過(guò)恒電流Iout的情形下，流向充電泵電路的輸入電流是來(lái)自于輸入電壓Vdd的電流和由時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器1供給的電流。這些電流在忽略不計(jì)流向寄生電容的充放電電流時(shí)成為如下所述在時(shí)鐘脈沖CLK處于H(High高)電平、CLKB處于L(Low低)電平的期間，沿圖中的實(shí)線箭頭方向流過(guò)2Iout的平均電流。另外，在時(shí)鐘脈沖CLK處于L電平、CLKB處于H電平的期間，沿圖4的虛線箭頭方向流過(guò)2Iout的平均電流。在時(shí)鐘周期內(nèi)這些平均電流全部是Iout。在穩(wěn)定狀態(tài)中，充電泵電路的升壓電壓Vout可如下表示。
Vout＝Vin-Vd+n(VΦ’-V1-Vd)其中，VΦ’是在各連接節(jié)點(diǎn)處，由隨著時(shí)鐘脈沖變化的耦合電容產(chǎn)生的電壓振幅。V1是由輸出電流Iout產(chǎn)生的電壓降，Vin是輸入電壓，通常正升壓時(shí)是電源電壓Vdd，負(fù)升壓時(shí)是0V。Vd是正向偏置二極管電壓，n是泵級(jí)數(shù)。而且，V1和VΦ’還可用下式表示。
V1=Ioutf(C+Cs)=2IoutT/2C+C2]]>[數(shù)學(xué)式3]Vφ′=VφCC+Cs]]>其中，C是時(shí)鐘耦合電容，Cs是在各連接節(jié)點(diǎn)處的寄生電容，VΦ是時(shí)鐘脈沖的振幅，f是時(shí)鐘脈沖的頻率，T是時(shí)鐘周期。充電泵電路的功率效率在忽略不計(jì)從時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器1流到寄生電容的充放電電流，且假設(shè)Vin＝Vdd，那么可用下式表示。
η(%)=Vout×Iout(n+1)Vdd×Iout×100=Vout(n+1)Vdd×100]]>如上所述，在充電泵電路中，通過(guò)使用二極管作為電荷傳送元件向下級(jí)和下下級(jí)傳送電荷來(lái)進(jìn)行升壓。
但是，在考慮裝配到MOS集成電路上時(shí)，由于工藝的適合性，使用MOS晶體管比使用pn結(jié)二極管更容易實(shí)現(xiàn)。因此，提出使用MOS晶體管代替二極管作為電荷傳送用元件的方案。這種情形中數(shù)學(xué)式1的Vd變成MOS晶體管的閾值電壓Vth。
圖5是示出了使用MOS晶體管代替二極管作為電荷傳送用元件的充電泵電路的電路圖。
在圖5中，n個(gè)其漏極和柵極在同一節(jié)點(diǎn)處連接的N型MOS晶體管201～205串聯(lián)連接。在各N型MOS晶體管相互連接的節(jié)點(diǎn)處，分別連接耦合電容106～109，在各耦合電容另一端上被供給相互反相的時(shí)鐘脈沖CLK和CLKB。通過(guò)N型MOS晶體管201，給N型MOS晶體管202的漏極與耦合電容206的連接點(diǎn)施加輸入電壓Vin，通過(guò)從耦合電容106到耦合電容109順次傳送電荷，從N型MOS晶體管205輸出比輸入電壓Vin升壓了的高電壓即Vout。另外，110的電容是輸出電容。其中，N型MOS晶體管202和耦合電容106這一對(duì)為第一級(jí)升壓?jiǎn)卧搶?duì)的節(jié)點(diǎn)為節(jié)點(diǎn)1，升壓電路內(nèi)的升壓?jiǎn)卧獢?shù)是升壓電路的級(jí)數(shù)，N型MOS晶體管205和耦合電容209的升壓?jiǎn)卧獮榈趎級(jí)升壓?jiǎn)卧Ｏ旅鎸?duì)現(xiàn)有技術(shù)中使用電荷傳送用N型MOS晶體管的充電泵電路的電路動(dòng)作進(jìn)行說(shuō)明。
時(shí)鐘脈沖CLKB處于L電平時(shí)，節(jié)點(diǎn)1的電位通過(guò)電流I1而上升，考慮到N型MOS晶體管201的閾值Vth0，被充電到(VDD-Vth0-Vthb0)。其中，Vthb0是由N型MOS晶體管201的基板效應(yīng)產(chǎn)生的閾值變動(dòng)部分。然后，時(shí)鐘脈沖CLKB變化到H電平時(shí)，節(jié)點(diǎn)1的電位被提升而上升。在節(jié)點(diǎn)1處的寄生電容是Cnode 1時(shí)，這時(shí)的上升電位Vup可以用數(shù)學(xué)式5表示。
Vup=Vdd×C1C1+Cnodel]]>從而，1級(jí)升壓后節(jié)點(diǎn)1的電壓V1用下式表示。
V1＝(Vdd-Vth0-Vthb0)+Vup這時(shí)，由于CLK處于L電平，因此第2級(jí)的節(jié)點(diǎn)2的電壓被降低。其中，在下式的條件成立時(shí)，電荷從節(jié)點(diǎn)1移動(dòng)到節(jié)點(diǎn)2，流過(guò)電流I2。
V2-V1＞Vth1+Vthb1因此，通過(guò)該電流I2，節(jié)點(diǎn)2的電位上升到下式表示的電位。
V2＝V1-Vth1-Vthb1然后，時(shí)鐘脈沖CLK變化到H電平時(shí)，根據(jù)與上述同樣的工作原理，節(jié)點(diǎn)2的電位通過(guò)電容耦合而升高到高電壓，電荷從節(jié)點(diǎn)2移動(dòng)到節(jié)點(diǎn)3，結(jié)果是節(jié)點(diǎn)3的電位升高。這樣將電荷充分蓄積在耦合電容中后，反復(fù)進(jìn)行使電荷向下級(jí)節(jié)點(diǎn)移動(dòng)的動(dòng)作，電荷從初級(jí)N型MOS晶體管201順次向最末級(jí)N型MOS晶體管205移動(dòng)，在越向后級(jí)塊的節(jié)點(diǎn)越成為高電壓，從而進(jìn)行了升壓。因此，在最末級(jí)N型MOS晶體管205的源極，即輸出電壓Vout得到高電壓。
圖6是解決了上述問(wèn)題的動(dòng)態(tài)方式的充電泵電路(例如，參照非專(zhuān)利文獻(xiàn)1)。MOS晶體管MD1～MD4是各泵送節(jié)點(diǎn)初始設(shè)定用二極管，對(duì)泵的動(dòng)作沒(méi)有貢獻(xiàn)。這個(gè)電路為了避免MOS晶體管MD4的Vgs降低到Vdd+(Vdd-Vth)，而且MOS晶體管MD0的Vgs降低到(Vdd-Vth)，以用高電壓驅(qū)動(dòng)MOS晶體管MS1～MS4為目的，采用自舉(boot-strap)方式的高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路。該高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路由形成反相器的N溝道增強(qiáng)型晶體管MN1～MN4和P溝道增強(qiáng)型晶體管MP1～MP4構(gòu)成。另外，MOS晶體管MS1～MS4由N溝道型構(gòu)成(例如參照專(zhuān)利文獻(xiàn)1)。
Jieh-Tsorng Wu MOS Charge Pumps for Low-Voltage OperationIEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS.VOL.33.NO.4 APRIL 1998[專(zhuān)利文獻(xiàn)1]日本特開(kāi)2002-233134發(fā)明內(nèi)容但是，在圖6中示出的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路中，高電壓時(shí)鐘發(fā)生器電路62的N溝道增強(qiáng)型晶體管MN1～MN4隨著到了后級(jí)，通過(guò)MOS晶體管的基板效應(yīng)而使閾值電壓Vth上升。結(jié)果是后級(jí)的N溝道增強(qiáng)型晶體管MN4沒(méi)有導(dǎo)通，MS4的漏極-源極間成為層間短路狀態(tài)。于是由于電荷也向著位于MD0的漏極處的節(jié)點(diǎn)的寄生電容和耦合電容C4移動(dòng)，因此寄生電容Cnode變大、電位Vup降低、功率效率變差。也就是在充電泵電路中，如圖6的電路動(dòng)作所述，因?yàn)樵趯㈦姾沙浞中罘e到耦合電容中后，通過(guò)反復(fù)進(jìn)行使電荷向下級(jí)節(jié)點(diǎn)移動(dòng)的動(dòng)作而進(jìn)行升壓動(dòng)作，所以如果MS4常時(shí)處于導(dǎo)通狀態(tài)，就不能在耦合電容中充分蓄積電荷，而是任憑電荷向下級(jí)節(jié)點(diǎn)移動(dòng)，結(jié)果存在功率效率變差這樣的問(wèn)題。充電泵電路的升壓?jiǎn)卧?jí)數(shù)越多，另外Vdd越高，就越不能忽略不計(jì)由基板效應(yīng)引起的閾值電壓Vth的上升，存在升壓效率變差這樣的問(wèn)題。
為了解決上述問(wèn)題，本發(fā)明的充電泵電路采用N溝道耗盡型晶體管作為形成高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路的反相器的N溝道型晶體管來(lái)構(gòu)成。
另外，本發(fā)明的充電泵電路采用P溝道增強(qiáng)型晶體管作為電荷傳送用元件來(lái)構(gòu)成。
而且，本發(fā)明的充電泵電路采用限制充電泵電路的輸入電壓的電路來(lái)構(gòu)成。
根據(jù)本發(fā)明的充電泵電路，通過(guò)采用N溝道耗盡型晶體管作為形成充電泵電路的高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路的反相器的N溝道型晶體管，能夠減輕由于基板效應(yīng)引起Vth上升所造成的功率效率降低，即使充電泵電路的升壓?jiǎn)卧?jí)數(shù)變多，功率效率也不會(huì)降低。
另外，通過(guò)采用P溝道增強(qiáng)型晶體管作為電荷傳送用元件，能夠排除由于基板效應(yīng)引起Vth上升所造成的功率效率降低，充電泵電路的升壓?jiǎn)卧?jí)數(shù)越多，就越有減輕功率效率降低的效果。
另外，因?yàn)椴捎孟拗戚斎腚妷旱碾娐穪?lái)使充電泵電路的輸入電壓不變得過(guò)大，所以能夠防止因寄生雙極的動(dòng)作而造成的功率效率降低，具有能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)升壓動(dòng)作的效果。


圖1是本發(fā)明實(shí)施例1的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
圖2是本發(fā)明實(shí)施例2的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
圖3是本發(fā)明實(shí)施例3的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
圖4是現(xiàn)有技術(shù)中的4級(jí)狄克松充電泵電路圖。
圖5是采用MOS晶體管作為圖4電路中的電荷傳送用元件的充電泵電路的電路圖。
圖6是現(xiàn)有技術(shù)中的動(dòng)態(tài)方式的充電泵電路圖。
圖7是本發(fā)明實(shí)施例4的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
圖8是本發(fā)明實(shí)施例5的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
具體實(shí)施例方式在圖1中示出了本發(fā)明實(shí)施例1的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。
圖1的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路由以下部分構(gòu)成作為泵送節(jié)點(diǎn)初始設(shè)定用二極管的MOS晶體管MD1～MD(n+2)、分別與MOS晶體管MD1～MD(n+2)并聯(lián)連接的MOS晶體管MS1～MS(n+2)、用高電壓驅(qū)動(dòng)MOS晶體管MS1～MS(n+2)的自舉(boot-strap)方式的高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路2、耦合電容C1～C(n-2)和向耦合電容C1～C(n-2)提供時(shí)鐘的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器1。高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路2由N溝道耗盡型晶體管MND1～MND(h+2)和P溝道增強(qiáng)型晶體管MP1～MP(n+2)構(gòu)成，分別成對(duì)地構(gòu)成反相器，由反相器的輸出，控制電荷傳送用元件的N溝道增強(qiáng)型晶體管MS1～MS(n+2)的柵極。
MD(n)漏極和耦合電容C(n-1)這一對(duì)為一個(gè)單元，其節(jié)點(diǎn)為節(jié)點(diǎn)(n)、以下同樣設(shè)為節(jié)點(diǎn)(n+1)、節(jié)點(diǎn)(n+2)時(shí)，節(jié)點(diǎn)(n)的電位要考慮按照V1時(shí)序的電路動(dòng)作。此時(shí)，節(jié)點(diǎn)(n+1)的電位是V2+Vup＝V1+2Vup，節(jié)點(diǎn)(n+2)的電位是V3＝V2+Vup＝V1+2Vup。就是說(shuō)，考慮由MND(n)、MP(n)構(gòu)成的反相器時(shí)，給MND(n)的源極施加電位V1，給MP(n)的源極和MND(n)、MP(n)的柵極分別施加相同的電位V1+2Vup，理想的是給與MS(n)的柵極連接的反相器輸出施加V1電位而MS(n)斷開(kāi)。但是，由于存在MND(n)的基板效應(yīng)，所以為了使反相器確實(shí)輸出電位V1，需要以下示出的MND(n)的閾值電壓和柵極電壓之間的關(guān)系條件。
V2+Vup(MND(n)的柵極電壓)＞V1+Vtnd+Vthb0(MND(n)的閾值電壓)其中Vtnd是MND(n)的閾值電壓，Vthb0是由MND(n)的基板效應(yīng)引起的閾值變動(dòng)部分?？紤]到V2+Vup＝V1+2Vup，展開(kāi)數(shù)學(xué)式9時(shí)，[數(shù)學(xué)式10]2Vup＞Vtnd+Vthb0由于基板效應(yīng)，Vthb0上升而不再滿足數(shù)學(xué)式10時(shí)，因?yàn)椴荒芟蝰詈想娙莩浞中罘e電荷而任憑電荷向下級(jí)節(jié)點(diǎn)移動(dòng)，所以功率效率變差。
通常，如果N溝道增強(qiáng)型晶體管的閾值為Vtn，因?yàn)閂tnd＜Vtn，所以為了使數(shù)學(xué)式10成立，用閾值更低的N溝道耗盡型晶體管來(lái)構(gòu)成形成高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)反相器的N溝道型晶體管的方法占有優(yōu)勢(shì)。
在圖2中示出了本發(fā)明實(shí)施例2的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。與圖1的充電泵電路的不同點(diǎn)在于采用N溝道增強(qiáng)型晶體管MN1～MN3作為控制高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)升壓?jiǎn)卧淖畛鯏?shù)級(jí)的反相器。
通常，根據(jù)半導(dǎo)體線路設(shè)計(jì)中設(shè)計(jì)規(guī)則的晶體管最小尺寸設(shè)定，N溝道增強(qiáng)型晶體管比N溝道耗盡型晶體管小。因此，由基板效應(yīng)引起的閾值上升的影響少，用晶體管尺寸小的N溝道增強(qiáng)型晶體管作為最初升壓?jiǎn)卧臄?shù)級(jí)，采用N溝道耗盡型晶體管作為由基板效應(yīng)引起的閾值上升的影響大的升壓?jiǎn)卧蠹?jí)。通過(guò)使晶體管尺寸小，與實(shí)施例1的電路相比，電路面積縮小，并且寄生電容Cnode也變小，所以Vup上升而能減輕電壓效率的降低。
在圖3中示出了本發(fā)明實(shí)施例3的動(dòng)態(tài)方式的充電泵電路的電路圖。與圖2的充電泵電路的不同點(diǎn)在于刪除初始設(shè)定用二極管MD1～MN(n+2)。由此與實(shí)施例2的電路相比，電路面積縮小，并且寄生電容Cnode也變小，所以Vup上升而能減輕電壓效率的降低。
在圖7中示出了本發(fā)明實(shí)施例4的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。與圖3的充電泵電路的不同點(diǎn)在于用P溝道型增強(qiáng)晶體管來(lái)形成后級(jí)的電荷傳送用元件MS(n)～MS(n+2)，和為了導(dǎo)通、斷開(kāi)P溝道型增強(qiáng)晶體管的柵極而變更高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)的反相器配線。
例如，為了使電荷傳送用元件MS(n+1)導(dǎo)通，使N溝道耗盡型晶體管MND(n+1)導(dǎo)通，并使電荷傳送用元件MS(n+1)的柵極為耦合電容C(n-1)的電位，為了使電荷傳送用元件MS(n+1)斷開(kāi)，使P溝道增強(qiáng)型晶體管MP(n+1)導(dǎo)通，并使電荷傳送用元件MS(n+1)的柵極為耦合電容C(n+1)的電位。在高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)的反相器中采用N溝道耗盡型晶體管MND的效果與圖3相同。
由此，能夠在第n級(jí)以下的升壓級(jí)中排除由基板效應(yīng)引起的閾值上升的影響，充電泵電路的升壓?jiǎn)卧?jí)數(shù)越多就越能夠減輕功率效率的下降。
在圖8中示出了本發(fā)明實(shí)施例5的動(dòng)態(tài)方式充電泵電路的電路圖。與圖7的充電泵電路的不同點(diǎn)在于，在作為輸入的電源電壓Vdd和充電泵電路2之間，采用了輸入電壓限制電路4，以使充電泵電路的輸入電壓不過(guò)大。
通過(guò)在充電泵電路的輸入端采用輸入電壓限制電路4，由于每一級(jí)的升壓級(jí)的升壓電壓沒(méi)有變得過(guò)大，所以能夠防止因寄生雙極動(dòng)作而造成的功率效率降低，能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)升壓動(dòng)作。
寄生雙極例如是在電荷傳送用元件MS(n)的漏極P、電荷傳送用元件MS(n)的基板N及IC的基板P之間形成的PNP元件。通過(guò)升壓時(shí)的泵送動(dòng)作，對(duì)于電荷傳送用元件MS(n)的漏極P來(lái)說(shuō)，電荷傳送用元件MS(n)的基板N暫時(shí)降低到預(yù)定電壓以上的情形下，寄生雙極電流流向電位低的IC的基板P。寄生雙極電流當(dāng)然會(huì)降低升壓效率。因此，對(duì)于電荷傳送用元件MS(n)的漏極P來(lái)說(shuō)，為了使電荷傳送用元件MS(n)的基板N不降低到預(yù)定電壓以上，采用限制每一級(jí)的升壓電壓、即充電泵電路的輸入電壓的電路來(lái)防止寄生雙極動(dòng)作。
輸入電壓限制電路4的電路構(gòu)成沒(méi)有限定，例如可以是在預(yù)定電源電壓以上時(shí)輸出一定電壓的電壓調(diào)節(jié)器等。由此因?yàn)榧词闺娫措妷篤dd變大也不會(huì)引起雙極動(dòng)作，所以本發(fā)明的充電泵電路能夠在寬范圍的電源電壓內(nèi)實(shí)現(xiàn)升壓動(dòng)作。
權(quán)利要求
1.一種充電泵電路，其特征在于包括在電壓輸入端子和電壓輸出端子之間串聯(lián)連接的電荷傳送用晶體管；一個(gè)端子與所述電荷傳送用晶體管的連接點(diǎn)連接的耦合電容；對(duì)所述耦合電容的另一端子輸入相互反相時(shí)鐘的時(shí)鐘發(fā)生電路；以及根據(jù)所述耦合電容的一個(gè)端子的信號(hào)控制所述電荷傳送用晶體管的柵極的由N溝道耗盡型晶體管和P溝道增強(qiáng)型晶體管構(gòu)成的反相器。
2.如權(quán)利要求1所述的充電泵電路，其特征在于所述電荷傳送用晶體管采用N溝道增強(qiáng)型晶體管。
3.如權(quán)利要求2所述的充電泵電路，其特征在于所述電荷傳送用晶體管的第n級(jí)以后采用P溝道增強(qiáng)型晶體管，其中n是2以上的整數(shù)。
4.如權(quán)利要求1所述的充電泵電路，其特征在于所述反相器在第m級(jí)以前由N溝道增強(qiáng)型晶體管和P溝道增強(qiáng)型晶體管構(gòu)成，其中m是2以上的整數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的充電泵電路，其特征在于在所述電荷傳送用晶體管的初級(jí)輸入端設(shè)置了限制輸入電壓的輸入電壓限制電路。
全文摘要
提供一種級(jí)數(shù)多、即使晶體管的閾值電壓因基板效應(yīng)而上升，功率效率也不降低的充電泵電路。用耗盡型晶體管來(lái)構(gòu)成形成高電壓時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)的反相器的N溝道型晶體管。另外，用P溝道增強(qiáng)型晶體管來(lái)構(gòu)成電荷傳送用元件。
文檔編號(hào)H02M3/04GK101026332SQ20071010064
公開(kāi)日2007年8月29日 申請(qǐng)日期2007年2月22日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月22日
發(fā)明者櫻井敦司, 佐藤豐 申請(qǐng)人:精工電子有限公司