專(zhuān)利名稱(chēng)：變流器的控制方法和變流器的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及變流器的控制技術(shù)，尤其涉及控制根據(jù)脈沖寬度調(diào)制的開(kāi)關(guān)信號(hào)進(jìn)行動(dòng)作的變流器的技術(shù)。
背景技術(shù)：
作為對(duì)從多相交流電源得到的交流電壓進(jìn)行整流并輸出的變流器，有所謂的PWM變流器。PWM變流器是根據(jù)脈沖寬度調(diào)制的開(kāi)關(guān)信號(hào)進(jìn)行動(dòng)作的變流器。通常，在PWM變流器與多相交流電源之間存在扼流圈，整流后的電壓加到平滑電容器上。例如專(zhuān)利文獻(xiàn)1中介紹了有關(guān)的技術(shù)。平滑電容器上通常再連接直流負(fù)載。直流負(fù)載中也可包含逆變器和交流負(fù)載的組合。
PWM變流器中，在電流電壓的波峰值大于平滑電容器支持的整流后電壓(下稱(chēng)“兩端電壓”)時(shí)，PWM變流器具有的續(xù)流二極管就導(dǎo)通，對(duì)輸入到PWM變流器的電流產(chǎn)生失真。
為避免這種事態(tài)，也提出檢測(cè)電源電壓的波峰值，使兩端電壓跟蹤該波峰值的控制方式。例如專(zhuān)利文獻(xiàn)2中介紹了有關(guān)的技術(shù)。
專(zhuān)利文獻(xiàn)1特開(kāi)平1-298959號(hào)公報(bào)專(zhuān)利文獻(xiàn)2特開(kāi)平11-235068號(hào)公報(bào)但是，為了檢測(cè)電源電壓的波峰值，必須另設(shè)相應(yīng)的結(jié)構(gòu)。例如是檢測(cè)交流電壓的單元，進(jìn)而檢測(cè)被檢測(cè)出的交流電壓的波峰值的單元等。
另一方面，也考慮對(duì)應(yīng)于電源變動(dòng)范圍，配合對(duì)電源電壓假定的最大值，預(yù)先設(shè)定兩端電壓。但是，在對(duì)應(yīng)于多個(gè)額定值的變流器中，在用小的額定值動(dòng)作時(shí)發(fā)生大于所需要的兩端電壓。這使變流器的開(kāi)關(guān)元件的損耗增大，效率下降。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為解決上述的課題，其目的在于提供不必另設(shè)檢測(cè)電源電壓波峰值用的結(jié)構(gòu)，而且也容易適用于對(duì)應(yīng)多個(gè)額定值的變流器的、變流器的控制技術(shù)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第1形態(tài)，是控制具有通過(guò)扼流圈(2)連接到多相交流電源(1)的第1端組(31)與連接到平滑電容器(4)的第二端組(32)的脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的方法。檢測(cè)所述平滑電容器的兩端電壓(Vdc)。求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、相位與所述多相交流電源輸出的交流電源電壓(Vs)正交的成分，作為第1相電流(Id)。根據(jù)所述兩端電壓，求出輸入到所述脈沖寬度調(diào)制變流器的交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓同相位成分的指令值即第1相電壓指令值(Vq*)。根據(jù)所述第1相電流與作為其指令值的第1相電流指令值(Id*)，求出所述交流輸入電壓的、與所述交流電源電壓的相位正交的相位成分的指令值即第2相電壓指令值(Vd*)。根據(jù)所述第1相電壓指令值及所述第2相電壓指令值，控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第1形態(tài)，對(duì)于流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的、與交流電源電壓(Vs)的相位同相位的成分(Iq)和平滑電容器(4)的兩端電壓(Vdc)，不采用它們的指令值，從而不需作顯式的控制。代之以根據(jù)兩端電壓決定第2相電壓指令值(Vq*)，因此即使交流電源電壓變動(dòng)引起兩端電壓變動(dòng)，流過(guò)多相交流電源電壓的電流也不發(fā)生失真。因此也能容易地適用于對(duì)應(yīng)于多個(gè)額定值的變流器。而且也不必另設(shè)檢測(cè)電源電壓波峰值用的結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第2形態(tài)，是第1形態(tài)的變流器的控制方法，其中設(shè)定所述第1相電流的指令值(Id*)為零。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第2形態(tài)，進(jìn)行使無(wú)用功率為零的控制，從而可改善功率因數(shù)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第3形態(tài)，是第1形態(tài)或第2形態(tài)的變流器的控制方法，其中使所述兩端電壓增大第1常數(shù)(kinv/√2)倍，得到所述第2相電壓指令值(Vq*)，所述第1常數(shù)的上限值由流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的最大額定值所限制。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第3形態(tài)，能使電源扼流圈發(fā)生的電壓(ZI)承擔(dān)交流電源電壓(Vs)與輸入到脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的交流輸入電壓(Vi)之差。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第4形態(tài)，是第3形態(tài)的變流器的控制方法，其中所述第2相電壓指令值(Vq*)減去所述第1相電流(Id)與所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之積(ωL Id)，進(jìn)行校正。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第4形態(tài)，能從第2相電壓指令值(Vq*)中除去在扼流圈(2)中第1相電流生成的、與交流電源電壓(1)同相位成分的電壓的影響。從而能跟相位與交流電源電壓(1)正交的成分獨(dú)立地控制第2相電流(Iq)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第5形態(tài)，是第4形態(tài)的變流器的控制方法，其中，求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、與所述交流電源電壓(Vs)同相位的成分，作為第2相電流(Iq)，所述第2相電壓指令值(Vq*)減去所述第2相電流乘以正的第2常數(shù)(Rdump)之值(ΔVq*)，進(jìn)行校正。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第5形態(tài)，扼流圈(2)的電阻成分表觀上因第2常數(shù)而增加，故在諧振時(shí)阻尼了流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第6形態(tài)，是第4形態(tài)的變流器的控制方法，其中，所述第1相電壓指令值(Vq*)，減去對(duì)所述兩端電壓(Vdc)進(jìn)行微分并乘以第3常數(shù)(T)的值(ΔVq*)，進(jìn)行校正。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第6形態(tài)，根據(jù)負(fù)載電流(Idc)控制第2相電流(Iq)的閉環(huán)特性，次數(shù)從二次時(shí)間滯后系統(tǒng)下降到一次時(shí)間滯后系統(tǒng)，故在諧振時(shí)能抑制流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的變流器的控制方法的第7形態(tài)，是第6形態(tài)的變流器的控制方法，其中，所述第3常數(shù)由所述第3常數(shù)為零時(shí)的所述第1相電流的控制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率(ωn)的倒數(shù)所選定。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制方法的第7形態(tài)，能在諧振時(shí)更有效地抑制流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第1形態(tài)，是控制具有通過(guò)扼流圈(2)連接到多相交流電源(1)的第1端組(31)與連接到平滑電容器(4)的第二端組(32)的脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的裝置(6)。具備求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、相位與所述多相交流電源輸出的交流電源電壓(Vs)正交的成分，作為第1相電流(Id)的坐標(biāo)變換部(603)，根據(jù)所述第1相電流與作為其指令值的第1相電流指令值(Id*)，求出輸入到所述脈沖寬度調(diào)制變流器的交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓的相位正交的相位成分的指令值即第1相電壓指令值(Vd*)的電流控制部(604)，以及根據(jù)所述兩端電壓和所述第1相電壓指令值，控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器的脈沖寬度調(diào)制部(605)。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第1形態(tài)，對(duì)于流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的、與交流電源電壓(Vs)的相位同相位的成分(Iq)和平滑電容器(4)的兩端電壓(Vdc)，不采用它們的指令值，從而不需作顯式控制。代之以根據(jù)兩端電壓決定第2相電壓指令值(Vq*)，因此即使交流電源電壓變動(dòng)引起兩端電壓變動(dòng)，流過(guò)多相交流電源電壓的電流也不發(fā)生失真。因此也能容易地適用于對(duì)應(yīng)于多個(gè)額定值的變流器。而且也不必另設(shè)檢測(cè)電源電壓波峰值用的結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第2形態(tài)，是第1形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，設(shè)定所述第1相電流的指令值(Id*)為零。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第2形態(tài)，進(jìn)行使無(wú)用功率為零的控制，從而可改善功率因數(shù)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第3形態(tài)，是第1形態(tài)或第2形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，還具備使所述兩端電壓(Vdc)增大第1常數(shù)(kinv/√2)倍，并輸出所述交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓同相位成分的指令值即第2相指令電壓值(Vq*)的第1乘法運(yùn)算部(607)。所述脈沖寬度調(diào)制部(605)根據(jù)所述第1相電壓指令值和所述第2相電壓指令值控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器。所述第1常數(shù)的上限值由流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的最大額定值所限制。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第3形態(tài)，能使電源扼流圈發(fā)生的電壓(ZI)承擔(dān)交流電源電壓(Vs)與輸入到脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的交流輸入電壓(Vi)之差。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第4形態(tài)，是第2形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，還具備求出所述第1相電流(Id)與所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之積(ωL Id)的第2乘法運(yùn)算部(607)，及從所述第2乘法運(yùn)算部的輸出減去所述第1乘法運(yùn)算部的輸出，進(jìn)行校正的第1減法運(yùn)算部(610)。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第4形態(tài)，能從第2相電壓指令值(Vq*)中除去在扼流圈(2)中第1相電流生成的、與交流電源電壓(1)同相位成分的電壓的影響。從而能跟相位與交流電源電壓(1)正交的成分獨(dú)立地控制第2相電流(Iq)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第5形態(tài)，是第4形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、與所述交流電源(Vs)電壓同相位的成分，作為所述坐標(biāo)變換部(603)中第2相電流(Iq)。而且還具備求出所述第2相電流與正的第2常數(shù)(Rdump)之積(ΔVq*)的第3乘法運(yùn)算部(612)，所述第1減法運(yùn)算部(610)從所述第3乘法運(yùn)算部的輸出減去所述第1乘法運(yùn)算部的輸出，進(jìn)行校正。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第5形態(tài)，扼流圈(2)的電阻成分表觀上因第2常數(shù)而增加，故在諧振時(shí)阻尼了流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第6形態(tài)，是第4形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，還具備求出對(duì)所述兩端電壓(Vdc)進(jìn)行微分并乘以第3常數(shù)(T)的值(ΔVq*)的微分部(613)，所述第1減法運(yùn)算部(610)進(jìn)行從所述微分部的輸出減去所述第1乘法部的輸出的校正。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第6形態(tài)，根據(jù)負(fù)載電流(Idc)控制第2相電流(Iq)的閉環(huán)特性，次數(shù)從二次時(shí)間滯后系統(tǒng)下降到一次時(shí)間滯后系統(tǒng)，故在諧振時(shí)能抑制流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的變流器的控制裝置(6)的第7形態(tài)，是第6形態(tài)的變流器的控制裝置，其中，所述第3常數(shù)由所述第3常數(shù)為零時(shí)的所述第2相電流的控制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率(ωn)的倒數(shù)所選定。
根據(jù)本發(fā)明的變流器的控制裝置的第7形態(tài)，能在諧振時(shí)更有效地抑制流過(guò)多相交流電源(1)的電流(I)的振動(dòng)。
本發(fā)明的目的、特征、局面、及優(yōu)點(diǎn)將通過(guò)以下的詳細(xì)說(shuō)明和附圖而更加明白。
附圖的簡(jiǎn)單說(shuō)明

圖1示出本發(fā)明的第1實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。
圖2示出交流電源電壓與輸入電壓的關(guān)系的矢量圖。
圖3示出脈沖寬度調(diào)制變流器的構(gòu)造電路圖。
圖4示出交流電源與扼流圈的等效電路方框圖。
圖5部分地示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。
圖6示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)中的q軸電流的閉環(huán)方框圖。
圖7示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。
圖8示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)中的q軸電流的閉環(huán)方框圖。
圖9示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的等效方框圖。
圖10示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)效果的波特(Bode)線(xiàn)圖。
圖11示出本發(fā)明第1實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作的曲線(xiàn)圖。
圖12示出本發(fā)明第2實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作的曲線(xiàn)圖。
圖13示出本發(fā)明的第3實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。
圖14示出本發(fā)明的第3實(shí)施形態(tài)中的q軸電流的閉環(huán)方框圖。
圖15示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)效果的波特線(xiàn)圖。
圖16示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)效果的波特線(xiàn)圖。
圖17示出本發(fā)明第3實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作的曲線(xiàn)圖。
具體實(shí)施例方式
第1實(shí)施形態(tài)圖1示出本發(fā)明的第1實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。脈沖寬度調(diào)制變流器3，其輸入側(cè)經(jīng)扼流圈2連接到多相交流電源1，輸出側(cè)連接到平滑電容器4。例如，多相交流電源1為三相交流電源，扼流圈2由三個(gè)扼流圈構(gòu)成。
平滑電容器4上并聯(lián)連接負(fù)載5。該負(fù)載5例如采用逆變器和由該逆變器控制的電動(dòng)機(jī)。
電流I流過(guò)扼流圈2，從而相對(duì)于多相交流電源1輸出的交流電源電壓Vs，確定了脈沖寬度調(diào)制變流器3的輸入電壓Vi。圖2示出它們之間關(guān)系的矢量圖，特別示出控制脈沖寬度調(diào)制變流器3使功率因數(shù)為1的情況。這里采用使與交流電源電壓Vs同相位和與之正交的相位分別為q軸、d軸的正交坐標(biāo)來(lái)表示。扼流圈2以相對(duì)于流過(guò)其自身的電流相位導(dǎo)前90度的相位發(fā)生電壓，因此，設(shè)其阻抗為Z，電壓ZI平行于d軸。交流電源電壓Vs與輸入電壓Vi之間存在相位差φ。
圖3示出脈沖寬度調(diào)制變流器3的構(gòu)造電路圖。脈沖寬度調(diào)制變流器3這里具有對(duì)應(yīng)于多相交流電源1是三相的情況。由于有關(guān)的構(gòu)成是公知的，故省略其詳細(xì)說(shuō)明。簡(jiǎn)單地說(shuō)，半導(dǎo)體元件301～306分別具有作為開(kāi)關(guān)元件的絕緣柵雙極型晶體管與續(xù)流二極管的并聯(lián)連接。這些半導(dǎo)體元件每一相串聯(lián)連接一對(duì)，且各自的連接點(diǎn)連接到扼流圈2的三個(gè)元件上。這些連接點(diǎn)作為脈沖寬度調(diào)制變流器3的輸入側(cè)端組31。
每相串聯(lián)連接的半導(dǎo)體元件301～306，各自的兩端連接到平滑電容器4的兩端。與平滑電容器連接的脈沖寬度調(diào)制變流器3的端部作為輸出側(cè)端組32。
脈沖寬度調(diào)制變流器3通過(guò)變流器控制裝置6控制其動(dòng)作。變流器控制裝置6包括電流檢測(cè)器601、相位檢測(cè)器602、坐標(biāo)變換器603、電流控制器604、脈沖寬度調(diào)制部605、加減運(yùn)算器606、乘法運(yùn)算器607。雖未詳細(xì)示出，但變流器控制裝置6也可以包含測(cè)定兩端電壓Vdc的單元。
電流檢測(cè)器601檢測(cè)從多相交流電源1流到脈沖寬度調(diào)制變流器3的電流I。相位檢測(cè)器602檢測(cè)多相交流電源1輸出的交流電源電壓Vs的相位。坐標(biāo)變換器603將電流I作三相/二相變換到q軸和d軸，求出各q軸電流Iq和d軸電流Id。乘法運(yùn)算器607對(duì)兩端電壓Vdc乘以正的常數(shù)kinv/√2，輸出電壓Vs*。
加減運(yùn)算器606輸出d軸電流Id與作為其指令值的d軸電流指令值Id*之間的偏差。根據(jù)該偏差，電流控制部604求出d軸電壓指令值Vd*。d軸電壓指令值Vd*是對(duì)于脈沖寬度調(diào)制變流器3的輸入電壓Vi的d軸成分的指令值。
脈沖寬度調(diào)制部605根據(jù)d軸電壓指令值Vd*和后述的q軸電壓指令值Vq*進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制，生成脈沖信號(hào)。該脈沖信號(hào)控制脈沖寬度調(diào)制變流器3的、更具體地說(shuō)是半導(dǎo)體元件301～306的開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)。
作為有關(guān)的開(kāi)關(guān)的結(jié)果，脈沖寬度調(diào)制部605使脈沖寬度調(diào)制變流器3的輸入電壓Vi的d軸成分Vd和q軸成分Vq滿(mǎn)足式(1)。根據(jù)d軸電壓指令值Vd*和q軸電壓指令值Vq*進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制的技術(shù)是公知的，因此這里省略其詳細(xì)說(shuō)明。比值ks也稱(chēng)作電壓控制率。
Vi=Vd2+Vq2]]>Ks=2Vi/Vdc]]>φ＝tan-1(Vd/Vq)…(1)本實(shí)施形態(tài)中，采用乘法運(yùn)算部607輸出的電壓Vs*作為q軸電壓Vq*。采用q軸為與交流電源電壓Vs同相位，另一方面如圖2所示，扼流圈2的阻抗Z使電壓的相位相對(duì)于電流導(dǎo)前90度。因此，以d軸電流Id為零，理想上q軸電壓Vq與交流電源電壓Vs相等，能掌握以電壓Vs*作為交流電源電壓Vs的指令值。
通過(guò)使d軸電流Id為零，可使無(wú)功功率為零，改善功率因數(shù)。具體做法是只要使供給加減運(yùn)算器606的d軸電流指令值Id*為零即可。
負(fù)載功率用兩端電壓Vdc與流過(guò)負(fù)載的電流之積來(lái)表示，另一方面，若d軸電流Id為零，則也可用q軸電流Iq與交流電源電壓Vs之積來(lái)表示。根據(jù)這一關(guān)系，以往，采用基于q軸電流Iq的控制，控制兩端電壓到規(guī)定值是可能的。但是，不可能使兩端電壓的指令值小于電源電壓的波峰值√2Vi。這是因?yàn)槊}沖寬度調(diào)制變流器3中只可能是升壓動(dòng)作。
與此相反，本發(fā)明中由于也可能將kinv/√2設(shè)定為小于1的值，故兩端電壓Vdc能設(shè)定得比電源電壓的波峰值更高。
如圖2所示，輸入電壓Vi僅與交流電源電壓Vs相差扼流圈2上的電壓降ZI。因此，即使因電流較大，ZI增大，引起相位差φ變大，為保持圖2的矢量圖關(guān)系，使常數(shù)kinv增大到某種程度，也能維持Vq*的大小。這樣一來(lái)，能使電源扼流圈中發(fā)生的電壓承擔(dān)交流電源電壓Vs與輸入電壓Vi之差。
如上所述，本實(shí)施形態(tài)中對(duì)q軸電流Iq和兩端電壓Vdc不采用它們的指令值，從而不作顯式的控制。因此能減少用來(lái)進(jìn)行控制的運(yùn)算量，也能降低CPU的運(yùn)算負(fù)載。
由于代之以正比于兩端電壓Vdc決定q軸電壓指令值Vq*，故即使交流電源電壓Vs變動(dòng)，兩端電壓Vdc變動(dòng)，流過(guò)多相交流電源1的電流也不發(fā)生失真。因而也能容易適用于對(duì)應(yīng)于多個(gè)額定值的變流器。而且由于不必另設(shè)檢測(cè)電源電壓波峰值用的結(jié)構(gòu)，故構(gòu)成簡(jiǎn)單。
第2實(shí)施形態(tài)本實(shí)施形態(tài)中說(shuō)明對(duì)變流器控制裝置6的非干涉項(xiàng)的追加和過(guò)渡特性的改善。首先，說(shuō)明追加非干涉項(xiàng)對(duì)第1實(shí)施形態(tài)所示的構(gòu)成產(chǎn)生的改善方面。
若注意圖1中電流的方向，則可與電動(dòng)機(jī)的基本特性類(lèi)似地對(duì)交流電源1與扼流圈2得到式(2)。其中扼流圈2的阻抗Z的電阻部分、電感部分分別為r、L。又，s是時(shí)間微分算子。
VdVq-Vs=-r+Ls-ωLωLr+LsIdIq---(2)]]>圖4根據(jù)式(2)示出交流電源1與扼流圈2的等效電路的框圖。由方框101用一次滯后系統(tǒng)傳遞函數(shù)將q軸電壓指令值Vq*與交流電源電壓Vs之差變換到q軸電流Iq。同樣，由方框102用一次滯后系統(tǒng)傳遞函數(shù)將d軸電壓指令值Vd*變換到d軸電流Id。
另外，由于扼流圈2存在電抗成分ωL，因此d軸電流Id、q軸電流Iq用分別由方框103、104變換后的量實(shí)質(zhì)上變動(dòng)q軸電壓Vq、d軸電壓Vd。以下分別稱(chēng)該變動(dòng)部分ωL Id、(-ωL Iq)為q軸干涉項(xiàng)、d軸干涉項(xiàng)。
在變流器控制裝置6生成的q軸電壓Vq、d軸電壓Vd中預(yù)先減去這些干涉項(xiàng)，進(jìn)行補(bǔ)償，這樣，圖1的構(gòu)成中q軸、d軸能用作各自獨(dú)立的控制系統(tǒng)。
圖5中部分地示出了將分別生成q軸干涉項(xiàng)ωL Id、d軸干涉項(xiàng)(-ωL Iq)的方框608、609，和用干涉項(xiàng)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)臏p法運(yùn)算器610、611追加到圖1后的構(gòu)成。
減法運(yùn)算器610從電壓Vs*減去q軸干涉項(xiàng)ωL Id，生成q軸電壓指令值Vq*。這里生成的q軸電壓指令值Vq*，不是采用第1實(shí)施形態(tài)所示那樣的Vs*本身，而是進(jìn)行減去干涉項(xiàng)的校正得到的、已補(bǔ)償過(guò)的q軸電壓指令值Vq*。
同樣，減法運(yùn)算器611從電壓控制器604的輸出減去d軸干涉項(xiàng)(-ωL Iq)，生成d軸電壓指令值Vd*。這里生成的d軸電壓指令值Vd*，不是采用第1實(shí)施形態(tài)所示那樣的電流控制器604的輸出本身，而是進(jìn)行減去干涉項(xiàng)的校正得到的、已補(bǔ)償過(guò)的d軸電壓指令值Vd*。
如上所述，令d軸電流Id為零，理想上q電壓軸Vq與交流電源電壓Vs相等，能將電壓Vs*作為交流電源電壓Vs的指令值。因而交流電源1和扼流圈2中的交流電源電壓Vs(圖4)與變流器控制裝置6中的電壓Vs*(圖5)相消。另外，方框103、608生成的q軸干涉項(xiàng)ωL Id相互抵消，方框104、609生成的d軸干涉項(xiàng)(-ωL Iq)相互抵消。因而對(duì)q軸電流Iq，得到與d軸獨(dú)立的閉環(huán)。
圖6示出對(duì)q軸電流Iq的閉環(huán)的方框圖。方框45的傳遞函數(shù)表示平滑電容器4與負(fù)載5并聯(lián)連接的電導(dǎo)。其中平滑電容器4的靜電電容為C，負(fù)載5的電阻部分為Rdc，負(fù)載5的電抗部分包含于靜電電容C的電抗中。
q軸電流Iq減去負(fù)載電流變動(dòng)部分Idc后，輸入到方框45。負(fù)載電流變動(dòng)部分Idc表示將負(fù)載5看作固定負(fù)載時(shí)由平滑電容器4拉拔的電流。因此方框45的輸出是兩端電壓Vdc。
如圖1所示，乘法運(yùn)算器607對(duì)兩端電壓Vdc乘以正的常數(shù)kinv/√2，輸出q軸電壓指令值Vq*。然后如圖4所示，用方框101得到q軸電流Iq。
這樣，能從q軸電壓指令值Vq*除去扼流圈2中d軸電流生成的、q軸成分的電壓的影響。從而能跟d軸成分獨(dú)立地控制q軸電流Iq。
但是，與方框101同樣，方框45也包含一次滯后元件。因此，在發(fā)生過(guò)渡現(xiàn)象時(shí)，即不能忽略負(fù)載電流變動(dòng)部分Idc時(shí)，q軸電流Iq在諧振點(diǎn)便有較大的起伏。
式(3)表示圖6所示的閉環(huán)系統(tǒng)的全體的傳遞函數(shù)。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，設(shè)kinv/√2＝1。一般，由于扼流圈2的電阻部分r相對(duì)于負(fù)載5的電阻部分Rdc可以忽略，故諧振頻率ωc可近似成如式(4)所示。
式(3)G(s)=Iq(s)Idc(s)]]>=1LCs2+(rC+L/Rdc)s+r/Rdc+1]]>=1/LCs2+(r/L+1/RdcC)s+(r/Rdc+1)/LC---(3)]]>式(4)ωc=1LC(r/Rdc+1)≅1LC---(4)]]>為避免這種過(guò)渡的現(xiàn)象中q軸電流Iq的起伏，本實(shí)施形態(tài)中使表觀上增大扼流圈2的電阻成分r，使發(fā)揮所謂的阻尼電阻的作用。
圖7示出本發(fā)明的第2實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。具有對(duì)第1實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成增加了圖5所示的方框608、609，減法運(yùn)算器610、611，而且增加了方框612的構(gòu)成。
減法運(yùn)算器610由圖5所示的功能變形而成，從電壓Vs*減去q軸干涉項(xiàng)ωL Id，再減去校正量ΔVq*，求出q軸電壓指令值Vq*。校正量ΔVq*，在本實(shí)施形態(tài)中對(duì)q軸電流Iq乘以正的常數(shù)Rdump，由方框612生成。
圖8是本實(shí)施形態(tài)中與圖6同樣地示出q軸電流Iq的閉環(huán)方框圖。減法運(yùn)算器610與方框101、612構(gòu)成閉環(huán)，用圖9所示的方框201等效地表示。也就是說(shuō)，當(dāng)與圖6同樣的構(gòu)成時(shí)，其表觀上扼流圈2的電阻成分只是增大了常數(shù)Rdump。
圖10示出本實(shí)施形態(tài)的效果的波特線(xiàn)圖。增益Gc，相位φc，都表示Rdump＝0的情況，增益G1，相位φ1，都表示Rdump＝r的情況，增益G5，相位φ5，都表示Rdump＝5r的情況。表明了在用式(4)近似的諧振頻率ωc近旁的增益上升、相位劇變，可用阻尼電阻的效果來(lái)抑制。
圖11和圖12分別示出第1實(shí)施形態(tài)和第2實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作(Rdump＝5r的情況)的曲線(xiàn)，表示隨著電源電壓的下降、恢復(fù)，電壓與電流的變動(dòng)。表明了第1實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作中振動(dòng)大的兩端電壓Vdc和q軸電流Iq在第2實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作中沒(méi)有振動(dòng)的變化效果。
這樣的效果，一般也可從在用式(5)表示的傳遞函數(shù)F(s)中，使衰減常數(shù)ξ大于1、避免振動(dòng)來(lái)說(shuō)明。
F(s)=ω2s2+2ξωs+ω2---(5)]]>第3實(shí)施形態(tài)圖13示出本實(shí)施形態(tài)中本發(fā)明的第3實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成方框圖。具有對(duì)第1實(shí)施形態(tài)的變流器控制裝置的構(gòu)成增加圖5所示的方框608、609，減法運(yùn)算器610、611，而且增加方框613的構(gòu)成。
方框613是一次導(dǎo)前元件Ts，輸入兩端電壓Vdc，對(duì)其進(jìn)行時(shí)間微分并乘以常數(shù)T，輸出校正量ΔVq*。減法運(yùn)算器610由圖5所示的功能變形而成，從電壓Vs*減去q軸干涉項(xiàng)ωL Id，再減去校正量ΔVq*，求出q軸電壓指令值Vq*。
這樣一來(lái)，圖6被變更為圖14所示的方框圖。本實(shí)施形態(tài)中，表示q軸電流Iq的閉環(huán)方框圖是將圖6的方框607置換為方框202的構(gòu)成。方框202以一次導(dǎo)前系統(tǒng)的傳遞函數(shù)(kinv/√2+Ts)變換兩端電壓Vdc，得到q軸電壓指令值Vq*。這樣，q軸電流Iq的閉環(huán)為一次滯后系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，從而能抑制電流I的振動(dòng)。
圖15示出本實(shí)施形態(tài)的效果的波特線(xiàn)圖，表示圖14所示的方框圖的開(kāi)環(huán)。增益G0，相位φ0，都表示T＝0的情況，增益GT，相位φT都表示T＝1/ωn的情況。ωn是T＝0時(shí)的、開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率，用式(6)示出。這樣通過(guò)使開(kāi)環(huán)的諧振頻率近旁的相位導(dǎo)前，能有效地抑制閉環(huán)中諧振時(shí)的振動(dòng)。

ωn=rRLC---(6)]]>根據(jù)圖15，增益的高頻側(cè)漸近線(xiàn)的傾斜的絕對(duì)值從40dB/十進(jìn)位減少到20dB/十進(jìn)位，ωn處的相位延遲的絕對(duì)值從90度減少到45度，改善到一次滯后系統(tǒng)的傳遞函數(shù)。
圖16示出本實(shí)施形態(tài)的效果的波特線(xiàn)圖，表示圖14所示的方框圖(閉環(huán))。增益Gc，相位φc，都表示T＝0的情況，增益Gn，相位φn都表示T＝1/ωn的情況?？梢?jiàn)在相當(dāng)于第1實(shí)施形態(tài)的閉環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率ωc近旁的增益上升、相位劇變，在第3實(shí)施形態(tài)中(利用該閉環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率的上升)得以緩和。
圖17示出第3實(shí)施形態(tài)的動(dòng)作(T＝1/ωn時(shí))的曲線(xiàn)，表示隨著電源電壓的下降、恢復(fù)，電壓和電流的變動(dòng)。與第2實(shí)施形態(tài)一樣，表示兩端電壓Vdc和q軸電流Iq沒(méi)有振動(dòng)的變化效果。
這樣，在第2實(shí)施形態(tài)和第3實(shí)施形態(tài)中，即使不進(jìn)行基于q軸電流指令值的控制，也能以簡(jiǎn)單的構(gòu)成高速應(yīng)對(duì)負(fù)載的變動(dòng)。
本發(fā)明雖已詳細(xì)說(shuō)明，但上述的說(shuō)明在所有方面都是例示性的，本發(fā)明不限于此。雖未例示，但在不超出本發(fā)明的范圍可設(shè)想出無(wú)數(shù)的變形例。
權(quán)利要求
1.一種變流器的控制方法，其特征在于，是控制具有通過(guò)扼流圈(2)連接到多相交流電源(1)的第1端組(31)、以及連接到平滑電容器(4)的第二端組(32)的脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的方法，檢測(cè)所述平滑電容器的兩端電壓(Vdc)；求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、相位與所述多相交流電源輸出的交流電源電壓(Vs)正交的成分，作為第1相電流(Id)；根據(jù)所述兩端電壓，求出輸入所述脈沖寬度調(diào)制變流器的交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓同相位成分的指令值即第2相電壓指令值(Vq*)；根據(jù)所述第1相電流與作為其指令值的第1相電流指令值(Id*)，求出所述交流輸入電壓的、與所述交流電源電壓的相位正交的相位成分的指令值即第1相電壓指令值(Vd*)；根據(jù)所述第1相電壓指令值及所述第2相電壓指令值，控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器。
2.如權(quán)利要求1所述的變流器的控制方法，其特征在于，設(shè)定所述第1相電流的指令值(Id*)為零。
3.如權(quán)利要求1或2所述的變流器的控制方法，其特征在于，使所述兩端電壓增大第1常數(shù)(kinv/√2)倍，得到所述第2相電壓指令值(Vq*)，所述第1常數(shù)的上限值由流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的最大額定值所限制。
4.如權(quán)利要求2所述的變流器的控制方法，其特征在于，所述第2相電壓指令值(Vq*)減去所述第1相電流(Id)與所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之積(ωL Id)，進(jìn)行校正。
5.如權(quán)利要求4所述的變流器的控制方法，其特征在于，求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、與所述交流電源電壓(Vs)同相位的成分，作為第2相電流(Iq)，所述第2相電壓指令值(Vq*)再減去所述第2相電流乘以正的第2常數(shù)(Rdump)的值(ΔVq*)，進(jìn)行校正。
6.如權(quán)利要求4所述的變流器的控制方法，其特征在于，所述第2相電壓指令值(Vq*)，減去對(duì)所述兩端電壓(Vdc)進(jìn)行微分并乘以第3常數(shù)(T)的值(ΔVq*)，進(jìn)行校正。
7.如權(quán)利要求6所述的變流器的控制方法，其特征在于，所述第3常數(shù)由所述第3常數(shù)為零時(shí)的所述第2相電流(Iq)的控制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率(ωn)的倒數(shù)所選定。
8.一種變流器的控制裝置，其特征在于，是控制具有通過(guò)扼流圈(2)連接到多相交流電源(1)的第1端組(31)、以及連接到平滑電容器(4)的第二端組(32)的脈沖寬度調(diào)制變流器(3)的裝置(6)，具備求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、相位與所述多相交流電源輸出的交流電源電壓(Vs)正交的成分，作為第1相電流(Id)的坐標(biāo)變換部(603)，根據(jù)所述第1相電流與作為其指令值的第1相電流指令值(Id*)，求出輸入到所述脈沖寬度調(diào)制變流器的交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓的相位正交的相位成分的指令值即第1相電壓指令值(Vd*)的電流控制部(604)，以及根據(jù)所述兩端電壓和所述第1相電壓指令值，控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器的脈沖寬度調(diào)制部(605)。
9.如權(quán)利要求8所述的變流器的控制裝置(6)，其特征在于，設(shè)定所述第1相電流的指令值(Id*)為零。
10.如權(quán)利要求8或9所述的變流器的控制裝置，其特征在于，還具備使所述兩端電壓(Vdc)增大第1常數(shù)(kinv/√2)倍，輸出所述交流輸入電壓(Vi)的、與所述交流電源電壓同相位成分的指令值即第2相電壓指令值(Vq*)的第1乘法運(yùn)算部(607)，所述脈沖寬度調(diào)制部(605)根據(jù)所述第1相電壓指令值和所述第2相電壓指令值，控制所述脈沖寬度調(diào)制變流器，所述第1常數(shù)的上限值由流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的最大額定值所限制。
11.如權(quán)利要求10所述的變流器的控制裝置(6)，其特征在于，還具備求出所述第1相電流(Id)與所述扼流圈(2)的阻抗(ωL)之積(ωL Id)的第2乘法運(yùn)算部(607)；以及從所述第2乘法運(yùn)算部的輸出減去所述第1乘法運(yùn)算部的輸出，進(jìn)行校正的第1減法運(yùn)算部(610)。
12.如權(quán)利要求11所述的變流器的控制裝置(6)，其特征在于，還具備求出流過(guò)所述多相交流電源的電流(I)的、與所述交流電源電壓(Vs)同相位的成分，作為所述坐標(biāo)變換部(603)中第2相電流(Iq)，求出所述第2相電流與正的第2常數(shù)(Rdump)之積(ΔVq*)的第3乘法運(yùn)算部(612)，所述第1減法運(yùn)算部(610)還從所述第3乘法運(yùn)算部的輸出減去所述第1乘法運(yùn)算部的輸出，進(jìn)行校正。
13.如權(quán)利要求11所述的變流器的控制裝置(6)，其特征在于，還具備求出對(duì)所述兩端電壓(Vdc)進(jìn)行微分并乘以第3常數(shù)(T)的值(ΔVq*)的微分部(613)，所述第1減法運(yùn)算部(610)還從所述微分部的輸出減去所述第1乘法部的輸出，進(jìn)行校正。
14.如權(quán)利要求13所述的變流器的控制裝置(6)，其特征在于，所述第3常數(shù)由所述第3常數(shù)為零時(shí)的所述第2相電流(Iq)的控制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的諧振頻率(ωn)的倒數(shù)所選定。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種變流器的控制方法和變流器的控制裝置，可不必另設(shè)為檢測(cè)電源電壓波峰值的結(jié)構(gòu)，根據(jù)電源電壓的變動(dòng)控制整流后的電壓。用正比于平滑電容器(4)的兩端電壓(V
文檔編號(hào)H02M7/12GK101036285SQ20058003441
公開(kāi)日2007年9月12日 申請(qǐng)日期2005年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月14日
發(fā)明者榊原憲一, 阿卜杜拉·梅基 申請(qǐng)人:大金工業(yè)株式會(huì)社