專利名稱：功率變換器系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及驅(qū)動同步電機(jī)和感應(yīng)電機(jī)的功率變換器的電流檢測方法。
背景技術(shù)：
功率變換器(逆變器裝置)是用脈寬調(diào)制把直流電壓變換為交流電壓的裝置，為了驅(qū)動同步電機(jī)和感應(yīng)電機(jī)等交流電機(jī)而得到廣泛使用。
這些逆變器裝置的交流輸出電流變成在交流的基波成分上重疊有高頻的脈動成分的波形(而且，該脈動成分是為了脈寬調(diào)制逆變器裝置的輸出電壓而產(chǎn)生的成分)。所驅(qū)動的電機(jī)的發(fā)生扭矩的大小由交流電流的基波成分的大小和相位決定，所以在精確控制電機(jī)的發(fā)生扭矩的情況下，需要只抽出交流電流的基波成分以不受上述脈動成分的影響。
在用電流傳感器觀測功率變換器的交流輸出電流時，作為抽出電流的基波成分的技術(shù)，在專利文獻(xiàn)1中展示了在載波信號的正以及負(fù)的各最大振幅時刻，只要檢測各相的相電流瞬時值即可的技術(shù)。
特開平6-189578號公報如上所述，在使用了一般的交流電流傳感器的電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，在記載于上述專利文獻(xiàn)1的方法中，能夠抽出交流電流的基波成分。
例如，圖8是用逆變器裝置驅(qū)動永磁同步電機(jī)時的交流電流波形。知道在電機(jī)電流中重疊著脈動成分。在此，對在圖8所示的期間放大了電流波形的結(jié)果是圖9的電流波形。在圖9中，除了交流電流波形外，示出了在直流母線電流、脈寬調(diào)制中使用的載波信號。在圖9中，在載波信號的正以及負(fù)的各最大振幅時刻，檢測相電流的瞬時值。用圓圈表示電流的采樣點，但知道電流的檢測值變成和用虛線表示的電流基波成分相等的值。
另一方面，在觀測逆變器裝置的直流母線電流以求出交流側(cè)的電流的方法中，在變換器輸出電壓矢量是零矢量以外的狀態(tài)下，必須進(jìn)行直流側(cè)電流的采樣。因此，受到脈動成分的影響，難以檢測交流電流的基波成分。
圖10表示從直流母線電流中得到電機(jī)電流時的電流檢測值。在此，作為電機(jī)電流考慮從直流母線電流中檢測U相電流。在圖10的條件下，U相電壓指令VU是在3相電壓指令中最大的信號。因而，在U相的輸出電壓是正、V相和W相的輸出電壓是負(fù)的期間中，從直流母線電流中得到U相電流的信息。在圖10中，表示在得到U相電流的信息的期間的后半的時刻，取入直流母線電流的例子。這種情況下，知道電流的采樣點和用虛線表示的電流基波成分不一致，產(chǎn)生大致一定的誤差。
為了解決以上課題，有這樣補(bǔ)償?shù)姆椒?，即，推定計算電流的脈動成分的大小，消除包含在交流電流的檢測值中的脈動成分。但是，因為脈動成分的推定計算是新的需要，所以在把計算處理性能低的通用的微計算機(jī)用于了控制中的驅(qū)動系統(tǒng)中，存在不能適用的問題。
本發(fā)明的目的在于提供一種在觀測逆變器裝置的直流母線電流求出交流輸出電流的方法中，不受包含在交流電流中的脈動成分的影響的電流檢測方法。
本發(fā)明的其他的目的在于提供一種從包含脈動成分的電機(jī)電流中，通過檢測基波成分用于控制，可以提高電機(jī)輸出扭矩的精度的電流檢測方法。
而且，如果適宜地選擇直流母線電流的檢測時刻，則從直流母線電流中檢測電流基波成分在原理上是可能的。原因在于如從圖10的U相電流檢測的例子也可知的那樣，通過使電流的檢測時刻與圖10所示的情況相比在時間上更向前挪，能夠檢測出接近用虛線表示的電流基波成分的電流值。但是，因為3相電壓指令信號的振幅和相位的組合是多樣的，所以預(yù)測檢測時刻的計算變得非常復(fù)雜。因此，認(rèn)為在把計算處理性能低的通用的微計算機(jī)用于控制的驅(qū)動系統(tǒng)中不能適用。
因而，用另一思路推進(jìn)研究。此次發(fā)現(xiàn)的特征是，如果根據(jù)后述的方法決定對直流母線電流進(jìn)行采樣的時刻，則在載波信號的增加期間的情況下和在載波信號的減少期間的情況下，包含在電流檢測值中的脈動成分的方向(符號)改變。如果利用該特征，則交替使用在載波信號的增加期間的電流檢測值和在載波信號的減少期間的電流檢測值，通過用移動平均處理和低通濾波處理進(jìn)行平均化，能夠抵消脈動成分的影響。
進(jìn)而還發(fā)現(xiàn)，對直流母線電流進(jìn)行采樣的時刻，在對3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件進(jìn)行驅(qū)動的選通信號變化為通或者斷的時刻，盡可能接近的一方抵消上述的脈動成分的影響的效果高。
本發(fā)明的特征在于在配備有利用載波信號脈寬調(diào)制對3相電壓指令信號進(jìn)行脈寬調(diào)制的PWM控制部；由經(jīng)過脈寬調(diào)制的選通信號驅(qū)動的功率變換器；和檢測上述功率變換器的直流母線電流的電流檢測單元的功率變換器系統(tǒng)中，在使用驅(qū)動上述3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件的選通信號變化為通或者斷的時刻作為直流母線電流檢測的基準(zhǔn)時刻的情況下，使用在上述基準(zhǔn)時刻前后、即上述基準(zhǔn)時刻附近所采樣的直流母線電流值來控制功率變換器。
由此，即使是觀測逆變器裝置的直流母線電流以求出交流輸出電流的方式，也能夠高精度地求出交流電流的基波成分。
依據(jù)本發(fā)明，即使是觀測逆變器裝置的直流母線電流以求出交流輸出電流的方式，也能夠高精度地求出交流電流的基波成分。


圖1是表示本發(fā)明的實施例的永久磁鐵同步電機(jī)的驅(qū)動系統(tǒng)的概要的全體控制方框圖。
圖2是說明本實施例中的直流母線電流的檢測時刻的圖。
圖3是表示本實施例中的最大電壓相的相電流、直流母線電流采樣的時刻，以及采樣值的關(guān)系的圖。
圖4是與載波信號的高頻化對應(yīng)的直流母線電流的檢測方法的例子。
圖5是與載波信號的高頻化對應(yīng)的直流母線電流的檢測方法的另一例子。
圖6是表示用圖4的方法檢測直流母線電流時的，實際電機(jī)電流和電流檢測值的關(guān)系。
圖7是電機(jī)的速度控制系統(tǒng)的控制構(gòu)成。
圖8是電機(jī)電流波形。
圖9是采用以往技術(shù)，在載波信號的正以及負(fù)的各最大振幅時刻，檢測相電流的瞬時值時的采樣時刻以及采樣值的關(guān)系的圖。
圖10是表示在得到最大電壓相的相電流的期間的后半進(jìn)行了直流母線電流的采樣時的，采樣時刻以及采樣值的關(guān)系的圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖詳細(xì)說明本發(fā)明的實施例。
圖1表示本實施例的構(gòu)成圖。在圖1中，在直流電源1的正極端子和負(fù)極電子之間連接直流電壓平滑用的電容器2。電容器2的正端子連接逆變器3的直流正端子P。電容器2的負(fù)端子經(jīng)由直流分流電阻4連接逆變器3的直流負(fù)極端子N。逆變器3的交流輸出端子U、V、W連接作為控制對象的交流電機(jī)5的交流端子。交流電機(jī)5由逆變器3提供的功率驅(qū)動。用流過直流母線的電流IDC，在直流分流電阻4的兩端產(chǎn)生電壓。放大器6放大直流分流電阻4的兩端電壓。而且，在圖1中直流分流電阻4雖然安裝在負(fù)側(cè)的直流母線上，但即使安裝在正側(cè)的直流母線上，也能夠同樣適用以下的發(fā)明。放大器6的輸出信號由采樣電路7采樣。而且，采樣的時刻設(shè)置成后述的觸發(fā)信號TRG變成H電平的時刻。采樣結(jié)果作為IDC1或者IDC2輸出。電流計算器8以上述IDC1、IDC2和后述的載波信號的增減信息為基礎(chǔ)，輸出電流檢查值IU、IV、IW。電壓指令計算器9根據(jù)從外部提供的扭矩指令值Tref、上述的電流檢測值IU、IV、IW輸出3相電壓指令信號VU、VV、VW。載波信號生成器10生成在脈寬調(diào)制控制中使用的載波信號。脈寬調(diào)制控制部11根據(jù)3相電壓指令信號VU、VV、VW和載波信號，輸出經(jīng)過脈寬調(diào)制的信號。輸出的選通信號的使用是為了控制上述逆變器3的開關(guān)元件UP、UN、VP、VN、WP以及WN的通/斷。進(jìn)而，脈寬調(diào)制控制部11為了決定對直流母線電流采樣的時刻，把驅(qū)動3相電壓指令信號中大小處于中間的相(以下，只表示為中間電壓相)的開關(guān)元件的選通信號作為信號GMID輸出。時刻信號生成器12輸出觸發(fā)信號TRG。觸發(fā)信號TRG以信號GMID變化為通、斷的時刻作為基準(zhǔn)，決定對直流母線電流進(jìn)行采樣的時刻，使觸發(fā)信號的電平發(fā)生變化。
以下說明本實施例的動作原理。
圖2是在本實施例的采樣電路7中說明檢測直流母線電流的時刻的圖。在圖2中，3相電壓指令信號把V相作為中間電壓相。這種情況下，把用以驅(qū)動V相的開關(guān)元件的選通信號VP變化的時刻，即，從通變化為斷的時刻，或者從斷變化為通的時刻作為直流母線電流檢測的基準(zhǔn)時刻。把在自基準(zhǔn)時刻起規(guī)定時間T1前的時刻所采樣的直流母線電流作為第1直流電流值IDC1，把在自同一基準(zhǔn)時刻起規(guī)定時間T2后的時刻所采樣的直流母線電流作為第2直流電流值IDC2。
在本發(fā)明中，使上述的規(guī)定時間T1、規(guī)定時間T2盡可能短，在驅(qū)動中間電壓相的開關(guān)元件的選通信號的通和斷變化的時刻的附近，進(jìn)行直流電流IDC1和直流電流值IDC2的采樣。
但是，規(guī)定時間T1和規(guī)定時間T2不能無限制地縮短。首先，在中間電壓相的開關(guān)元件進(jìn)行切換且逆變器電路的電流路徑發(fā)生變化之后，立即在直流母線的電流上疊加高頻振動量。因而，上述規(guī)定時間T2需要考慮直流母線電流的高頻振動衰減，在振動的振幅變得非常小之前的等待時間來設(shè)定。此外，雖然在圖2中未圖示，但為了避免逆變器裝置的串聯(lián)連接的開關(guān)元件對同時導(dǎo)通，在選通信號中設(shè)置有停頓時間期間。例如，在圖2中圖示了中間電壓相的選通信號VP通、斷變化的時刻，但與其成對的選通信號VN(圖2中未圖示)的通、斷變化的時刻和VP不一樣，只錯開停頓時間期間。其結(jié)果，逆變器裝置內(nèi)的電流路徑變化是在選通信號VP的變化的時刻，還是在VN變化的時刻根據(jù)電機(jī)電流的極性而改變。因而，當(dāng)不能得到電流極性信息的情況下，不能預(yù)測電流路徑的變化。因而，T1和T2之和至少需要比停頓時間期間與上述直流電流的高頻振動衰減直至振動振幅變成規(guī)定值以下之前的期間之和還長。
圖3是表示在本實施例中的最大電壓相的相電流、直流母線電流的采樣時刻及采樣值的關(guān)系的圖。而且，圖3的電機(jī)電流是對圖8的電機(jī)電流模擬波形進(jìn)行放大后的電流。
如上所述，在本發(fā)明中，在驅(qū)動中間電壓相的開關(guān)元件的選通信號的通/斷變化的時刻附近，進(jìn)行直流電流值IDC1和直流電流值IDC2的采樣。其結(jié)果，知道圖3中的直流電流值IDC1和IDC2不是U相電流的電流基波成分，檢測受到了脈動成分的影響的電流。但是，在受到影響的一方有規(guī)律性。具體地說，在圖3的情況下，在載波信號的增加期間的IDC2中，檢測比基波成分小的電流，而在載波信號的減少期間的IDC1中檢測比基波成分大的電流。
在本實施例中的電流計算器8中，利用該特性在檢測最大電壓相的相電流時，交替檢測載波信號的增加期間的IDC2和載波信號的減少期間的IDC1，通過計算IDC2和IDC1的平均值，抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響。而且，除了平均值計算外，交替檢測載波信號的增加期間的IDC2和載波信號的減少期間的IDC1，對檢測值實施移動平均計算，可以使其通過低通濾波器。由于包含在檢測值中的脈動成分的影響變成高頻成分，所以能夠通過使其通過低通濾波器而衰減。此外，也可以交替檢測載波信號的增加期間的IDC2和載波信號的減少期間的IDC1，把該檢測值作為電機(jī)電流控制系統(tǒng)的反饋值直接使用。一般，在電流控制系統(tǒng)中，由于從電流反饋值到實際電流的傳輸特性具有接近低通濾波器的特性，所以能夠使包含在檢測值中的脈動成分的振幅衰減。
雖然省略了說明，但同樣在本實施例中，在檢測到最小電壓相的相電流時，交替檢測載波信號的增加期間的IDC1和載波信號的減少期間的IDC2，通過IDC1和IDC2的平均值計算和使用低通濾波器等，能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響。
在由采樣電路7執(zhí)行的對直流母線電流的采樣中，使用模擬·數(shù)字變換器(以下，表示為A/D變換器)。一般，在A/D變換器中，輸入信號的采樣和數(shù)字變換需要規(guī)定的時間。因此，當(dāng)脈寬調(diào)制的載波信號變成高頻時，不可能每次都對出現(xiàn)在直流母線中的電流脈沖進(jìn)行采樣。因而，有必要每幾次檢測1次直流母線的電流脈沖以減少檢測次數(shù)。即使在這種情況下，通過交替使用載波信號的增加期間的電流檢測值和載波信號的減少期間的電流檢測值后進(jìn)行平均化也能夠抵消脈動成分的影響。
圖4是與載波信號的高頻化對應(yīng)的直流母線電流的檢測方法的例子。在圖4中為了檢測最大電壓相U和最小電壓相W的相電流，在載波信號的增加期間(圖4(1))中，在IDC1中檢測W相電流信息、從IDC2中檢測U相電流信息。如果(1)的期間結(jié)束，則在只空開載波信號的1個周期Tc后，在載波信號的減少期間(圖4(2))中，從IDC1中檢測U相電流信息、從IDC2中檢測W相電流信息。交替重復(fù)該(1)和(2)，通過平均值計算和使用低通濾波器，能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響。
此外，圖5是與載波信號的高頻化對應(yīng)的直流母線電流的檢測方法的另一例子。在本方式下，在圖5(1)的載波周期中，從載波信號的增加期間中的IDC1得到W相電流信息，從載波信號的減少期間中的IDC1中得到U相電流信息。如果(1)的期間結(jié)束，則在只空開載波信號的1個周期Tc的時間后，在圖5(2)的載波周期中，從載波信號的增加期間中的IDC2中得到U相電流信息，從載波信號的減少期間中的IDC2中得到W相電流信息。交替重復(fù)該(1)和(2)，通過平均化計算和使用低通濾波器，能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響。
圖6是在對載波信號進(jìn)行高頻化的情況下，當(dāng)用圖4的方法檢測到直流母線電流時的實際電機(jī)電流與電流檢測值的關(guān)系。從直流母線電流中得到U相電流的信息的期間是在U相電壓指令是最大電壓相的期間和U相電壓指令是最小電壓相的期間。因此，在不能得到U相電流信息的期間中，描繪為電流檢測值是零的波形。
在圖6中，用粗實線表示的電流檢測值在用虛線圓表示的部分中，檢測值的高差顯著變大。這是因為在使用直流母線電流在載波信號的增加期間中的檢測值的情況下和使用直流母線電流在載波信號的減少期間的的檢測值的情況下，包含在檢測值中的脈動成分的振幅變化，檢測值的差變大的緣故。但是，如果進(jìn)行平均化計算和使用低通濾波器，則能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響，可以得到接近實際電機(jī)電流的基波成分的值。
依據(jù)以上說明的本發(fā)明所希望的實施方式，即使在觀測逆變器裝置的直流母線電流以求出交流輸出電流的方式下，也能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響，能夠高精度地求出交流電流的基波成分。
此外，由于通過檢測得到的交流電流的信息接近于交流基波成分的值，所以當(dāng)根據(jù)檢測電流推定電機(jī)的發(fā)生扭矩時，推定值能夠變得更正確。特別是在構(gòu)成從外部提供扭矩指令、控制電機(jī)的發(fā)生扭矩“扭矩控制系統(tǒng)”的情況下，發(fā)生的扭矩的精度變高。
進(jìn)而，在本發(fā)明中，在扭矩控制以外控制功率變換器的情況下也有效。
例如，圖7是電機(jī)的速度控制系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)。在計算器13中計算從外部提供的速度指令ωref和電機(jī)速度的速度反饋值ωFB的誤差。PI控制補(bǔ)償器14把上述誤差作為輸入信號，輸出扭矩指令Tref。扭矩指令Tref之后的部分的構(gòu)成和圖1所示的控制結(jié)構(gòu)相同。
在速度控制系統(tǒng)的情況下，在內(nèi)側(cè)的控制回路中包含扭矩控制。即使扭矩控制的精度差，由于外側(cè)的速度補(bǔ)償回路的作用，也不會產(chǎn)生速度誤差。但是，在扭矩控制的精度差的情況下，存在速度控制系統(tǒng)的指令值跟蹤應(yīng)答和干擾抑制應(yīng)答不能成為事前設(shè)計的速度的問題。如果采用本發(fā)明所希望的實施方式，則能夠提高扭矩控制的精度，所以能夠使速度控制系統(tǒng)的指令跟蹤應(yīng)答、干擾抑制應(yīng)答符合設(shè)計要求。
而且，在本說明書的附圖中，描繪了以3相電壓指令信號VU、VV、VW為直流量的圖面。但是，在起動交流電機(jī)時，由于3相電壓指令信號變成交流量，所以由于交流電壓的相位的推移，最大電壓相、中間電壓相、最小電壓相發(fā)生變化。
在本發(fā)明中，交替使用載波信號的增加期間的電流檢測值、載波信號的減少期間的電流檢測值，通過進(jìn)行平均化來抵消脈動成分的影響，但是，在交流電壓的最大電壓相、中間電壓相、最小電壓相替換前后，上述抵消的效果變小。但是，交流電壓的最大、中間、最小的替換為每1交流周期6次，所以認(rèn)為效果減少是暫時的。因而，在提供了交流電壓指令的情況下，本發(fā)明的效果也一樣。
依據(jù)上述本發(fā)明所希望的實施方式，即使在觀測逆變器裝置的直流母線電流以求出交流輸出電流的方式下，也能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響，所以能夠高精度地求出交流電流的基波成分。
此外，依據(jù)本發(fā)明希望的實施方式，因為通過檢測得到的交流電流的信息接近于交流基波成分的值，所以在根據(jù)檢測電流推定電機(jī)的發(fā)生扭矩的情況下，推定值變得更正確。特別是在構(gòu)成從外部提供扭矩指令并控制電機(jī)的發(fā)生扭矩的“扭矩控制系統(tǒng)”的情況下，具有發(fā)生的扭矩的精度變高的效果。
本發(fā)明的功率變換器系統(tǒng)例如還能夠適用到驅(qū)動洗衣機(jī)用的電機(jī)上。
所謂洗衣機(jī)是公知的具有大致圓筒形的洗衣槽兼脫水槽、用電機(jī)驅(qū)動洗衣槽兼脫水槽或安裝在槽內(nèi)的攪拌翼的裝置。近年，要求降低洗衣機(jī)在驅(qū)動時產(chǎn)生的噪音。因此，必須使利用了功率變換器的脈寬調(diào)制的載波信號高頻化，并抑制從電機(jī)產(chǎn)生的電磁噪音。
依據(jù)本發(fā)明的功率變換器系統(tǒng)，即使使載波信號高頻化，如果采用上述圖4或者圖5所示的方法觀測逆變器裝置的直流母線電流，則能夠抵消包含在交流電流中的脈動成分的影響。因此，能夠一邊抑制從電機(jī)產(chǎn)生的電磁噪音，一邊高精度地控制交流電流的基波成分。其結(jié)果，能夠提高洗衣槽兼脫水槽或安裝在槽內(nèi)的攪拌翼的驅(qū)動控制品質(zhì)。
權(quán)利要求
1.一種功率變換器系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括利用載波信號脈寬調(diào)制對3相電壓指令信號進(jìn)行脈寬調(diào)制的PWM控制部；由經(jīng)過脈寬調(diào)制的選通信號驅(qū)動的功率變換器；和檢測上述功率變換器的直流母線電流的電流檢測單元，其特征在于在使用驅(qū)動上述3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件的選通信號變化為通或者斷的時刻作為直流母線電流檢測的基準(zhǔn)時刻的情況下，使用在上述基準(zhǔn)時刻前后、即上述基準(zhǔn)時刻附近所采樣的直流母線電流值來控制功率變換器。
2.一種洗衣機(jī)，其特征在于利用如權(quán)利要求1所述的功率變換器系統(tǒng)驅(qū)動電機(jī)，并通過其動力驅(qū)動攪拌翼。
3.一種功率變換器系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括利用載波信號對3相電壓指令信號進(jìn)行脈寬調(diào)制的PWM控制部；由經(jīng)過脈寬調(diào)制的選通信號驅(qū)動的功率變換器；和檢測上述功率變換器的直流母線電流的電流檢測單元，其特征在于在使用驅(qū)動上述3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件的選通信號變化為通或者斷的時刻作為直流母線電流檢測的基準(zhǔn)時刻的情況下，將在自上述基準(zhǔn)時刻起的規(guī)定時間T1前的時刻所采樣的直流母線電流作為第1直流電流值IDC1，將在自上述基準(zhǔn)時刻起的規(guī)定時間T2后的時刻所采樣的直流母線電流作為第2直流電流值IDC2，交替使用上述載波信號的增加期間的IDC2、上述載波信號的減少期間的IDC1來計算上述3相電壓指令信號中大小是最大的相的電流檢測值，交替使用上述載波信號的增加期間的IDC1、上述載波信號的減少期間的IDC2來計算上述3相電壓指令信號中大小是最小的相的電流檢測值。
4.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于規(guī)定時間T1和規(guī)定時間T2之和至少被設(shè)定成長于為了避免上述功率變換器的串聯(lián)連接開關(guān)元件對同時導(dǎo)通而設(shè)置的停頓時間期間與在上述3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件進(jìn)行切換時所產(chǎn)生的直流電流的高頻振動衰減、且振動振幅變成小于等于規(guī)定值為止的期間之和。
5.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于上述直流電流IDC1和上述直流電流IDC2的采樣時刻在上述基準(zhǔn)時刻的附近。
6.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于不是交替使用，而是使用上述直流電流IDC1和上述直流電流IDC2的平均值、即移動平均值。
7.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于使上述直流電流IDC1、上述直流電流IDC2分別通過低通濾波器，交替利用其結(jié)果來進(jìn)行計算。
8.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于對上述載波信號的增加期間的IDC1進(jìn)行檢測與對上述載波信號的減少期間的IDC2進(jìn)行檢測的檢測間隔、以及對上述載波信號的增加期間的IDC2進(jìn)行檢測與對上述載波信號的減少期間的IDC1進(jìn)行檢測的檢測間隔至少隔開上述載波信號的1個周期時間以上。
9.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于上述功率變換器具有驅(qū)動電機(jī)、并根據(jù)從外部提供的電機(jī)的扭矩指令值來輸出上述3相電壓指令信號的電壓指令計算部。
10.如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)，其特征在于上述功率變換器具有驅(qū)動電機(jī)、并根據(jù)從外部提供的速度指令值和速度反饋值，以使指令值和反饋值之差變小的方式生成扭矩指令的單元，還具有根據(jù)該扭矩指令值輸出上述3相電壓指令信號的電壓指令計算部。
11.一種洗衣機(jī)，其特征在于利用如權(quán)利要求3所述的功率變換器系統(tǒng)對電機(jī)進(jìn)行驅(qū)動，并通過其動力驅(qū)動攪拌翼。
12.一種功率變換器系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括利用載波信號對3相電壓指令信號進(jìn)行脈寬調(diào)制的PWM控制部；由經(jīng)過脈寬調(diào)制的選通信號驅(qū)動的功率變換器；和檢測上述功率變換器的直流母線電流的電流檢測單元，其特征在于在上述載波信號的增加期間對上述功率變換器的直流母線電流進(jìn)行檢測與在上述載波信號的減少期間對上述功率變換器的直流母線電流進(jìn)行檢測的間隔至少為上述載波信號的1個周期時間以上。
13.一種洗衣機(jī)，其特征在于利用如權(quán)利要求12所述的功率變換器系統(tǒng)對電機(jī)進(jìn)行驅(qū)動，并通過其動力驅(qū)動攪拌翼。
全文摘要
提供一種在觀測逆變器裝置的直流側(cè)電流，以求出交流側(cè)電流的方法中不受包含在交流電流中的脈動成分的影響的電流檢測方法。在逆變器裝置3中，3相電壓指令信號中大小處于中間的相的開關(guān)元件的選通信號以變化為通或斷的時刻作為直流母線電流檢測的基準(zhǔn)時刻，以在自基準(zhǔn)時刻起規(guī)定時間T1前的時刻所采樣的直流母線電流作為IDC1，以在自上述基準(zhǔn)時刻起規(guī)定時間T2后的時刻所采樣的直流母線電流作為IDC2。3相電壓指令信號中最大電壓相的電流檢測值交替使用載波信號的增加期間的IDC2和載波信號的減少期間的IDC1進(jìn)行計算。同樣，最小電壓相的電流檢測值交替使用載波信號的增加期間的IDC1和在載波信號的減少期間的IDC2進(jìn)行計算。
文檔編號H02P27/08GK101047343SQ200710078928
公開日2007年10月3日 申請日期2007年2月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月27日
發(fā)明者坂本潔, 青柳滋久, 鈴木尚禮 申請人:株式會社日立制作所