專利名稱：對(duì)電壓切換調(diào)節(jié)器中在控制回路間切換時(shí)的轉(zhuǎn)換行為的改進(jìn)的制作方法
對(duì)電壓切換調(diào)節(jié)器中在控制回路間切換時(shí)的轉(zhuǎn)換行為的改進(jìn) 優(yōu)先權(quán)信息
本申請(qǐng)要求于2005年8月23日提交的序列號(hào)為60/710， 697的臨時(shí)申請(qǐng) 的優(yōu)先權(quán)，該申請(qǐng)的全部?jī)?nèi)容以引用的方式并入本文中。
背景技術(shù)：
本發(fā)明涉及電壓切換調(diào)節(jié)器領(lǐng)域，具體而言涉及能夠在保持調(diào)節(jié)器輸出處 于調(diào)節(jié)之中的同時(shí)在兩種控制模式間切換的電壓切換調(diào)節(jié)器。
許多電壓切換調(diào)節(jié)器使用兩種不同的控制回路 一種用于高功率工作，一 種用于低功率工作。傳統(tǒng)地，在能夠在保持切換調(diào)節(jié)器的輸出在數(shù)據(jù)表中所指 定的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在兩種控制模式間切換方面存在著巨大 困難。在從低功率控制切換到高功率控制時(shí)，關(guān)于先前各種形式的調(diào)節(jié)器的經(jīng) 驗(yàn)顯示電壓可能降低至比理想調(diào)節(jié)點(diǎn)低約200毫伏，比數(shù)據(jù)表中的最小電壓值 低100毫伏。在達(dá)到平衡態(tài)之前需要經(jīng)歷數(shù)十個(gè)周期，這影響了性能。
發(fā)明概述
本發(fā)明的一個(gè)方面提供一種電壓切換調(diào)節(jié)器。該電壓切換調(diào)節(jié)器包括一在 電壓切換調(diào)節(jié)器處于高功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)的脈沖寬度調(diào)制(P麗)控制 器。 一調(diào)壓作用脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器在電壓切換調(diào)節(jié)器處于低功率模 式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)。 一誤差電壓估計(jì)器允許在保持電壓切換調(diào)節(jié)器的輸出在所 期望的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在低功率模式和高功率模式間切換。
本發(fā)明的另一方面提供一種用于執(zhí)行電壓切換調(diào)節(jié)的方法。該方法包括提 供一在電壓切換調(diào)節(jié)器處于高功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)的脈沖寬度調(diào)制(PWM) 控制器。該方法還包括提供一在電壓切換調(diào)節(jié)器處于低功率模式時(shí)提供電壓調(diào) 節(jié)的脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器。提供一誤差電壓估計(jì)器，其允許在保持電
壓切換調(diào)節(jié)器的輸出在所期望的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在等待模式 和活動(dòng)模式間切換。
附圖簡(jiǎn)述
圖1是示出根據(jù)本發(fā)明的電壓切換調(diào)節(jié)器的示意圖； 圖2是示出脈沖寬度調(diào)制(P麗)控制器的示意圖； 圖3是示出脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器的示意圖； 圖4是示出在P FM和P麗模式之間切換的問(wèn)題的圖表； 圖5是示出所發(fā)明的誤差電壓估計(jì)器的示意圖6是示出與誤差信號(hào)放大器相結(jié)合的誤差電壓估計(jì)器的示意電路圖；以
及
圖7示出了表示本發(fā)明的性能的圖表。
詳細(xì)描述
如圖1所示，電壓切換調(diào)節(jié)器2具有兩個(gè)不同的控制回路脈沖寬度
調(diào)制(PWM)控制器8和脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器10。在高功率模式下， 使用P麗控制器8。該控制回路為從約10毫安至300毫安的負(fù)載電流提供有效 的(85%—90%)功率轉(zhuǎn)換。它具有高增益誤差信號(hào)放大器，該放大器在全范 圍的線電壓和負(fù)載電流上在最大約5毫伏的精度內(nèi)調(diào)節(jié)輸出電壓。在低功率模 式下，使用PFM控制器10來(lái)提供最高達(dá)10毫安的負(fù)載電流，同時(shí)消耗較少的 靜態(tài)電流。
PFM控制器10接收來(lái)自電壓基準(zhǔn)的輸出信號(hào)26以及電壓反饋信號(hào)28作 為輸入。P麗控制器8接收基準(zhǔn)信號(hào)26以及反饋信號(hào)28作為輸入。多路復(fù)用 器12接收來(lái)自PWM控制器8的輸出信號(hào)32和來(lái)自PFM控制器10的輸出信號(hào) 30作為輸入。開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器14接收來(lái)自多路復(fù)用器12的輸出信號(hào)34作為輸入。
多路復(fù)用器12接收數(shù)字模式信號(hào)56作為控制輸入，該模式信號(hào)56以值 1表示PFM模式，并以值O表示P麗模式。開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器14的輸出36、 38分別 被耦合至PM0S輸出器件40和醒0S輸出器件42。 PM0S輸出器件40的柵極被 直接耦合至開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器，而源極被連接至主電池電源44。 PM0S輸出器件40的 漏極被耦合至開(kāi)關(guān)式電源端子46。麗OS輸出器件42的柵極被直接耦合至開(kāi)關(guān) 驅(qū)動(dòng)器14,而源極被直接耦合接地。麗OS輸出器件42的漏極被耦合至開(kāi)關(guān)式 電源端子46。
M0SFET 40、 42被直接耦合至濾波器結(jié)構(gòu)16。該濾波器結(jié)構(gòu)16產(chǎn)生輸出 電壓22。濾波器結(jié)構(gòu)16包括耦合至電容器24以及M0SFET40、 42的漏極和開(kāi) 關(guān)式電源端子46的電感器22。電容器24的另一端耦合接地。輸出的濾波后的 信號(hào)22被連接至控制器作為反饋電壓28。
在圖2中示出了 P麗控制器60的通用架構(gòu)。PWM控制器60被構(gòu)造為環(huán)路 并且包括誤差放大器62,該誤差放大器輸出目標(biāo)輸出電壓V^與反饋電壓Vfb 之間的經(jīng)放大和濾波的差量信號(hào)64。該誤差電壓64通過(guò)比較器66與內(nèi)部生成 的斜坡函數(shù)76比較。比較器66的輸出信號(hào)68控制輸出級(jí)70中的電源開(kāi)關(guān)。 輸出級(jí)70使用開(kāi)關(guān)式電源端子72來(lái)驅(qū)動(dòng)外部LC濾波器裝置74以生成經(jīng)調(diào)節(jié) 的輸出電壓V。ut。該經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓V。ut被連接至Vfb以完成反饋環(huán)路。
請(qǐng)注意輸出級(jí)70包括兩個(gè)M0SFET，它們是NM0S輸出器件78和PM0S 輸出器件80。 PM0S輸出器件80和NM0S輸出器件78的柵極被直接耦合至比較 器66的輸出信號(hào)68。 PM0S輸出器件80的源極被耦合至主電池電源。PM0S輸 出器件80的漏極被耦合至驅(qū)動(dòng)濾波器裝置74的輸出信號(hào)72。醒0S輸出器件 78的源極被耦合接地并且其相應(yīng)漏極被耦合至輸出信號(hào)72。
為了提供具有低交流波動(dòng)的輸出電壓，LC濾波器裝置74具有比PWM控制 器60的開(kāi)關(guān)頻率低很多的帶寬，在本例中為幾千赫茲。為了補(bǔ)償LC濾波器裝 置74產(chǎn)生的低頻復(fù)極對(duì)，必須使用在大體相同的頻率下為零的濾波器來(lái)補(bǔ)償 誤差放大器62。由于該種補(bǔ)償，誤差放大器62以比開(kāi)關(guān)級(jí)低得多的時(shí)間常數(shù) 做出響應(yīng)。
圖3示出了低功率模式控制回路，其使用脈沖頻率調(diào)制(P麗)控制器80。 在整個(gè)PFM周期中只有一個(gè)連續(xù)時(shí)間比較器82開(kāi)啟，這使得該控制器使用非 常小的靜態(tài)功率(10微安)。當(dāng)Vfb降低到Vset以下時(shí)，PFM比較器82通過(guò)信 號(hào)94觸發(fā)邏輯和定時(shí)模塊84產(chǎn)生到輸出級(jí)86的信號(hào)，這個(gè)信號(hào)86啟動(dòng)固定
持續(xù)時(shí)間的電流脈沖。該脈沖由連接至PM0S輸出器件94的柵極的信號(hào)pdrv 和連接至顧0S輸出器件96柵極的信號(hào)ndrv來(lái)控制。PWM和PFM控制器之間共 享相同的輸出級(jí)86。
邏輯和定時(shí)模塊84使用信號(hào)pdrv啟動(dòng)PMOS輸出器件94的固定開(kāi)啟時(shí)間 (on-time)脈沖。在該脈沖之后，使用信號(hào)ndrv開(kāi)啟醒0S輸出器件96直到 LC濾波器裝置88中電感器的電流歸零。 一旦發(fā)生這種情況，輸出器件94、 96 均被關(guān)閉直到V。^再次降低到Vw以下。對(duì)于低電流，PFM控制器60無(wú)補(bǔ)償即 穩(wěn)定。
邏輯和定時(shí)模塊接收來(lái)自比較器90的輸出信號(hào)96作為輸入。該信號(hào)指示 從輸出級(jí)86流入輸出濾波器88的電流何時(shí)小于零。比較器90接收驅(qū)動(dòng)濾波 器裝置88的輸出信號(hào)92和地作為輸入。
對(duì)于用戶而言重要的是能夠在兩種控制模式間切換并且同時(shí)使經(jīng)調(diào)壓的 輸出保持在期望的最小和最大電壓間。當(dāng)從低功率(PFW)控制轉(zhuǎn)換到高功率 (P麗)控制時(shí)，關(guān)于先前各種形式的電壓切換調(diào)節(jié)器的經(jīng)驗(yàn)顯示電壓可能降低 至比理想調(diào)節(jié)低約200毫伏，比數(shù)據(jù)表最小電壓值低100毫伏。這是電壓模式 P麗回路所固有的問(wèn)題。因?yàn)镻WM誤差放大器相對(duì)于開(kāi)關(guān)頻率而言響應(yīng)得慢， 在P麗回路需要幾十個(gè)周期方能達(dá)到其平衡狀態(tài)。
如圖4所示，在此穩(wěn)定間隔期間，應(yīng)用到輸出級(jí)的占空比可能比需要的低 很多或者高很多，并且可能在正確的平衡占空比上下振蕩。在此間隔期間轉(zhuǎn)移 到LC濾波器裝置中的電荷或者從該LC濾波器裝置轉(zhuǎn)移出的電荷可能導(dǎo)致輸出 電壓改變幾百毫伏。
本發(fā)明包括一個(gè)在PFM模式下活動(dòng)的電路，其估計(jì)出將在P麗模式中需要 的誤差放大器輸出處的平衡電壓。如果在轉(zhuǎn)換到PWM控制時(shí)應(yīng)用理想平衡誤差 電壓作為誤差放大器輸出處的初始條件，則在過(guò)渡期間的瞬態(tài)擾動(dòng)將被完全抑 制。
理論上，如圖5所示，電路利用了 PWM和PFM的占空比均等于UVm這 一事實(shí)。調(diào)壓器輸出級(jí)102現(xiàn)在被耦合至誤差電壓估計(jì)器100。誤差電壓估計(jì) 器100包括復(fù)制輸出級(jí)104和低通濾波器106。復(fù)制輸出級(jí)104接收來(lái)自PFM
控制器輸出級(jí)102的信號(hào)pdrv和ndrv并接收最大斜坡電壓(Vrampmax)。注 意，復(fù)制輸出級(jí)104包括麗OS輸出器件110和PM0S輸出器件108。 PMOS輸出 器件108的柵極被直接耦合至輸出信號(hào)pdrv。 PMOS輸出器件108的源極被耦 合至最大斜坡電壓(Vrampmax) 。 PM0S輸出器件108的漏極被耦合至驅(qū)動(dòng)低通 濾波器106的數(shù)字誤差信號(hào)112。畫(huà)OS輸出器件110的柵極被耦合至輸出信號(hào) ndrv。 NM0S輸出器件110的源極耦合接地，其相應(yīng)漏極被耦合至數(shù)字誤差信號(hào) 112。
數(shù)字誤差信號(hào)112是一個(gè)方波，其幅值等于Vmmpraax，占空比等于PFM 控制器的占空比，該占空比等于V。ut/L。數(shù)字誤差信號(hào)的平均值等于在相同條 件下工作的PWM回路的平衡誤差電壓。低通濾波器用相同的平均電壓作為數(shù)字 誤差信號(hào)112產(chǎn)生一個(gè)估計(jì)的誤差電壓114。
來(lái)自誤差級(jí)104的數(shù)字誤差信號(hào)112驅(qū)動(dòng)低通濾波器級(jí)106。由誤差級(jí)106 產(chǎn)生的輸出信號(hào)114是估計(jì)的平衡誤差電壓(Verr, est)。該估計(jì)的平衡誤 差電壓等于最大斜坡電壓乘以PFM占空比。最大斜坡電壓是內(nèi)部生成的并且在 PFM工作周期內(nèi)可用。占空比信息被編碼進(jìn)驅(qū)動(dòng)PFM控制器輸出級(jí)102的信號(hào) pdrv禾口 ndrv中。
圖6示出了誤差估計(jì)器電路120被集成到P麗控制器的誤差放大電路122 中。誤差電壓估計(jì)器電路120使用與PFM控制器相關(guān)聯(lián)的信號(hào)pdrv和ndrv來(lái) 利用輸出信號(hào)126驅(qū)動(dòng)由誤差放大器周圍的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)形成的低通濾波器裝置 124。所得的經(jīng)濾波電壓、 "^是所估計(jì)的平衡誤差電壓。誤差估計(jì)器電路120 包括類似于圖5所示的復(fù)制輸出級(jí)104的M0SFET構(gòu)造。注意，誤差估計(jì)器電 路120包括麗0S輸出器件130和PMOS輸出器件128。 PMOS輸出器件128的柵 極被直接耦合至輸出信號(hào)pdrv。 PMOS輸出器件128的源極被耦合至最大斜坡 電壓(Vrampmax) 。 PMOS輸出器件128的漏極被耦合至驅(qū)動(dòng)電路裝置124的數(shù) 字誤差信號(hào)126。 NMOS輸出器件130的柵極被耦合至輸出信號(hào)ndrv。麗0S輸 出器件130的源極耦合接地，其相應(yīng)漏極被耦合至數(shù)字誤差信號(hào)126。
當(dāng)P麗控制器活動(dòng)時(shí)，誤差信號(hào)放大器僅驅(qū)動(dòng)其輸出132。誤差放大器接 收信號(hào)Lt和V。ut作為輸入。注意，誤差放大電路122與具有電容器C。和電阻
器R。的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)124相組合。注意，電容器C。上的電壓提供對(duì)所估計(jì)的誤差電 壓(V )的存儲(chǔ)。
在PFM的"停歇時(shí)間(dead-time)"期間，當(dāng)開(kāi)關(guān)均沒(méi)有閉合時(shí)，沒(méi)有 電荷轉(zhuǎn)移到集成電容器或者轉(zhuǎn)移出該電容器，因而計(jì)算不受影響。
在P麗模式中，放大器122活動(dòng)，而誤差電壓估計(jì)電路120不活動(dòng)。在 PFM模式中，放大器輸出132為高阻抗，而電壓V^受誤差電壓估計(jì)器120控 制。電路裝置124中的電阻器R。和電容器C。形成誤差電壓估計(jì)器的低通濾波器。
用于形成誤差放大器電路120和電路裝置124的元件是大的片上無(wú)源元 件，故而以這種方式重復(fù)使用它們節(jié)約了大量芯片面積。反饋電壓Vfb和所估 計(jì)的誤差電壓V^之差被儲(chǔ)存在大的補(bǔ)償電容器C。上。由于該電容器限制了誤 差信號(hào)放大器122的穩(wěn)定，因此將其預(yù)充電到正確的電壓可確保PWM回路接近 平衡點(diǎn)啟動(dòng)。
圖7示出了所仿真的使用誤差電壓估計(jì)器從低功率模式到高功率模式的 仿真轉(zhuǎn)換。圖表130顯示了輸出電壓132和目標(biāo)輸出電壓134。圖表136顯示 了電感器電流。圖表138顯示電壓Verr 140和斜坡電壓142。圖表130、 136和 138并不表示未觀測(cè)到顯著的過(guò)沖或下沖，因而最小化了在PFM模式和P麗模 式間切換的電位誤差。
雖然本發(fā)明已經(jīng)結(jié)合其若干優(yōu)選實(shí)施方案得以描述和闡明，但是，在此可 以對(duì)其形式和細(xì)節(jié)進(jìn)行各種改變、省略以及增加而不脫離本發(fā)明精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種電壓切換調(diào)節(jié)器，其包括脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制器，用于在所述電壓切換調(diào)節(jié)器處于高功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)；脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器，用于在所述電壓切換調(diào)節(jié)器處于低功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)；以及誤差電壓估計(jì)器，用于允許在保持所述電壓切換調(diào)節(jié)器的輸出在期望的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在所述低功率模式和所述高功率模式間切換。
2. 如權(quán)利要求l所述的電壓切換調(diào)節(jié)器,其特征在于，所述誤差估計(jì)器與 所述P麗控制器結(jié)合。
3. 如權(quán)利要求l所述的電壓切換調(diào)節(jié)器，其特征在于，所述PFM控制器使 用小于10微安的功耗。
4. 如權(quán)利要求l所述的電壓切換調(diào)節(jié)器,其特征在于，所述P麗控制器包 括高增益誤差放大器。
5. 如權(quán)利要求4所述的電壓切換調(diào)節(jié)器，其特征在于，所述高增益誤差放 大器通過(guò)一反相器電路耦合至所述誤差電壓估計(jì)器。
6. 如權(quán)利要求5所述的電壓切換調(diào)節(jié)器,其特征在于，所述誤差電壓估計(jì) 器驅(qū)動(dòng)所述反相器電路產(chǎn)生所估計(jì)的平衡誤差電壓。
7. 如權(quán)利要求6所述的電壓切換調(diào)節(jié)器，其特征在于，所述所估計(jì)的平衡 誤差電壓被儲(chǔ)存在與所述反相器電路相關(guān)聯(lián)的電容器中。
8. 如權(quán)利要求6所述的電壓切換調(diào)節(jié)器，其特征在于，所述誤差電壓估計(jì) 器使用所述所估計(jì)的平衡誤差電壓在所述低功率模式和所述高功率模式間轉(zhuǎn) 換。
9. 一種執(zhí)行電壓切換調(diào)節(jié)的方法，其包括提供一脈沖寬度調(diào)制(pmo控制器，用于在一電壓切換調(diào)節(jié)器處于高功 率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)；提供一脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器，用于在所述電壓切換調(diào)節(jié)器處于低 功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)；以及提供一誤差電壓估計(jì)器，用于允許在保持所述電壓切換調(diào)節(jié)器的輸出在期 望的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在所述低功率模式和所述高功率模式間 切換。
10. 如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述誤差電壓估計(jì)器與所述 PWM控制器結(jié)合。
11. 如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述PFM控制器使用小于 IO微安的功耗。
12. 如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述P麗控制器包括高增益 誤差放大器。
13. 如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述高增益誤差放大器通 過(guò)一反相器電路耦合至所述誤差電壓估計(jì)器。
14. 如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述誤差電壓估計(jì)器驅(qū)動(dòng) 所述反相器電路產(chǎn)生所估計(jì)的平衡誤差電壓。
15. 如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，所述所估計(jì)的平衡誤差電 壓被儲(chǔ)存在與所述反相器電路相關(guān)聯(lián)的電容器中。
16. 如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，所述誤差電壓估計(jì)器使用 所述所估計(jì)的平衡誤差電壓在所述低功率模式和所述高功率模式間轉(zhuǎn)換。
全文摘要
一種電壓切換調(diào)節(jié)器，其包括在電壓切換調(diào)節(jié)器處于高功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)的脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制器。一脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器在電壓切換調(diào)節(jié)器處于低功率模式時(shí)提供電壓調(diào)節(jié)。一誤差電壓估計(jì)器用于允許在保持電壓切換調(diào)節(jié)器的輸出在期望的最小和最大電壓之間調(diào)節(jié)的同時(shí)在低功率模式和高功率模式間切換。
文檔編號(hào)H02M3/156GK101356719SQ200680030848
公開(kāi)日2009年1月28日 申請(qǐng)日期2006年8月18日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月23日
發(fā)明者P·S·瑞秋 申請(qǐng)人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司