專利名稱：用于控制對直流計算機部件的電力輸送的系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明可適用于對需要低電壓和大電流的各種電路供電。而且，其提供快速改變電流的能力。具體地說，其適用于微處理器和類似電路，尤其是當這些電路需要小于2伏的電壓并且計劃進一步使用小于1伏的電壓時適用。
補償轉換器布局當前正用于對微處理器供電。對于一個2.5伏、13安培需求，300kHz的開關頻率是不足的。為了滿足實質(zhì)的階越負載變化，需要一個大輸出電容。當微處理器電壓需求下降到1.0伏、50安培時，現(xiàn)有技術布局變得更加不適用。隨著電壓下降(伴隨著差動電壓容限下降)2.5倍和電流增加4倍，現(xiàn)在需要更大的輸出電容器來維持所需的階越響應。但是，把這樣一個大電容器設置在靠近微處理器連接的位置正變得越來越困難或者不可能。而且，這種方法的成本隨著電壓的下降而增加。該問題的一個解決方法是增加電壓調(diào)整組件的頻率。但是，當這種結構中的頻率增加時，其波形的非諧振邊沿造成了諸如FET輸出電容轉換等問題并且防礙開關頻率增加到超過約1兆赫。隨著微處理器和其他低電壓電子器件的研發(fā)，對其提供合適的電源日益困難，使得上述情況越來越嚴重。本發(fā)明提供了滿足這種需要的電源。其允許更高的頻率并且可以處理更高的電流。
隨著微處理器和其他低電壓電子器件的研發(fā)，對其提供合適的電源日益困難，使得上述情況越來越嚴重。
如上所述，本發(fā)明具體涉及對計算機系統(tǒng)供電。其中可以產(chǎn)生開關模式DC為該系統(tǒng)的內(nèi)部部件供電。這在微處理器具有更高的要求和功率變化的一些新型設計中有特殊應用。它還涉及為低電壓大電流電子設備供電的領域。盡管如上所述，本發(fā)明適用于計算領域，并且也是在此范圍內(nèi)提出了以下說明，但是應當理解其他的實施例決不僅僅局限于計算領域，它們還可應用于多種吸收電功率的功率吸收負載突然改變其功率吸收特性的各種情況(也就是說，其阻抗可能會發(fā)生急劇變化)。如果可以對這些負載進行物理分離以便在功率承載導體的動態(tài)阻抗上的電壓降是加在這些負載上的電壓的一個重要部分時，上面這些實施例也可以適用。它們還日益適用于設計折衷方案造成工作電壓穩(wěn)定降低的情況。這些情況可能會在電信、雷達系統(tǒng)、車輛電源系統(tǒng)等等以及計算系統(tǒng)中出現(xiàn)。另外，DC/AC轉換器本身也會應用于其他更廣闊的范圍內(nèi)。
背景最近幾年計算系統(tǒng)的結構經(jīng)歷了巨大的變化，這主要是由于微型計算機從最初工作速度為幾百千赫茲的四位芯片發(fā)展為現(xiàn)代工作速度為幾百兆赫茲的32位和64位的微處理器。隨著芯片設計者追求越來越高的工作速度，與散熱相關的問題就會出現(xiàn)。也就是說，隨著電路速度的增加，其內(nèi)部邏輯開關對其各自周圍電容的放電速度也必須更快。因為存儲在電容中的能量是固定的(在給定的電壓下)，隨著速度的增加，必須在開關中散去的能量會以每秒相當多的次數(shù)堆積于開關處。因為每秒的能量被定義為功率，因此開關中損失的功率會直接隨頻率而增加。
從另一方面來說，電容中存儲的能量隨電壓的平方增加，因此以二伏的電壓充電的電容器所存儲的能量只有以三伏的電壓充電的相同的電容器所存儲的能量的44％。因此，設計的工作電壓為二伏的微型計算機在以相同的速度工作時比工作電壓為三伏的相同的微處理器要散去的功率少得多。因此，存在降低微處理器工作電壓的趨勢。
與較高的工作電壓相比，其他的因素也會使得微處理器在較低的電壓下工作時會顯示出較低的最大速度。也就是說，如果電路以全速工作，若只是降低該電路的電壓，那么電路的工作就會不正常，它的速度(“時鐘速度”)也將不得不降低。如果要保持全速性能并且依然在較低的電壓下工作，那么就必須對電路進行重新設計使其具有更小的物理尺寸。同樣隨著電路尺寸的減小，層的厚度也會減小，這樣就需要降低工作電壓來保持足夠的余度以防止設備中絕緣氧化層被擊穿。在過去的幾年中，這些步驟確定了微處理器設計的進程。因此以為其產(chǎn)品尋求最大速度為目的的主要的微處理器設計者花費了相當大的努力權衡下列因素-越高速度的芯片越值錢；-越高速度的芯片必須散去更多的熱量；-散熱存在限制；-在給定的速度下較低的電壓會減少所產(chǎn)生的熱；-在給定的電壓下越小的設備會工作的越快。
當然，除了上面這些因素外還存在很多很多重要的需綜合考慮的因素，但是上面的這些因素給出了與當前發(fā)明的相同的方面的基本要素。這些因素的結果是使得微處理器設計者能夠設計出在更低電壓下工作的產(chǎn)品。早期的產(chǎn)品是在五伏的電壓下工作；后來降低為3.3，3.0，2.7，2.3，在本文寫作時主要的產(chǎn)品是在2.0伏的電壓下工作。將來工作電壓還會進一步降低，預計未來產(chǎn)品的工作電壓將會為1.8，1.5，1.3，1.0甚至低于一伏，最終可能達到0.4伏。
與此同時，放熱方面的進展預計可以使處理器在越來越高的散熱水平工作。早期的芯片散熱大概1瓦特；當前的產(chǎn)品在散熱30瓦特的水平上工作，未來的散熱結構會散去多達100瓦特的處理器功率。因為所散去的功率與工作電壓的平方成正比，即便放熱能力提高了，但是在更低的工作電壓下工作的趨勢仍然存在。
所有這些都是由下面這個基本的因素推動的芯片速度越高越值錢。因此設計者會利用各種方法來增加芯片的速度，這樣就使得芯片的尺寸越來越小，電壓越來越低，功率越來越大。對于給定的功率來說，隨著電壓的降低，電流會增加，因為功率等于電壓乘以電流。如果與此同時，放熱方面的改進允許更高的功率，電流還可以增加的更多。這意味著電流會上升很快。早期的芯片只使用一安培饋電電流中的一小部分工作，當前的結構所使用的電流高達15-50安培，未來的結構可能會使用多達100安培或更高的電流。
隨著處理器速度的增加，它們的供電要求也會增加。當處理器處于空閑時，它只使用很小的電流，然后重要事件發(fā)生(例如存儲元件中一組關鍵數(shù)據(jù)抵達或外部事件中的信號抵達)，這會使得處理器突然開始快速計算。處理器所使用的電流也會產(chǎn)生急劇變化，這會具有嚴重的電力后果。
電感可用于測量磁場中的能量存儲。所有的帶電導體都會與當前的磁場相關聯(lián)，這代表了能量存儲。本技術領域內(nèi)的工作者已經(jīng)熟知磁場中存儲的能量為磁場平方的體積積分的一半。因為磁場與導體中的電流線性相關，因此便顯示出帶電導體所存儲的能量與電流平方的一半成比例，比例因子稱為該導體的電感。系統(tǒng)中存儲的能量由電流源提供，并且對于給定的電源而言，所提供能量的速率也有限制，這意味著所存儲的能量要在一定時間內(nèi)才能逐步形成。因此能量存儲機構的存在自然地減慢了電路速度，因為能量必須在電流逐步形成之前以一定速率產(chǎn)生并進入磁場。
有效電壓，電感，導體中電流的變化速率由下面的公式聯(lián)系起來，該公式對于本技術領域內(nèi)的技術人員都是眾所周知的V＝L×I/t(yī)，其中L為導體的電感，I/t(yī)為導體中電流的變化速率。
此公式指出，要在電源系統(tǒng)的負載中產(chǎn)生給定的電流變化所需要的電壓會隨該變化的時標減小而增加，還會隨與該負載相連的電感的增加而增加。隨著微處理器速度的增加，時標的減小，以及有效電壓的減小，此公式要求電感成比例減小。
通常，在為半導體器件供電時，不需要考慮該器件連接的電感，但是對于現(xiàn)代電子設備特別是微處理器，這些因素將需要迫切注意降低連接的電感。例如，在本技術發(fā)展的當前狀態(tài)，微處理器是在二伏的電壓下工作，可以容許其電源線的瞬時電壓占7％左右也就是140毫伏。同樣的微處理器要求其電源電流的變化速率為至少1/3或甚至幾乎1安培每納秒，或3×108或109安培每秒。上面的公式表明在這兩種電流增加速率情況下140皮亨(1.4×10-10H)和1/2毫微亨(5×10-10H)的電感將會產(chǎn)生140毫伏的壓降。把這些數(shù)字的比例更正確一些表示出來就是，在自由空間長度為1英寸的導線的電感大約為20毫微亨，或20,000皮亨。由于可以通過并聯(lián)重復的連接降低連接的電感，如果要用約1厘米長的導體產(chǎn)生電感為140皮亨的連接，將需要20根并聯(lián)的導體，而要產(chǎn)生具有1/2毫微亨的電感的連接將需要大約100根并聯(lián)的導體。
上面的討論表明低電壓電源必須在物理上與微處理器靠近，而且還表明它在物理上要很小。雖然可能會建議使用電容器在導體中電流增加所要求的延遲間隔內(nèi)來提供能量，但是電容器連接的內(nèi)磁感應強度普遍會嚴重限制這種方法。因此，系統(tǒng)設計者面臨著把電源放置的與處理器非常近以確保處理器電源在電流快速變化的情況下足夠穩(wěn)定。這種要求隨著電壓進一步降低，電流進一步增加而變得愈加嚴重，因為前者降低了所允許的瞬態(tài)大小，后者則增加了電流變化的潛在速率。兩種因素都會降低所許可的連接電感。這使得設計者要使用具有低電感連接的更小的電容器，因為電容器越小其存儲的能量就會越少，這便推動電源系統(tǒng)向更高頻率的方向發(fā)展，但這會增加成本和降低效率。
前面的說明并不局限于計算機中實際的中央微處理器。現(xiàn)代計算機的其他元件，例如存儲器管理電路，圖形顯示器，高速輸入輸出電路和其他此類的輔助電路在速度方面也以中央處理單元幾乎一樣的速度增加，因此同樣的考慮也適用。
很多現(xiàn)代電子電路包括計算機是由開關模式電源轉換系統(tǒng)進行供電的。這種系統(tǒng)通過運行一個或多個開關把公用線路的輸入電源轉換為電子電路所要求的電壓和電流。在低功率商業(yè)和用戶電子設備如臺式個人電腦中，所輸入的電源是以交流電壓的方式提供的，該電壓在美國通常為115伏，在世界的其他大部分地方為220伏。交變頻率根據(jù)位置的不同為50或60赫茲。必須把這種公用電源轉換為低電壓穩(wěn)定(直)電流，或DC，并調(diào)整為僅有百分之幾以便作為電子電路所可以使用的電源。執(zhí)行這種轉換的設備被稱之為“電源”。盡管有可能使用簡單的變壓器、整流器和線性調(diào)節(jié)器制造低電壓調(diào)節(jié)直流電源，但是這些部件將會很龐大而笨重并且效率差。在這些應用中，最好能夠減少重量和體積，僅對此一個原因而言這種方法就是不合適的。另外線性調(diào)節(jié)器的效率差也是不能接受的。效率被定義為輸出功率與輸入功率之比，效率低表明在器件中產(chǎn)生了熱，并且必須傳輸?shù)江h(huán)境中去以保持器件冷卻。效率越低，需要傳輸?shù)臒峋驮蕉啵@本身就是要找到一種替換方法的原因。
由于這些原因，實際上所有的現(xiàn)代電子電路都是由開關模式轉換系統(tǒng)供電的。這些系統(tǒng)通常以如下方式工作。首先由整流器把輸入的公用電源轉換為未調(diào)整的直流電。然后由電子開關把整流后的直流電轉換為更高的頻率，通常為幾百千赫茲。再之后用合適的變壓器把這種更高頻率的電源轉換為適當?shù)碾妷弘娖?；這種變壓器還可提供安全原因所要求的與公用電源的隔離。然后把所隔離的更高頻率的功率進行再次整流，濾波為電子設備可以使用的穩(wěn)定直流電。輸出電壓的調(diào)整通常是通過控制電子開關的導通周期來完成的。這樣所得到的電源轉換單元比以前的尺寸要小，重量要輕，因為變壓器和輸出濾波器的尺寸和重量與在基本公用電源頻率之上頻率的增加是成比例減小的。所有這些在現(xiàn)有技術中都是眾所周知的。
在一個復雜的電子系統(tǒng)中，可能會需要各種電壓。例如，在計算機系統(tǒng)中，外設(例如磁盤驅(qū)動器)可能需要+12伏的電壓，一些邏輯電路可能需要+5伏的電壓，輸入/輸出電路可能另外需要-12伏的電壓，存儲器接口和通常的邏輯電路可能需要3.3伏的電壓，中央微處理器可能需要2伏的電壓。標準的發(fā)展使得中央電源(該器件直接與公用電源連接)可以提供±12和+5伏的電壓，更低的電壓可以通過與需要這些低電壓的電路相靠近的稱為電壓調(diào)節(jié)組件或VRM的附加電路從+5伏的電源線得到。這些附加電路再次把+5伏的供電轉換為高頻交流電源，通過控制交流電源的周期改變電壓，并再次重新整流為更低電壓的直流電。
盡管使用了開關模式技術，但最后總的系統(tǒng)仍然很復雜并且效率也不是很高。在普通的200瓦的計算機系統(tǒng)中，4瓦在對公用線路進行最初的整流時損失掉，在電子開關處損失掉8瓦，在變壓器中損失掉2.5瓦，在輸出整流和濾波時損失掉20瓦，在中央電源和電子設備插件板之間的連接處損失掉4瓦。因此有38.5瓦的功率損失在更高電壓電子負載所使用的轉換過程中。在低電壓轉換過程來可能遭受實質(zhì)的附加損失。一個通?？梢园?0安培+5伏電壓轉換為微處理器所使用的25安培+2伏電壓的50瓦的電壓調(diào)整組件，本身在每次交流轉換和變壓過程中會有1瓦的損失，在最后的整流和濾波過程中有10瓦的損失。其他一些電壓調(diào)整組件也會有幾乎同樣大的功率損失，這樣對于整個系統(tǒng)而言所造成的功率損失大約為所使用功率的1/3。一些效率特別低的方法顯示其效率會低達50％，這便要求輸入功率電路要使用兩倍于實際最終電路所要求的功率，并且還要求電子設備中所散發(fā)的熱量(必須用風扇除去)兩倍于實際工作電路理論上所需要散發(fā)的熱量。
該系統(tǒng)經(jīng)過數(shù)年的發(fā)展對于很多當前的應用而言已經(jīng)不再是最好的了，但是由于產(chǎn)業(yè)慣性和保持這種中央電源產(chǎn)生的電壓和電流的產(chǎn)業(yè)標準所能感受到的利益的原因而仍然存在。
對微處理器產(chǎn)業(yè)中當前趨勢進行分析可以清楚的顯示當前的系統(tǒng)對于未來而言將不能滿足要求。這些趨勢顯示關鍵部件例如核心微處理器的電流在穩(wěn)步增加，并且在將來還會繼續(xù)增加。同時，工作電壓在穩(wěn)步降低，隨之下降的為絕對項形式的電源電壓的容許公差。最后，處理器電流的變化率(電流轉換速率)也增加的很快，這預示著在不遠的將來還會有實際的額外增加。所有這些因素都與當前的技術相沖突，要求將來采用更新的方法。據(jù)可靠估計，當前的供電以及其他的技術所持續(xù)的時間將不會超過下一代微處理器的時間，并且因為設計者當前正研制下一代之后的微處理器，可以說這些設計者正研發(fā)一種不能用當前使用的技術進行供電的微處理器。
現(xiàn)有技術中所存在的另一個問題是使用了方波電子轉換技術。這種技術，即脈寬調(diào)制(PWM)會生成上升邊非常陡峭的開關電壓波形。這些邊會產(chǎn)生高頻的功率分量，并傳導或輻射給相鄰的電路，干擾它們正常的運行。這些高頻功率分量還可能會傳導或輻射給其他的電子設備如廣播或電視接收器并干擾它們正常的運行。這些高頻功率分量的存在要求認真設計電源系統(tǒng)的封裝以使其他電路與高頻功率分量屏蔽開來，并且還要安裝昂貴而復雜的濾波器以防止這些高頻分量從電源封裝的輸入和輸出引線上傳導出來。因此所需要的就是一個電源轉換系統(tǒng)，它要允許把小型高效率的電壓調(diào)整組件放置在靠近功率消耗點處，該電源轉換系統(tǒng)總體速度很快，并且其本身要效率高，而且成本至少要與它所替代的現(xiàn)有技術一樣低。
發(fā)明公開因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種存儲能量的設備，該設備的電感連接比現(xiàn)有技術所能達到的更低。本發(fā)明的另一個目的是提供一種能夠在低電壓大電流狀態(tài)下工作的能源，該能源不需要放置在與電子負載很靠近的地方。類似地，本發(fā)明的再一個目的是提供一種低電壓源，該低電壓源即使在電流高速變化時也可保持被供電負載上的電壓。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種把公用電源轉換為高頻交流電源的設備，以便以比現(xiàn)有的技術所能達到的效率更高的效率來進行有效配電。本發(fā)明的再一個目的是提供一種把高頻交流電源轉換為現(xiàn)有和未來的電子設備所要求的低直流電壓和高直流電流，轉換的效率比使用當前技術所能夠達到的效率要高。本發(fā)明的再一個目的是保持很大負載條件范圍內(nèi)的效率。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種高頻電源，它的尺寸比現(xiàn)有技術要小。類似地，本發(fā)明的再一個目的是提供一種低電壓大電流的電源，它的尺寸比現(xiàn)有技術中的要小，以便可以放置在與電子負載很近的地方。
本發(fā)明的再一個目的實現(xiàn)對電源輸出電壓的更近的控制，即使是極短時間間隔內(nèi)。也就是說，目的是使供電更容易或提供一種電源以便其不需要這么寬的帶寬并且對負載中的變化只作出小的瞬時響應。因此目的也就是提供一種能夠?qū)ω撦d中的變化作出更好的瞬時響應的系統(tǒng)。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種電源轉換系統(tǒng)，它可以存儲比現(xiàn)有技術所要求的更少的能量。
另外，本發(fā)明的再一個目的是提供一種電源轉換系統(tǒng)，它的制造成本比現(xiàn)有技術的低。
還有一個目的是解決與使用方波電子轉換技術相關的問題。本發(fā)明的另一個目的是通過降低電源系統(tǒng)中電流的增加速率和電壓的下降速率來降低電源系統(tǒng)與被供電的電子設備之間，以及與被供電電子設備附近的其他設備之間可能的干擾。類似地，另一個目的是在電源轉換電路中提供使用平滑變化波形的電源。
本發(fā)明一個實施例的目的是提供一種電源，該電源除了滿足前面所述的目的外，還可以在恒定頻率下工作，或者通過其他實施例，可以適應可變頻率。
本發(fā)明的另一個基本方面是對變壓器漏電感肯定使用方面的潛力。在DC輸出電壓要求降低時這是必要的。
本發(fā)明的另一個好處涉及到電源的特性。通過合并一些或全部這些部件，有可能實現(xiàn)遠程供電。通過使輸出電容只包括微處理器管腳上所必需的旁路電容，為微處理器系統(tǒng)饋電的電路實質(zhì)上具有電感性輸出。
下面將披露本發(fā)明的幾個特征，把它們放在一起或單獨考慮都可以使電源轉換頻率得以增加以提供低存能量存儲量方法，滿足下一代低電壓要求中的高di/dt要求。因此，其他的目的包括提供一種為低電壓，大電流和高di/dt要求的電子設備提供電源的電路和方法；提供充分高的電源轉換頻率；提供一種允許有一定合理數(shù)量的變壓器漏電感和開關設備電容的電路；提供一種電路或方法，由此同步整流器(SR)總是在設備的0電壓時開關，允許高頻運行；提供一種電路或方法，由此對SR的控制信號以非損耗的方式操作，允許HF操作；通過HF操作提供一種尺寸減小的輸出電容。
因此，在一個實施例中，本發(fā)明的目標是一種能量存儲系統(tǒng)，通過降低電子連接周圍的磁場和存儲在其中的磁能，它可以存儲更多的能量并被放置在離被供電的電子設備物理上更遠的地方，由此產(chǎn)生更快速響應的存儲和供電介質(zhì)。降低磁場，從而降低電感使得電子設備可以高速工作，所增加的能量存儲使得供電系統(tǒng)可以低速工作。這種供電系統(tǒng)頻率的降低也實現(xiàn)了只有使用高頻電源系統(tǒng)才能得到的低成本。
類似地，在另一個實施例中本發(fā)明的目標是一種電源轉換系統(tǒng)，通過把高頻交流電源分布在負載附近的位置并在消耗功率的位置執(zhí)行從交流到直流的單一轉換，該系統(tǒng)去掉了很多現(xiàn)有技術中使用的部件。特別地，本發(fā)明在執(zhí)行后面的把交流電轉換為直流電并解決與把高壓交流電源轉換為很低的直流電壓相關的問題時都具有很好的調(diào)整和瞬時響應。
去除現(xiàn)有技術方法中很多多余的部件不僅通過去除功率損失部件而增加了效率，而且也因為從系統(tǒng)中去除了這些部件的成本而減少了總體的成本。頻率的降低也增加了供電系統(tǒng)的效率，這是因為在高頻狀態(tài)，開關損耗會很重要，可能會等于或超過所有其他損耗。通過降低能量存儲部件和被供電的電子設備之間的導體周圍的磁場體積的方法，本發(fā)明通過為長度不受限制的能量存儲部件提供一個低電感連接實現(xiàn)了很多目的。
在另一個實施例中，本發(fā)明分配了高頻平滑變化或平緩的正弦波形，對于給定的頻率這種波形顯示出較低速的電壓變化，比另一種可供選擇的交流方式如方波或梯形波分布的變化率要低得多。分配正弦交流電壓而不象現(xiàn)有技術所經(jīng)常作的那樣分配直流電壓不但簡化了中央電源系統(tǒng)，而且極大地簡化了電壓調(diào)整組件，這樣便降低了成本提高了效率。這種方法還極大地降低了電源系統(tǒng)與附近電路之間的干擾，簡化了設計，降低了避免沿輸電線傳導的干擾所使用的線路濾波器的成本。同樣，分配低直流電壓(例如5伏)與使用中壓交變分配水平(例如30伏的rms)(但觸摸起來是安全的)相比在配電線和連接器中會造成較高的損耗。
附圖簡述

圖1-1顯示了現(xiàn)有技術中傳統(tǒng)計算機的電力輸送系統(tǒng)。
圖1-2更詳細地顯示了現(xiàn)有技術中的計算機電力輸送系統(tǒng)。
圖1-3顯示了現(xiàn)有技術的計算機電力輸送系統(tǒng)中可被本發(fā)明刪去的部分。
圖1-4顯示了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的計算機電力輸送系統(tǒng)。
圖1-5顯示了本發(fā)明電源轉換部件的一個實施例。
圖1-6顯示了本發(fā)明電源轉換部件的另一個實施例。
圖1-7為根據(jù)本發(fā)明的開關驅(qū)動的詳圖。
圖1-8顯示了本發(fā)明的整流器電路。
圖1-9顯示了一個實施例中輸出電壓隨電容值的變化而變化的情況。
圖1-10和1-11顯示了作為負載電阻函數(shù)的負載兩端電壓的兩種變化。
圖1-12顯示了另一個帶有兩個開關結構和各種通用部件的實施例。
圖1-13和1-14分別為高低兩個不同負載的各個位置處的電壓波形圖。
圖2-1顯示了現(xiàn)有技術中的一個傳統(tǒng)補償轉換器。
圖2-2顯示了圖2-1中補償轉換器中心處的波形。
圖2-3顯示了一個根據(jù)本發(fā)明的變壓器和整流器部分的實施例。
圖2-4顯示了圖2-3的電路中各個位置處可能存在的電壓波形。
圖2-5顯示了根據(jù)本發(fā)明用于SR的一個柵驅(qū)動實施例。
圖2-6顯示了用于對帶有單一開關設計的初級側進行電壓控制的電路。
圖2-7顯示了作為FET上的控制輸入電壓的函數(shù)的漏-源電壓族。
圖2-8顯示了用于對帶有雙開關設計的初級側進行電壓控制的電路。
圖2-9a，b，c&d顯示了根據(jù)本發(fā)明的各個同步整流電路。
圖2-10顯示了應用于現(xiàn)有技術中微處理器系統(tǒng)的塊電容器和旁路電容器的排列。
圖2-11顯示了使用單開關控制部件的本發(fā)明一個總體的優(yōu)選實施例。
圖2-12顯示了使用雙開關控制部件的本發(fā)明一個總體的優(yōu)選實施例。
圖2-13顯示了本設計的重要方面的一個總體優(yōu)選實施例。
圖2-14顯示了使用用于初級側調(diào)整的可變電容器的電壓調(diào)整組件設計的另一個優(yōu)選實施例。
圖2-15是一個史密斯園圖，顯示了用于本發(fā)明一個設計的VRM輸入阻抗對負載電流百分比的范圍。
發(fā)明實現(xiàn)方式很容易理解，本發(fā)明的基本原理可以多種方法來實施。這些原理既涉及到過程或方法還涉及到用于實現(xiàn)這些過程和方法的設備。另外，盡管披露了一些專門的電路，但是應當理解，它們不僅可以實現(xiàn)某些方法，而且還可以以很多方式來改變。重要一點，對于所有的上述內(nèi)容，應當理解它們應包含在所披露的內(nèi)容中。
在現(xiàn)有技術中，中央電源提供幾種標準電壓供電子設備使用。參照圖1-1，公用電源101，通常為50或60赫茲的110或220伏額定交流電源，由電源106轉換為標準直流電壓，通常為±12和+5伏。這些電壓由跨線引出電源，跨線本身形成一種配電系統(tǒng)107，在一個或多個連接器108處終止。這些標準電壓可直接用于為大多數(shù)輸入/輸出電路140和外設144如硬盤、軟盤，光盤驅(qū)動器供電。如前所述，隨著中央處理單元(CPU)芯片141技術的進步，這種芯片的工作電壓穩(wěn)步降低以適應芯片越來越高的運行速度。處理器速度的增加最終會要求存儲用于CPU的指令和數(shù)據(jù)的動態(tài)隨機存取存儲器(DRAM)芯片143速度的增加，這樣這些DRAM芯片的工作電壓也要降低。同樣，并不需要所有管理輸入/輸出功能特別是管理數(shù)據(jù)在CPU，存儲器和外部設備之間流動的邏輯電路都集成在CPU芯片上。這些管理功能，再加上內(nèi)務處理功能(例如時鐘產(chǎn)生)，中斷請求處理等等都可以由“芯片組”來處理，在圖1-1中芯片組顯示為邏輯管理電路145。這些電路的速度都會穩(wěn)定增加，并具有對應需要的降低的工作電壓。
因此標準電壓太高而不適于為CPU 141，存儲器143和管理電路145供電。如圖1-1所示，這些設備都需要不同的電壓，所標出的實際電壓只是具有一定的代表性。這些不同的電壓分別都可以由各個電壓調(diào)整組件112(VRM)產(chǎn)生，電壓調(diào)整組件把電源106所提供的電壓降低到被供電的電路所需要的電壓。
總的來看，把功率傳輸?shù)诫娐坟撦d如CPU 141的現(xiàn)有技術過程涉及到電源106，配電系統(tǒng)107和連接器108內(nèi)的所有電源處理以及VRM單元112內(nèi)部的電源處理。整個過程如圖1-2所示。中央電源106，也叫做“銀箱”，使用帶有處理部件102，103，104和105的開關模式技術。電壓調(diào)整組件(VRM)也使用開關模式技術。應該理解，所提供的討論對二者都適用。因此，應該理解，在一個環(huán)境中討論的各種特征適用于另一個環(huán)境。為了初步理解的目的，僅針對銀箱設計進行討論，應理解，公用電源101進入銀箱并由整流器設備或AC/DC轉換器102轉換為未調(diào)整的直流電源。然后由逆變器103(也稱為DC/AC轉換器)把所生成的直流電源再轉換為高頻交流電源。把高頻交流電以公共電源101的電壓電平進行連接。安全因素要求與公共電源101隔離，由于所要求的輸出電壓比公共電源101的低很多，所以還需要降壓。這兩個功能都是由變壓器104完成的。然后由整流器和濾波設備105把上面所形成的隔離的低電壓交流電整流為一個或多個直流電輸出，并由配電線107和連接器108分配給電路負載。如前所述，專門的標準電壓±12和+5伏必須由VRM設備112轉換為CPU 141，存儲器143和管理邏輯電路145可以使用的低電壓。來自電源106的標準直流電壓(通常為+5伏)由DC/AC轉換器109再次轉換為交流電，然后由變壓器110轉換為低電壓，再由AC/DC設備111再整流為適當?shù)牡碗妷骸?br> 隨著傳輸給電路負載的電源電壓的下降，電流增加，又因為CPU 141的速度增加，電源系統(tǒng)也必須能夠處理越來越大的電流變化率。如上所述，這需要電源，對CPU 141(和其他低電壓電路)而言為VRM 112，與電路負載很靠近。盡管對于近期設計而言電流的變化率可以通過電容能量存儲來處理，但對于未來要求更低電壓和更大電流的設計而言，VRM設備112必須要特別小，以便可以把它放置在靠近電路負載的地方，VRM設備還必須能在很高頻率的狀態(tài)下工作，這樣便不需要存儲大量的能量。要求低能量存儲是基于以下兩個事實沒有物理空間來放置更大的存儲設備，沒有用于它們的更高內(nèi)磁感應強度的容限。因此便出現(xiàn)一個要求VRM 112的頻率必須增加的條件。
另外，圖1-2表明至少有兩個多余的部件可以去除。確定的分配直流電的原則需要整流器和濾波器105，把電壓降低到更低水平要求通過逆變器109把直流電再轉換為交流電。其中的一個顯然是多余的。
通過去除部件105和109并選擇分配交流電而不是直流電便使得有了降低成本的可能性。當然，交流電的改善如果需要也可以在混合系統(tǒng)中使用現(xiàn)有的傳統(tǒng)直流引線進行配置。但是，返回到改進措施，如前所述，逆變器109的頻率必須增加并且還將繼續(xù)增加，這便要求在簡化的系統(tǒng)中逆變器103的頻率也必須增加到足夠的水平以適應系統(tǒng)的未來需要。圖1-3顯示了這些多余的部件。
另一項冗余大體上在變壓器104和110之間，但是希望在配電系統(tǒng)107中提供隔離的電源規(guī)定了變壓器104的使用，并且不同負載的不同電壓需求也要求各個VRM使用變壓器110。假定這些部件都保持原地，那么高頻交流配電的使用便產(chǎn)生了一個如圖1-4所示的系統(tǒng)。這樣便有一個實施例專門用于簡化的VRM。這樣的布置還允許電源部件位于電氣遠離的位置(例如，一些使用現(xiàn)有技術時引線電感開始起作用的位置)。
在圖1-4中，中央電源147通過AC/DC轉換器146把公共電源101轉換為直流電源。然后由DC/AC轉換器113把直流電源轉換為高頻正弦電源。然后再把正弦電源(或者可能是“實質(zhì)上”或“近似”的正弦電源，這可能由一個非理想的逆變器之類產(chǎn)生)分配到使用電源的位置，在這些位置處，高頻VRM 118把正弦電源轉換為電路負載如CPU 141，輸入/輸出電路140，邏輯管理電路145和存儲器143所需要的低電壓大電流電源。在該方法中，要求VRM不僅要用在前面所述的低電壓電路上，還要用于外設144，因為這些設備所要求的直流電源(可能為+12伏)不是由中央電源106提供的。(注在該方法中中央電源106可能只提供正弦高頻交流電源)。高頻變壓器114提供電隔離并可以把從恒定電壓正弦DC/AC轉換器113來的電壓轉換為認為可安全觸摸的水平。
有可能會組織一種為全體負載提供恒定電流或為全體負載提供恒定電壓的配電系統(tǒng)。計算機系統(tǒng)以及其他具有需要多個電壓的負載的復雜電子系統(tǒng)的結構更適于后面這種方法。也就是說，希望所分配的交流電壓的幅度維持得在任何輸出負載變化下非常接近恒定，即使是在微秒時標內(nèi)。因此，它可以適應可變負載，即一種可在幾種水平內(nèi)變化的負載，而這種負載將會在給現(xiàn)有技術的布置中提供的電源內(nèi)引起變化。保持所分配的交流電壓的總諧波失真(THD)足夠低以降低電磁干擾(EMI)也是很重要的。但是，應當注意，本發(fā)明經(jīng)修改也可以提供恒定電流。也就是說，如本技術領域內(nèi)的普通技術人員很容易就可以理解的那樣，有可能修改上述電路以便把恒定電流傳輸給其阻值從額定值改變到一個短路電路的負載，以用于恒定電流應用。
可以把轉換器113設計成能提供具有低THD的恒定輸出電壓，獨立于負載。此處所介紹的一些實施例依賴于轉換器146所提供的恒定輸入直流電壓。當然作為選擇也可以通過轉換器113內(nèi)部的反饋來生成這種恒定分配電壓，這樣就不需要來自轉換器146的恒定輸入電壓了。后一種方法-通過反饋生成恒定電壓-要求反饋系統(tǒng)有很高的帶寬(高速)以維持輸出電壓在任何輸出負載變化情況下非常接近恒定值，即使是在納秒時標內(nèi)。這種反饋方法會很難并很昂貴，本發(fā)明致力于由電路的內(nèi)部操作而不是反饋來實現(xiàn)從轉換器113來的恒定電壓。這一點很重要因為它可以滿足有快速能量要求的系統(tǒng)的需要，例如快速電流要求至少0.2安培每納秒，至少0.5安培每納秒，至少1安培每納秒，至少3安培每納秒，至少10安培每納秒，甚至至少30安培每納秒或更多。另外它的重要性還在于它能對在以下時間內(nèi)環(huán)境中的變化作出迅速響應，例如-小于約一個“尼奎斯特頻率”周期(例如，尼奎斯特速率，對于反饋型系統(tǒng)而言它是事件采樣或傳輸發(fā)生的最大理論速率)，-小于約2.5個尼奎斯特頻率周期，-小于約5個尼奎斯特頻率周期，-小于約10個尼奎斯特頻率周期，-小于約兩個所述交流電源輸出周期，-小于約四個所述交流電源輸出周期，
-小于約200納秒，-小于約500納秒，-小于約1000納秒，-小于約2000納秒。
圖1-5顯示了完成轉換器113功能的恒定電壓高頻電源的一個實施例。此處直流電源119是從轉換器146來的恒定電壓的電路表示，負載128代表與配電系統(tǒng)115相連的負載的集合(包括連接器18和配電系統(tǒng)115的作用)。來自電源119的電壓由電感器120轉換為恒定電流，并且在開關為ON時由開關122分流，或在開關為OFF時允許進入網(wǎng)絡148，網(wǎng)絡148包括與開關122并聯(lián)的部件。這樣網(wǎng)絡便起到響應網(wǎng)絡的作用，也就是說，在開關的轉換之后起作用。當開關122為ON時，開關122上的電壓大約等于0，當開關122為OFF時則取決于網(wǎng)絡148的響應。這種響應波形或“開關電壓波形”經(jīng)網(wǎng)絡148變換形成負載128兩端的電壓。結果是，至少在負載128的電導的額定范圍內(nèi)，有可能選擇部件123，124，125，126和127的值以便在開關122為ON的時段的開始開關電壓為0，獨立于負載128的電導值。這可以通過下面的方式來完成。如果負載128的電導很小(輕載)，小電流就將流入電感127，它的值不會強烈影響開關122中的波形。然后就要選擇部件123，124，125和126的值使得在開關122開始導通時穿過它的波形大約為0或一個所希望的恒定值。對完成此目的的方法的詳細描述在美國專利3,919,656和5,187,580中可以找到。一旦這一步完成，負載128的電導就可以變?yōu)樽畲箢~定值，選擇電感127的值時要能夠把開關122的ON時段的開始時它兩端的電壓值返回為第一步驟中選擇的值。這種算法將會形成這樣一種電路，它使得在開關122的ON時段的開始開關電壓波形的值在所定義的額定范圍內(nèi)幾乎獨立于負載128的電導值。還得到一種電路，它使得開關電壓波形的形狀在負載128的電導范圍內(nèi)最小地變化。部件123，124，125，126和127所形成的網(wǎng)絡的一個重要功能是形成了一個負載128中的正弦波形。因為這是一個線性無源網(wǎng)絡，也就是一個不包括有源元件(包括但不局限于如引導二極管，普通二極管，其他有源元件或類似元件)的網(wǎng)絡或沒有某些類型的反饋元件(這種元件能夠感知到一種狀態(tài)，然后經(jīng)延遲判決型結果對此狀態(tài)作出響應)的網(wǎng)絡，如果開關電壓波形的形狀并沒有以任何實質(zhì)方式發(fā)生變化，特別是如果開關電壓波形的主要頻率分量(在工作頻率時波形的傅立葉分量)沒有發(fā)生實質(zhì)性變化，對于這種電路而言，負載128中的正弦電壓的值也將不會發(fā)生實質(zhì)性變化。因此，以這種方式選擇元件123，124，125，126和127的值便會在負載128中形成穩(wěn)定不變的高頻純正弦電壓，它獨立于負載128的電導值，這樣便完成了為配電系統(tǒng)提供恒定電壓的目的。應當注意，對此網(wǎng)絡進行操作而生成恒定輸出電壓的速度是很快的，負載128的電導在其整個額定范圍內(nèi)的任何突然變化都可以在幾個操作周期內(nèi)得以校正。這比通常的反饋方法作出同樣的校正要快得多，因此可用以提供一種快速動作網(wǎng)絡，也就是一種不需要遭受反饋型系統(tǒng)中存在的延遲的網(wǎng)絡。
本發(fā)明的一個獨特的特點在于其在整個負載范圍從額定負載到開路電路，或從額定負載到短路電路范圍內(nèi)的高效率。(本領域內(nèi)的技術人員應當理解，達到與另一種方法相反的一種方法的方式只是很簡單地涉及到以1/4波長來改變交流配電系統(tǒng)。)這主要是由于上面所描述的恒定開關波形的結果而出現(xiàn)的。因為電壓波形在負載范圍內(nèi)變化很小，因此電路中的開關損耗是不受負載變化影響的。還應當注意到，本發(fā)明的所有優(yōu)點是在不需改變工作頻率的情況下獲得的。因此可以獲得很高的效率如至少大約80％，至少大約85％，至少大約90％，至少大約95％，至少大約98％，甚至至少大約99％或更高。
利用了單個或多個開關和一個以恒定頻率工作的簡單電路，這種電路可以在以很高速度變化的負載兩端(或者并不是嚴格地在負載兩端，更普通一些是“負載作出響應”因此也包括直接或非直接響應)提供一種恒定電壓正弦輸出，同時保持整個負載范圍上的高效率，因此這種電路是本發(fā)明在電源轉換領域內(nèi)獨特的一個方面。
本發(fā)明另一個獨特的特點在于驅(qū)動開關122的方法。如前面所指出的那樣，效率在這些應用中很重要，我們不希望在任何地方浪費能量，包括用于驅(qū)動開關122的電路。高頻開關如場效應晶體管(FETs)的特性在于它們具有大的輸入電容。以方波形式改變柵極端子電壓的電路首先必須把電容充電到高于開關122的柵閾值電壓的電壓，導通FET，并在此過程中把能量存儲在該電容中。然后必須把電容放電到低于開關122的柵閾值電壓的電壓，在此過程中吸收存儲在柵電容中的能量。在此過程中所失去的能量等于柵電容中存儲的能量乘以工作頻率，這是一個相當大的數(shù)字。在本發(fā)明中是通過肯定使用開關122的柵電容，因此把電路協(xié)調(diào)到柵或電容來避免這種能量損失的。也就是說，在本發(fā)明中在開關122是ON的時間段內(nèi)柵電容所存儲的能量存儲在開關122是OFF的時間段內(nèi)系統(tǒng)的另一個元件中，這樣在下一個循環(huán)這些能量就可以使柵極電壓返回到高于閾值電壓，用于下一個ON時段。這一點可以通過用串聯(lián)或并聯(lián)電感器調(diào)諧柵電容(或系統(tǒng)的有效電容)來實現(xiàn)。可以對整個系統(tǒng)進行調(diào)諧使其與開關的輸出頻率和輸出電容相協(xié)調(diào)。參照圖1-7，F(xiàn)ET開關122被顯示為帶有顯式柵電容138的一個內(nèi)部開關設備139。根據(jù)本發(fā)明，柵驅(qū)動電路121包括串聯(lián)連接的電感器136(或著如虛線另選連接137所示并聯(lián))，對其進行選擇時，要使得電感器136或137的電抗等于工作頻率時電容器138的電抗。以此方式，柵系統(tǒng)中的能量就可以從柵電容138傳輸?shù)诫姼衅?36(或其另選137)，并在每個循環(huán)后返回，只有電感器和柵電阻中無法避免的損失才需要在每次循環(huán)中進行再生。
在這樣一種系統(tǒng)中，柵電壓實質(zhì)上是正弦波。對于本領域內(nèi)的技術人員來說，很明顯系統(tǒng)的占空度(也就是整個周期內(nèi)開關122為ON所占的分數(shù))是由正弦周期中高于開關122閾值電壓的部分所決定的。另一點很明顯的是，盡管開關122的占空度可能由正弦信號的幅度控制，但是這種方法也限制了占空度的可用范圍，并且可能會造成比所希望的變換時間更長(也就是，在整個周期中開關122從ON狀態(tài)轉變到OFF狀態(tài)所占的分數(shù))，這種情況會增加開關122的損失，并由此降低系統(tǒng)的效率。為此原因，本發(fā)明中開關122的驅(qū)動波形可以劃分為一個交流部分149和一個直流部分150，開關122占空度的變化可以通過改變開關122驅(qū)動波形中交流和直流分量的相對幅度來控制。
另一種生成恒定電壓高頻電源的方法如圖1-6所示。此處直流電源119是從轉換器146來的恒定電壓的電路表示，負載128代表與配電系統(tǒng)115相連的負載群(包括連接器108和配電系統(tǒng)115的作用)。開關122在電源119兩端與電感器129串聯(lián)。電感器129上的電壓由變壓器131改變加在由元件132，133，134和135構成的網(wǎng)絡上。該網(wǎng)絡產(chǎn)生加在負載128上的輸出電壓，負載128還是代表與配電系統(tǒng)115相連的負載群(包括連接器108和配電系統(tǒng)115的作用)。如果適當選擇這些電路元件的值，那么輸出電壓將會獨立于負載128額定范圍內(nèi)的電導值。為了能形成這種獨立性，如下選擇各元件的值就足夠了，下面是一個例子與變壓器131的磁化電感并聯(lián)的電感器129的電抗等于與在工作頻率的開關122的附加輸出電容并聯(lián)的電容器130的電抗，與變壓器131的漏電感串聯(lián)的電感器132的電抗等于在工作頻率的電容器133的電抗，電感器134的電抗等于在工作頻率的電容器35的電抗。以此方式選擇電路元件的值會在負載128中形成穩(wěn)定不變的高頻純正弦電壓，它獨立于負載128的電導值，這樣便完成了為配電系統(tǒng)提供恒定電壓的目的。
如果最小負載電導不太接近于0，由電感器134和電容135形成并聯(lián)諧振電路的必要性就降低了。也就是說，由元件134和135所構成的網(wǎng)絡具有為發(fā)生器提供最小負載的功能，以便在負載128被去除或降低到非常低的值時輸出波形可以保持為正弦波形。如果應用本發(fā)明的系統(tǒng)不出現(xiàn)可以到低值的負載變化或者如果對于輕負載而言不存在低THD的要求，那么由元件134和135構成的網(wǎng)絡就可以省去。作為另一種選擇，如果不要求最高效率，由元件134和135構成的網(wǎng)絡也可以縮減為只有一個元件，該元件可以是一個電感器或者也可以是一個電容器。
通常通過肯定使用變壓器131的磁化電感還可以省去電感器129。類似地，通過肯定使用變壓器131的漏電感還可以省去電感器132。這通?？梢砸员绢I域內(nèi)技術人員所熟知的方式通過修改變壓器131的結構來完成。
如前所述，要獲得高效率，肯定使用開關122的柵電容是很重要的，上面參照圖1-7所做出的所有論述也適用于圖1-6的實施例。
如前所述，參照圖1-4，把與AC/DC元件146一起工作的轉換器113設計為能夠提供具有低THD的恒定高頻交流輸出電壓，并獨立于負載。VRM118必須把這種來自電源設備147的高頻交流電轉換為電路145，141和143可以使用的低壓大電流直流電。圖1-8顯示了根據(jù)本發(fā)明完成這種轉換的VRM的整流器部分的一個實施例。由電源設備147來的輸入交流電在整流過程之前還可以進行進一步處理以提高它的穩(wěn)定性，圖1-4沒有顯示出這種進一步的處理。這種處理的結果形成了輸入到圖1-8中的虛線框所示的整流器電路178的穩(wěn)定調(diào)制交流電177。
整流器電路178包括變壓器179，179實際上會展現(xiàn)出由其初級繞組和次級繞組之間的不良偶合而導致的漏電感。這種漏電感通?？梢员硎緸榕c變壓器的初級繞組或次級繞組相串聯(lián)的電感。在圖1-8中，它由電感器180代表，180因此可以不是電路中的實際部件，而只是實際變壓器179的部分電路表示。應當注意，如果由于某種原因變壓器179的自然漏電感比所希望的小，就會在其次級繞組(或初級繞組)上串聯(lián)一個附加電感以增加其自然漏電感，這一點本領域內(nèi)的技術人員都能夠理解。為此目的，應把電感器180考慮成變壓器179的自然漏電感和為了某種目的而加入的任何附加分立電感的總和。
二極管83對變壓器179的交流輸出進行整流，濾波電感器184和濾波電容器185生成微處理器或其他電子負載186所消耗的穩(wěn)定直流輸出。對于小的輸出電壓，二極管183上的電壓降與輸出電壓相比會很大，就會造成效率損失。因此，可以用場效應晶體管(FET)開關代替二極管183，這種場效應晶體管開關可以加工的只有很小的電壓降。在這種情況下，F(xiàn)ET器件需要一個驅(qū)動信號以確定它們的導通時間，完成此種功能的電路在圖1-8中未予顯示。
隨著降低輸出電壓而出現(xiàn)的第二個問題是變壓器179的本征漏電感。這種電感再加上其他電路電感可用電感器180表示，它起到增加整體電路的輸出阻抗的一個串聯(lián)阻抗的作用。也就是說，在電感器180的電抗和負載阻抗186之間存在一個自然分壓，如果輸出電壓相對于負載186電阻的變化要保持不變，就需要一個增加的輸入電壓作為補償。這種分壓導致輸出電壓是負載186電阻的一個強函數(shù)，換句話說就是電路的輸出阻抗與負載186的電阻相比并不小。
圖1-8所示的二極管183只要其正極上的電壓相對于其負極而言為正，理想上都能導通，當電壓為相反的極性時不導通。這也就是所謂的零電壓開關或ZVS，因為從導通狀態(tài)到非導通狀態(tài)的開關點或轉變出現(xiàn)在波形的零電壓點。在ZVS操作FET器件是一個優(yōu)點，因為降低了能量損失，這是因為設備不必釋放與開關并聯(lián)的輸出電容或電容器182中存儲的能量。隨著通過負載186的輸出電流的增加，開關產(chǎn)生ZVS的定時也必須變化，這會使FET驅(qū)動電路更復雜。在對下面的圖進行描述時，我們?nèi)约俣ㄩ_關在ZVS條件下工作，或者使用一個真正的二極管。
圖1-9顯示了輸出電壓是怎樣隨與二極管183并聯(lián)的電容182的值變化的。這些曲線是在工作頻率3.39MHz下繪出的。由圖1-9可以看出，隨著電容182的值增加，輸出電壓(負載電阻186上的電壓)先是開始增加，但是隨著電容182的值進一步增加，負載電阻186上的電壓開始下降。因此，電容182有一個能獲得最高電壓傳遞函數(shù)的最佳值。在圖1-9中顯示了兩個曲線，曲線187中電感180的值是40nH，曲線188中電感180的值是20nH。曲線187顯示出輸出電壓的峰值發(fā)生在大約為27nF的電容值182，曲線188顯示出峰值發(fā)生在大約86nF的電容值182。注意到，這不是一個相差2的因數(shù)(86/27＞3)，而如果電容器182和電感器180的值滿足諧振條件就會是這種情況，因為這兩個曲線是用于一個相差2的因數(shù)的電感器180的值。這意味著最大輸出的條件與在振蕩器177的輸入功率頻率狀態(tài)下諧振的條件不同。兩個電容器180可以用與變壓器179的次級繞組并聯(lián)位置的單個電容器181和電感器180替換，結果是相同的，盡管在此情況下二極管183中的電流不同了。
圖1-10和圖1-11顯示了作為負載電阻186函數(shù)的負載電阻186上的電壓。這些曲線的斜率是電路178的輸出阻抗的量度。也就是說，如果斜率為0，輸出阻抗便為0，電路表現(xiàn)出沒有反饋的“自然調(diào)節(jié)”。圖1-10中的曲線189和圖1-11中的曲線192顯示當電容182的值等于使負載電阻186的電壓達到峰值的值時，就可以得到不需要反饋就接近于0的斜率。也就是說，適當?shù)剡x擇與電感180相關的電容182的值，負載電阻器186上的電壓就會相對獨立于負載電阻器186的實際電阻-輸出為“自然調(diào)節(jié)”。可以看出無反饋的“自然調(diào)節(jié)”的優(yōu)點在于不需要等待反饋系統(tǒng)通過與參考值比較發(fā)現(xiàn)輸出電壓的變化進而改變電路內(nèi)部的某些參數(shù)。在上述條件下，輸出電壓保持恒定并在工作頻率的一兩個周期內(nèi)保持不變，與穩(wěn)定反饋系統(tǒng)相比這一兩個周期很短。
已經(jīng)描述了這樣一種系統(tǒng)它可以無需反饋而在很大的負載電阻范圍內(nèi)產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出電壓，即使是在負載電阻變化很快的條件下。對于能夠容許圖中所示輸出中變化的系統(tǒng)，不需要反饋。對于在負載變化的條件下需要嚴密控制輸出電壓的系統(tǒng)，可以加入反饋，需要注意的是本發(fā)明的講授降低了對反饋系統(tǒng)部分的動作要求，允許使用更簡單，更迅速，成本更低的反饋電路。
如前所述，可以以各種方式來實施電路以達到本發(fā)明的總體目標。例如，參照圖1-12，作為電路設計的另一個例子，通常，該電路也可以理解。它可以是各種更常見的元件的組合。首先，它可以有一個恒定輸出元件，例如恒定輸出電壓元件161。在這種電路中，恒定輸出元件用于保持某些輸出參數(shù)為常數(shù)，而不用管可變負載所引起的各種變化。本領域的技術人員很容易就可以理解到，所保持不變的參數(shù)可以從各種各樣的參數(shù)中進行選擇，包括但并不局限于如-一個實質(zhì)上恒定的開關電壓輸出，該電壓輸出在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)實質(zhì)上保持恒定，-一個實質(zhì)上恒定的負載電壓輸入，該電壓輸入在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)實質(zhì)上保持恒定，-一個實質(zhì)上恒定的開關電壓傅立葉變換，該變換在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)實質(zhì)上保持恒定，-一個實質(zhì)上恒定的開關電壓輸出波形，該電壓輸出波形在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)實質(zhì)上保持恒定，-一個實質(zhì)上恒定的開關電壓轉變端點，該轉變端點在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)實質(zhì)上保持恒定，-上述每個項目的所有排列組合。
在所示的結構中，這種恒定輸出電壓元件161包括電感器L1和電容器C5，可以以基本工作頻率對其進行調(diào)諧實現(xiàn)串聯(lián)諧振；電感器L2和電容器C6，可以以基本工作頻率對其進行調(diào)諧實現(xiàn)并聯(lián)諧振；電容器C7和C8，形成具有低AC阻抗的半電源，這對于半橋結構而言是很普通的，R5代表被供電的負載。當然，根據(jù)這些基本原理，本領域內(nèi)的技術人員很容易理解，也可以對其他設計進行構造以實現(xiàn)這個基本目標。
第二，系統(tǒng)可以包括恒定軌跡元件如恒定軌跡元件162。在這種電路中，恒定軌跡元件用于保持響應波形(或者甚至波形中的傅立葉分量)實質(zhì)上恒定，而不用管可變負載所引起的各種變化。在所示結構中，這種恒定軌跡元件162包括與半電源(顯示為C7和C8)相連的電感器L4。它在開關T1或開關T2導通轉變時(反之亦然)提供恒定電流，這里二極管D2和電容器C2是開關T1的附件，二極管D3和電容器C4是開關T2的附件?？梢园阉３值能壽E保持為代表電壓對時間的連續(xù)二階導數(shù)。如此處所述，還可以對設計進行構造以實現(xiàn)一個恒定端點。該端點可以為0也可以不為0，例如在某些設計中希望有一個非零的端點。這種類型的設計可以包括如下值0伏，比二極管導通電平還要小的電壓，小于5％的所述開關直流電源電壓的電壓，小于10％的所述開關直流電源電壓的電壓，小于20％的所述開關直流電源電壓的電壓，小于50％的所述開關直流電源電壓的電壓，每種電壓都在所述可變負載所實際存在的所有水平內(nèi)恒定。無論如何，恒定結果(軌跡，端點或其他)都是很重要的，因為開關導通時刻的電壓或避免打開體二極管的導通是至關重要的。根據(jù)這些基本原理，本領域內(nèi)的技術人員很容易理解，也可以對其他設計進行構造以實現(xiàn)這些基本目標。這樣設計就可以提供一種網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡實質(zhì)上獨立于負載，并且提供一個實質(zhì)上固定的軌跡響應。而且，任何部件的任何非線性傳遞特性如許多開關的可變電抗器電容特性，變壓器的非線性傳遞特性等等都可以由網(wǎng)絡肯定地利用以得到最佳結果。
第三，電路還可以包括能量保持元件，如能量保持電路163。在該特征中，能量保持電路163用于保持所需能量不變，而不用管可變負載所引起的各種變化。在所示結構中，能量保持電路163包括一個與電感器L2并聯(lián)的電容器C6，L2與C6又與所示負載R5并聯(lián)。這種元件可用于提供如前所述負載的所有快速能量要求。同樣，象以前一樣也可以構造其他設計來達到這個基本目標。
第四，電路還可以包括某種類型的穩(wěn)定器元件，如所示的穩(wěn)定器元件164。這種穩(wěn)定器元件164根據(jù)美國專利NO.5,747,935所述的原理用于吸收非基本頻率內(nèi)的能量，上述專利被包括在參考文獻中，轉讓給本發(fā)明的受讓人。
最后，電路還可以包括一個自動偏置網(wǎng)絡如所示的用于每個開關的直接偏置變換元件165。在這種結構中，這些網(wǎng)絡可以包括某些類型的帶有導通控制元件如二極管167的分壓器166。此處，分壓器166使用兩個電阻器R1和R2，它們的阻值可以相等，都有一個最大阻值如1k歐姆。這種元件提供與AC驅(qū)動幅度成比例的負偏置。結果是形成了一個獨立于驅(qū)動幅度的的導通時間段。這樣就在任何一個開關都不處于導通狀態(tài)時，提供一個恒定空載時間(響應時間)。同樣根據(jù)這些基本原理，本領域內(nèi)的技術人員很容易理解，也可以對其他設計進行構造以實現(xiàn)這個基本目標。
如圖1-13和1-14所示，可以看出根據(jù)本發(fā)明的適當構造的系統(tǒng)是如何具有上述恒定特征的。曲線1-4顯示了如下的波形1-開關T1和T2之間的結的電壓；2-負載R5兩端的輸出電壓；3-通過L1的電流；4-通過L4的電流。
通過比較兩圖之間所示的相同網(wǎng)絡的高負載和低負載的情況，可以注意到幾個結果。它們包括恒定輸出電壓(A)，恒定端點(B和B′)，恒定軌跡(C和C′)，恒定響應時間段(D和D′)，零電壓開關(B和B′)，轉變過程(E)中的恒定的零負載電流事件，所有這些結果即便在網(wǎng)絡中L1中的電流(F和F′)顯示出的高度變化的電源和負載電流情況下也可得到。本領域內(nèi)的技術人員很容易理解，也可注意到其他的特征。
如前所述，補償轉換器布局(如圖2-1所示)目前正被用來為微處理器(尤其是電壓調(diào)整組件)提供電源。對于2.5伏，13安培的需求而言，300千赫茲的開關頻率變得不夠。為了滿足實質(zhì)的階躍負載的變化，需要一個3mF(毫法)的輸出電容301。隨著微處理器的電壓要求降為1.0伏、50安培，現(xiàn)有技術結構變得更不合適。隨著電壓降低(以及相應的差分電壓容差的下降)了2.5倍，電流增大了4倍，需要一個30mF的輸出電容來維持所需的階躍響應。但是，要在微處理器連接處的附近安裝一個如此巨大的電容是相當困難或不可能的。而且，隨著電壓的降低，這種方法的成本提高了。另一種可能就是提高頻率。圖2-2所示的電壓波形302是補償轉換器的典型波形。但是，當頻率以這種方式增大時，這種波形的非諧振邊緣會造成一些問題，如場效應晶體管(FET)輸出電容的變換，從而阻礙了將開關頻率增大到約1兆赫以上。隨著微處理器和其它低壓電子元件這些很難提供合適電源的負載的發(fā)展，這種情況變得越來越嚴重。本發(fā)明能夠達到所需的更高頻率和電流。它能承受至少比300千赫更高，至少比500千赫、1兆赫、3兆赫、10兆赫更高的頻率，甚至至少比30兆赫和30兆赫以上更高的頻率，并且能設計成可以處理大于約15安培的電流，大于20安培，大于50安培，甚至大于100安培和以上的電流。
在一個實施例中，本發(fā)明的一個方面就是利用一個變壓器和一個同步整流器，把一個將直流轉換成直流的電路改變成一個將交流轉換成直流的電路。在這種方法中，變壓器很有用，因為變壓器有可能把分配給轉換器輸入端的大電流消除。大電流次級繞組可以物理地接近負載。圖2-3展示了實現(xiàn)該目的的電路。利用所介紹的發(fā)明，可以從本質(zhì)上提高能量轉換頻率，由此使得輸出電容303保持較小值，并被安裝在靠近給定負載如微處理器的相連處。事實上，還可以達到更高的轉換頻率，這樣輸出電容能從本質(zhì)上有所減小。對于1.0伏，50安培的需求而言，根據(jù)負載的需求，本發(fā)明的輸出電容303為500微法或更低。事實上，利用本發(fā)明，可以實現(xiàn)這樣的設計，這個設計提供了一個網(wǎng)絡，這個網(wǎng)絡具有一個有效電容(這將對本發(fā)明的應用或設計的電路產(chǎn)生積極的作用)，這個有效電容小于約10毫法，小于約3毫法，小于約1毫法，小于約0.5毫法，甚至小于約0.3毫法。
這種顯著的改進可以通過單獨或同時結合一些元件來實現(xiàn)。本發(fā)明的一個主要目的就是消除與頻率相關的限制。因此，消除任何電容的被迫電壓變換會很重要。同步整流器(SR)裝置304可以是一個具有附加漏-源電容305的場效應晶體管(FET)。當其兩端的電壓為0時，這種同步整流器能總是變換到導通狀態(tài)。
圖2-3展示了一種用來提供低電壓大電流的整流部分的優(yōu)選實施例。元件LT 306(總的串聯(lián)電感)被定義為任何其它與變壓器串聯(lián)的電感(初級繞組的電感被換算到次級繞組的電感)和變壓器漏電感的總和。元件CT(總的并聯(lián)電容)被定義為每個同步整流器307的任何外部并聯(lián)電容(Csc)以及任何與變壓器的次級繞組308并聯(lián)的電容(Cp)和同步整流器的附加電容305(Coss)的總和。
在優(yōu)化該電路時需要考慮一些參數(shù)。如果被供電的負載有可能具有高的電流變化速率(di/dt)，或如果負載電流可能是一個階躍上升或下降函數(shù)，需要考慮以下參數(shù)·工作的基頻，·變壓器的匝數(shù)比·LT·CT·同步整流器的導通角(CA)·同步整流器的相位延遲(PD)輸出電感LF和電容CF可能很重要，但對本發(fā)明的正常運行的直接影響可能較小。
還需要考慮的是導通角和效率之間的基本關系。在現(xiàn)有技術和實踐中，精心選擇了同步整流器的導通角，使其小于或等于180度(也就是說，沒有同步整流器的導通重疊)，以免變壓器的次級繞組發(fā)生短路。這種通常的誤解來源于低頻假設。根據(jù)本發(fā)明，不但允許導通角大于180度，而且大于180度的導通角為電路運行提供了一個基本優(yōu)點。在300度或更高范圍內(nèi)的導通角被清楚地展示。通過正確選擇LT，CT，相位角(PA)以及導通角(CA)，可以獲得如圖2-4所示的同步整流器304的漏極波形。利用這些條件，就可實現(xiàn)同步整流器的電流均方根(RMS)與輸出電流的低比值。已經(jīng)達到了小于1.3∶1的比值。
作為一般性比較，圖2-4中的波形與現(xiàn)有技術得到的圖2-2中的波形相比。它們都具有低占空度的特點，但很清楚，在圖2-4中，同步整流器的開關發(fā)生在零電壓時，并且理想地無損耗。
漏電感和交疊導通角變壓器的漏電感是提供低電壓、大電流、高頻率電源的一個基本限制因素。它包括一個與變壓器串聯(lián)的電感，并且一直限制了轉換頻率。
在現(xiàn)有技術中，有多種解決漏電感問題的方法。由Schlecht，Lee和Bowman申請的三項涉及直流到直流轉換器的專利就包含了解決漏電感問題的方法。在由Schlecht等申請的美國專利US#4,788,634中，通過使漏電感最小化來解決漏電感問題。正如該專利所述“希望與諧振電感相比[在這種情況下，指的是變壓器初級繞組電感]，將漏電感限制在小到可以忽略不計的值以內(nèi)，使得單向傳導元件和可控開關都具有零電壓開關轉變。”在Lee等申請的美國專利US#4,785,387和Bowman申請的美國專利US#4,605,999中，變壓器漏電感被用于一個諧振頻率與基頻相當或略高于基頻的電路。這個諧振電路的目的就是要實現(xiàn)初級開關和整流器的零電壓開關。但是，本發(fā)明介紹了以并非以基頻諧振的方式對漏電感加以應用。
本發(fā)明的一個基本方面就是一個可以允許更大漏電感的電路布局和工作級別。這一優(yōu)勢可以通過在SR中選擇一個高的導通角來實現(xiàn)。事實上，對于一些應用而言，導通角甚至超過了300度也是有價值的。隨著輸出電壓需求的減小和電流需求的增大，這將導致導通角還將增大。由于所需的條件之一——同步整流器的零電壓開關(ZVS)——得以滿足，大導通角、總電感和總電容的設定可同時完成。這就使得可以在高頻下運行，或者在給定頻率下伴隨著高漏電感運行。這樣把高頻工作和/或更高的漏電感承受能力結合在一起是該設計的一個基本優(yōu)點，并且可能是在微處理器電源需求變得更加難以滿足時成為一個必要優(yōu)點。
一個附加方面是關于總電容-選擇把電容器放置在變壓器308兩端或SR 307兩端會改變通過SR的電流波形，但是不會顯著影響電壓波形。當電容器在變壓器兩端時，使得電流波形更象一個方波，當電容器在SR兩端時，它更象一個準正弦。本領域技術人員可以在一定程度上理解，這種差別可以具有顯著的分支。
SR上的高電壓整流器電路設計中的一個一般原理是使整流器設備兩端的反向電壓壓力最小。依據(jù)濾波器輸入的類型，峰值反向電壓通常在一個從等于DC輸出電壓到1.4倍輸出電壓(或者在罕見情況下，2倍DC輸出電壓)的范圍內(nèi)。
高導通角的一個結果是整流器設備兩端的顯著高電壓。例如，在此處公開的電路值中，輸出電壓是1.8伏，而整流器設備兩端的電壓是15伏?；诒绢I域技術人員可以理解的各種原因，一直以來，這種類型的電路性能被認為是不好的?？赡苓@就是為什么至今沒有公開這種有價值的電路的一個原因。
但是，在非導通狀態(tài)期間具有SR兩端的附加高電壓的高導通角有一個優(yōu)點是，在導通狀態(tài)期間通過SR的低RMS電流，并且它是一個允許大變壓器漏電感的條件。這種電路理想地適用于低電壓大電流需求。另外，它非常適合這樣的負載該負載由于高頻工作和輸出電容中的能量存儲較低而具有大電流變化速率(di/dt)。因為已經(jīng)發(fā)現(xiàn)SR的更高電壓需要并不困難。根據(jù)現(xiàn)有的電流生成技術，將SR的OFF狀態(tài)電壓限制在小于20V似乎意義不大。
柵驅(qū)動下一個要介紹的電路如圖2-5所示，是一個柵驅(qū)動電路，該電路的電源來自于交流輸入，并且該電路只采用無源元件。SR的柵驅(qū)動幾乎也是無損耗的。這一切使得成本低廉，并且可以預見其性能。這對于更高頻的工作也是很重要的。
而且還有可能增加一個直流或低頻偏置以便在不同的負載條件下提供調(diào)整或提高效率。在圖2-5中，標有偏置輸入(BIAS INPUT)的點就是一個用于控制輸入的注入點的例子。在該輸入的電壓變化具有能改變SR的導通角而不影響延遲角(DELAY ANGLE)的效果(圖2-4)。
SR的正確的導通相位角由柵驅(qū)動來確定。參看圖2-4，標有延遲角(DELAY ANGLE)的角可以通過使用象圖2-5中L1、R1、R2和C1、C2這樣的元件來獲得。電感L1包括了柵驅(qū)動變壓器漏電感。
實現(xiàn)這些原理的柵驅(qū)動可以有多種變化。本發(fā)明的柵驅(qū)動與現(xiàn)有技術形成了對比，現(xiàn)有技術中柵驅(qū)動來自一個直流源并且包括定時電路和開關裝置。
SR的調(diào)整還可能通過改變SR的導通角(CA)來控制和/或調(diào)整輸出電壓。再次參看圖2-3，結合用虛線表示的電容器Cin 309。
為了給被控制的輸出電路選擇適當?shù)闹?，首先考察當SR的導通角達到360度時的情況。此時的直流輸出為零。Cin 309的阻抗現(xiàn)在應該與LT的值相匹配(通過匝數(shù)比的平方將LT轉換成初級繞組)，形成一個并聯(lián)的基頻諧振電路。正如現(xiàn)在所能看見的，交流輸入只由一個在理想狀態(tài)下?lián)p耗為零的并聯(lián)諧振電路加載。
導通角從360度開始減少直至達到先前的滿負荷條件有一個連續(xù)區(qū)域。通過正確地選擇電路參數(shù)，在整個調(diào)節(jié)范圍內(nèi)都可保持ZVS開關。ZVS的一個重要要求就是要提供導通時間和交流輸入之間的恒定相位關系。在一階分析中，唯一需要的控制輸入如圖2-5所示。
參量調(diào)整另一種調(diào)節(jié)或控制輸出的方法可以是使用參量元件，如一個可變電抗器電容，或一個可飽和電感器，來改變輸出電壓。這可能包括調(diào)諧該電路，使其對給定元件的敏感度最大，然后改變它。該設計類型的另一種方法就是以一個具有電壓源特性的基本傳遞函數(shù)為開端。然后通過略微改變一個或多個可變元件使輸出保持恒定。
對于一些負載要求，這種控制方法可能是最簡單或具有最高性價比的方法。尤其是對不具備大電流變化速率(di/dt)的負載或所需的電壓不太低的負載而言，參量調(diào)整可能是理想的方法。
這種控制方法可能具有對于變化負載的不良響應時間和不良輸入調(diào)節(jié)的缺點。另一個缺點就是對部件容限的內(nèi)在敏感性增加。由圖2-4可見，導通角很大。通常，最佳導通角隨輸出電壓降低而增大。采用參量調(diào)節(jié)的后果之一就是輸出電壓對實際電路值越來越敏感，而相應的管理也就可能變得很難。如果部件的敏感性變得不可控制，更適宜的是優(yōu)化電路中的整流部分，使其只用于整流，并且調(diào)整或控制變壓器的初級側，此處的阻抗更高。在初級側上，設計和部件值可能更易于管理。當然，也可以使用線性部件，例如線性可變電容器，線性可變電感器，或甚至是線性可變電阻器(應該理解，電阻器不可能是優(yōu)選部件，因為它們會導致?lián)p失)。
在初級側的調(diào)整(通過一個單端開關)圖2-6顯示一個位于變壓器初級繞組側的簡化了的串聯(lián)開關。這種電路設計可用于改變變壓器輸入端的交流電壓，因此可作為一種潛在的調(diào)節(jié)直流輸出的方法。例如，C1 310可與整流器電路中的任何殘余電感部件諧振。C2311可能在基頻具有低阻抗。Q1 312的占空度可以被控制以改變輸入整流器電路的交流電壓。相位延遲313(L1，R1和C4)可以選擇為使得在導通開始時，Q1 312兩端的電壓基本為零。而且，Q1的柵驅(qū)動可以設成與前文所述的同步整流器的柵驅(qū)動相似的方式。交流輸入315可以作為電源，電壓被減小并通過延遲電路313被傳送至該柵。與驅(qū)動信號串聯(lián)可以是一個控制輸入314。通過將這兩個電壓相加，導通角可在0度到360度之間變化。
導通角可以由控制輸入來設定，而相位關系可以從交流輸入315獲得。通過正確地選擇電路元件和延遲時間，Q1 312在其兩端電壓為零時可以一直被轉換為導通狀態(tài)。這樣傳輸給整流器電路的交流電壓就可從幾乎為零變化到滿負荷，同時還保持無損耗狀態(tài)。圖2-7顯示Q1 312兩端電壓(場效應晶體管開關的Vds)隨控制輸入變化的一組波形。標有316的波形伴隨著一個導致短導通時間的低偏置出現(xiàn)。這種條件提供最小輸出。標有320的波形伴隨著較高偏置輸入出現(xiàn)，并與一個較大的導通角相對應，提供的是最大輸出。所有參數(shù)的同時優(yōu)化也是可能的。
在初級繞組側的調(diào)整(通過一個雙開關)圖2-8和圖2-12展示了在變壓器的初級繞組側調(diào)整的其它結構。該電路可以使用兩個以180度異相工作的開關323。它們可以操作以便從在電容321和串聯(lián)變壓器320的漏電感322之間的串聯(lián)諧振離開。這種情況在兩個開關都合閘時發(fā)生。這就使初級繞組電感短路并且只留下已經(jīng)提及的串聯(lián)諧振。這種狀況可以為整流器電路提供最大的交流電壓。
當兩個開關都斷開時會發(fā)生第二種情況。在這種條件下，電容324(其中包括開關附加電容)可以在串聯(lián)開關變壓器的兩端串聯(lián)。還可能在變壓器325的兩端只使用一個電容或二者的組合。這個總電容可以與變壓器的磁化電感諧振。這就會產(chǎn)生一個與主變壓器的初級繞組串聯(lián)的并聯(lián)諧振電路，并有可能導致提供給整流器電路的交流電壓最小。
隨導通角的變化可能會出現(xiàn)第三種的正常情況。通過提供的數(shù)值，該電路可以在具有ZVS的整個導通范圍內(nèi)工作。
自然調(diào)整如果正確地選擇總電感，總電容和輸出濾波電感的某些值的話，會出現(xiàn)一種新的現(xiàn)象。直流輸出電壓能夠相對獨立于負載電流。沒有任何可變元件或反饋時可能會發(fā)生這種情況。
實例選擇所有的電路參量值可能是一項繁雜的工作。以下的實例是一個通用整流器，它被優(yōu)化后可以為一個在1.8V、20A下工作的微處理器提供電源。采用圖2-3所示的電路，以下的參量值或許是合適的
頻率＝3.3MHz匝數(shù)比＝5∶1輸入電壓＝30VACLT＝30nHCT＝10nFCin＝2nFL1和L2＝100nHCo＝500μFSR1和SR2＝3ea.FDS6880導通角＝266度延遲角＝24度圖2-5展示了SR柵驅(qū)動的一個實施例；它由從交流輸入獲得的正弦信號加上一個控制信號組成。而且，從交流輸入獲得的信號可以有一個高效最佳延遲。該電路通過利用柵變壓器漏電感和柵電容從交流輸出中過濾掉諧波，可以產(chǎn)生一種純凈的交流電壓。該電路還可以利用R1，R2，C1和C2(其中包括附加柵-源電容)的組合，以及電感器L1產(chǎn)生延遲。
輸出陷波如圖2-5所示，為一個有價值的濾波元件。C3和L1可以組成一個按基頻的兩倍諧振的并聯(lián)電路。這種并聯(lián)陷波具有以下一些優(yōu)點1.1)只針對最大的脈動分量2)能量存儲很少，能進行快速回路控制3)大量減少了輸出電容器的連接的交流電流分量。如果該電路為一個微處理器提供電源，可以精確地安裝一個電容C4，以便使微處理器的電感最小化。在此情況下，并聯(lián)陷波可以使從電路的其余部分到Cout的連接的“熱導”問題最小化。
布局變化
圖2-9A，B，C和D展示了用來實現(xiàn)本發(fā)明的不同布局。在每幅圖中標出了總電感和總電容的位置。圖2-9A展示了一個單端電路。就低成本而言，該電路可能是出色的。圖2-9B展示了配有一個中心抽頭的變壓器的作用。該電路可能有用，但可能沒有充分地利用變壓器的次級繞組。而且對于低電壓而言，某些實現(xiàn)方式可能需要次級繞組只有一匝，從而使得中心抽頭更加難以實現(xiàn)。圖2-9C展示了倒置SR和濾波電感。該電路幾乎與優(yōu)選方式相同。而且，這種柵驅(qū)動可以不參照一個共同的電源點，從而使驅(qū)動電路更復雜(未示出)。圖2-9D展示了一個代替中心抽頭的次級繞組的中心抽頭線圈。某些磁性實現(xiàn)方式使得該電路很有吸引力。本發(fā)明的基本原理也同樣適用。
以上各實例只代表了多種可能設計的一小部分。從這些變化的實施例來看，很明顯，還可以設計出實現(xiàn)本發(fā)明的思想的其它電路。
三次諧波陷波從上述說明和電路設計中可以理解，偶次或奇次諧波可能在不同的方向中存在或有意義。例如，偶次諧波(即，2次，4次等等)可能在正向方向中有意義，奇次諧波(即，3次，5次等等)可能在反向方向中有意義。二者都可以被處理。通常最初關注的可以是最高次諧波(即，2次或3次)。在上述討論中，處理一個有關正向的、偶次諧波(例如2次諧波)。還可以處理一個有關反向的、奇次諧波(例如3次諧波)。對于三次諧波，被調(diào)諧到三次諧波的一個電感器和一個電容器的串聯(lián)連接可以跨接在主VRM變壓器的初級的兩端。介紹的優(yōu)選實施例可以提取具有基本的三次諧波成分的輸入電流。通過在電路的輸入上安放一個陷波電路，諧波電流可以通過該陷波電路，從而可能不會出現(xiàn)在為電路供電的配電電路上。本領域技術人員很容易理解，通過簡單調(diào)諧，還可以處理其他諧波。
更為重要的是，通過增加一個三次諧波的陷波電路，整流器的效率能夠有所提高。輸出電路可以是非線性的，尤其當SR具有較大導通角時(參看圖2-4)。
從該電路(參看圖2-4和2-10)輸出的直流輸出電壓可以等于SR’s兩端的總電壓的積分(電感兩端的平均電壓必須是零)。任何波形的畸變通常會導致直流輸出電壓的減少，從而導致效率降低。三次諧波陷波電路可以保留SR電壓波形的自然峰值。
三次諧波陷波電路的另一個潛在優(yōu)點就是對于多個SR電路由同一個公共交流電源供電的系統(tǒng)而言，提高了其穩(wěn)定性。一個局部的三次諧波陷波電路可以防止由于三次諧波電流流經(jīng)配電路徑時引起的SR電路的交互作用。
更進一步來看，沒有三次諧波陷波電路，在SR的非導通時間內(nèi)可能會出現(xiàn)負阻抗。SR電路間輕微的相位變化可能會導致高的諧波能量在SR電路間流動。這就可能會導致整個系統(tǒng)的不穩(wěn)定性。在每個SR電路的輸入端安裝一個三次諧波陷波電路可以局部滿足高級電流需求，并能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定。
遠程電源象微處理器這樣的裝置可能需要低電壓，大電流以及高的電流變化速率(di/dt)。在圖2-10所示的電路中，可能會有這樣一個問題由于互連電感326造成的電流變化速率(di/dt)的限制。在這個常用電路中，旁路電容器328(該電容可以由多個并聯(lián)的小電容組成)可以安裝在微處理器電源管腳的附近。一個通常被稱為體電容的更大的電容327可以安裝在一小段距離之外。電容327和328之間的短距離可以形成一個電感326。電感326可能會限制微處理器能夠從電源得到的最大電流變化速率(di/dt)。如果旁路電容很小(一般是這樣)并且/或基本電源轉換頻率太低(一般也是這樣)，這種情況必然出現(xiàn)。旁路電容328可能沒有持續(xù)充電達到所需的電壓。即使為電容327供電的電源很理想，或如果電容327被一個理想電壓源代替，由于互連電感326的結果，電流變化速率(di/dt)仍然會受限制。
在本發(fā)明介紹的電路中，這一問題能夠得到解決。參看圖2-3，通過這種方法和這種電路，可以使電源轉換頻率增大到一個程度，在該程度時輸出電容足夠小，足以作為微處理器的旁路電容，而這個旁路電容可以位于微處理器電源管腳的附近；因此，其輸出可以實質(zhì)上是非容性的。因此，特定部件的直流供電電壓可以電氣遠離該部件自身。這種定位可以避免緊靠該特定部件提供VRM的需要。重要的是，利用本發(fā)明，可以在一定距離提供直流電壓，該距離例如是與部件的有源部分(例如微處理器自身)相距大于約半英寸。通過考慮部件的有源部分，即消耗電源以實現(xiàn)某個所需功能——而不是僅僅發(fā)送功率(例如導線或連接器等等所進行的操作)——的部分，可以完全理解處于遠離位置的真實電氣效果。重要的是，利用該設計，可能實現(xiàn)更遠距離的電源位置。這可以包括與有源部分相距約半英寸以上的距離，還包括與有源部分相距約1英寸以上的距離，甚至包括與有源部分相距約2英寸以上的距離。
無噪聲電源在電壓下降，電流增大和電流變化速率(di/dt)需求增大時供電工業(yè)所面臨的問題之一就是噪音。圖2-1所示的電路會產(chǎn)生噪音有三個原因。
首先，開關場效應晶體管(FET)329可能會與急劇變化的電壓波前相互作用。這可能會將噪音傳送和輻射給周圍的構件。將圖2-2所示的電壓波形與圖2-4的波形比較，就能看出差異。
第二，圖2-1所示的輸入電路可以將電流注入接地路徑。當開關場效應晶體管(FET)329時，大電流可以通過輸入電容332，互連電感331和場效應晶體管(FET)329在回路330內(nèi)流動。在這個回路330內(nèi)電流變化速率di/dt會在電感331的兩端產(chǎn)生電壓，而這個電壓可能會加在輸出電壓上。
第三，圖2-1所示電路的輸出可能會隨著直流輸出電壓的減小而產(chǎn)生固有的噪音。直流輸出電壓為圖2-2所示的點2上電壓的平均值。調(diào)整電壓的方法有時就是復制脈沖寬度調(diào)制。對于較低的輸出電壓，脈沖寬度變窄將難以控制。這是因為寬度的變化在整個脈沖寬度中占了較大的百分數(shù)。這可能會造成輸出電壓顫抖或有噪音。
本發(fā)明所述的電路可以采用零電壓開關(ZVS)，并在整流電路中有平滑的電壓波形。把圖2-2(現(xiàn)有技術)與圖2-4中的電壓波形相比，很明顯，本發(fā)明的波形中噪音更少。其次，在一個優(yōu)選實施例中，可以在變壓器的初級繞組上進行調(diào)整。該電路也是ZVS，并且與直流輸出電壓隔離。這些因素綜合起來，使得這種方法更適用于下一代的低電壓裝置。
附加實例圖2-11和2-12展示了一個完整的交流到直流電源轉換器的簡圖，該轉換器可以包括整流器部分，柵驅(qū)動，串聯(lián)開關以及自導出的直流電源，還有從輸出到串聯(lián)開關的、用于調(diào)節(jié)的反饋。這些簡圖可以說明本發(fā)明的大部分內(nèi)容，并且展示了一個電壓為1.8伏，電流為20安培的完整直流電源，該電源適用于需要大電流變化速率di/dt的負載。它們能在交流輸入蜂音為30伏RMS，頻率為3.39兆赫的情況下工作。最后，圖2-13展示了“銀箱”的一些重要的整體部分的一種可能的設計，在一個優(yōu)選的設計中可能對其進行如此配置。
初級側的調(diào)整(利用可變電容器)變壓器的初級側上的一個串聯(lián)開關與一個電容器的差別是該電容器可以提供一個無損耗元件。其也可以是一個線性元件。參見圖2-14中顯示的實施例，可變電容器(C1)可以在初級AC能源與主變壓器的初級繞組之間產(chǎn)生一個相移。在初級側調(diào)整器的該結構中，調(diào)整機制與前述用于單和雙開關的調(diào)整機制不同。在該調(diào)整過程期間不涉及磁電感的諧振。該布局中的主要調(diào)整元素可以包括柵驅(qū)動相位角和串聯(lián)電容器阻抗與SR輸入阻抗的組合。串聯(lián)電容器，變壓器的漏電感，和SR的自然或附加電容的值的特定組合可以提供以下幾個優(yōu)點1)該電路對于變壓器的磁電感相對不敏感(例如，用于變壓器的材料的導磁率的穩(wěn)定性可以基本上不相干)；2)可以不再需要用于SR的柵驅(qū)動的相位延遲電路(例如可以排除圖2-5所示的元件L1，R1，R2，C1和C2)；
3)在可變負載的情況下，在經(jīng)歷可變負載條件(例如輸出電流變化)的同時，SR柵驅(qū)動電壓可以自動調(diào)節(jié)到用于給定負載條件的最有效值。例如，在該電路的一個實際實現(xiàn)中，在10％電流負載時的效率僅比滿負載時的效率低15％；4)電路的電抗部分可以在不同負載條件下恒定，并且可以通過把一個并聯(lián)電感器添加到電路的輸入來使其為零(用于串聯(lián)等效R-X電路)。即，電路的輸入阻抗可以在負載條件的整個范圍上基本上保持非電抗性。在圖2-15中顯示了各種負載條件下的這種情況。該方面對于初級能源是重要的，因為大多數(shù)交流發(fā)電機只能對基本上的電阻性負載有效工作。該特征可以允許為初級能源使用較簡單的交流發(fā)電機。
5)自然調(diào)整的現(xiàn)象可以出現(xiàn)。這可以導致對獲得全范圍負載調(diào)整所需的串聯(lián)電容器范圍的限制。例如，在一個實施例中，所需的串聯(lián)電容器值范圍僅是平均值的±25％。這可以使用一個簡單的變抗器元件來實現(xiàn)。
初級側的調(diào)整(利用可變電容器的一個開關等效物)由于所需電容的受限范圍，可以使用一個ZVS開關作為變壓器的初級側上的一個模擬等效物。該開關等效物的一個實現(xiàn)方式可以類似于參考圖2-8所述的結構，但是以不同的模式操作。該電路可以使用兩個開關，這兩個開關可以以180度相位差操作，這可以從圖2-12中理解。該電路可以利用一個變壓器與SR直流隔離。對變壓器可以沒有特殊要求，但是在很多情況下，可能需要變壓器具有穩(wěn)定的漏電感。如果需要，在電路設計期間可以考慮該漏電感值并加以補償。磁電感和漏電感都不必是一個諧振電路的一部分。對于變壓器的磁心磁導率的穩(wěn)定性也可以沒有特殊要求。利用適當選擇的電路參數(shù)，也可以在整個調(diào)整范圍中保持線性可變電容器的ZVS開關和等效。可以由FET柵上的控制DC偏置電壓設置有效電容的值的控制。與上述串聯(lián)開關實施例相比，該絕緣變壓器上的波形在整個調(diào)整范圍內(nèi)可以是實質(zhì)上的正弦波形，并且幅度只可能在不同的負載條件下改變。
輸出變壓器圖2-14顯示本發(fā)明的另一個可能的獨立方面。其顯示了用于SR的輸出濾波器元件的另一個選項。此處不是使用兩個輸出電感器(如圖2-3所示的Lf)，而是僅使用一個具有1∶1比率的變壓器。更一般地，輸出變壓器可以簡單地是兩個以相同方式耦合的輸出電感(圖2-14中的W3和W4)。通過使用一個磁耦合或甚至是一個變壓器，可以實現(xiàn)以下優(yōu)點1)可以使用僅一個磁元件而不是兩個磁元件；2)通過磁元件的基頻AC電流可以被急劇減少，還減少輻射的AC磁場；3)變壓器的漏電感可以作為用于SR的輸出的一個濾波元件。而且，第一個方法中的漏電感可以不取決于磁心的導磁率，因此對磁性材料的穩(wěn)定性沒有特殊要求；4)來自SR的兩個對分部分的輸出DC電流可以以相反方向流過變壓器，并且相互抵消，使得變壓器磁心中得到的DC磁場近似為零。結果，磁心中可以沒有磁飽和，并且可以以閉合結構(環(huán)形)使用少量的磁心材料。
本專利所包括的討論是作為一個基本的描述。閱讀本專利的人應該意識到具體的討論可能并未清楚地描述所有可能的實施例，還隱含有許多變化。并未對本發(fā)明的一般特點進行充分的說明，而且可能也沒有清楚地展示每個特征或元件如何代表更多功能，或如何代表大量的變化，或是如何代表相當?shù)脑Ｔ诓黄x本發(fā)明本質(zhì)的條件下可以進行多種改變。這些改變都包括在本發(fā)明的公開之內(nèi)。在以裝置為基礎的術語對本發(fā)明進行的描述中，該裝置的每個元件都暗含有各自的功能。所描述的很多實施例都包括裝置權利要求，但是僅提出了初步的方法權利要求。還可以包括對應于所提出的裝置權利要求的附加方法權利要求和甚至針對本發(fā)明和每個元件所執(zhí)行的各種功能的附加方法和/或裝置權利要求。由方法權利要求獲得的產(chǎn)品也可以被加入到通過該系統(tǒng)實現(xiàn)的任何結果中。重要的是，應該理解，所提出的描述、術語和特定權利要求都不是為了限制專利公開的范圍或最終可得到的覆蓋范圍。對計算機以及其他電子物品的覆蓋可以被提出，并且應該理解為包括在本申請中，而不管最初提出的內(nèi)容或標題是什么。所有這些也應該特別針對方法權利要求而說明。盡管已經(jīng)以各種細節(jié)包括了針對裝置的權利要求，為了管理效率的考慮，僅包括了針對方法的初步權利要求。當然，對裝置的詳細公開和權利要求應被理解足以支持方法和裝置權利要求的全部范圍。在以后需要明確提出權利要求的細節(jié)時可以增加附加的方法權利要求。因此，應理解，本公開包括方法權利要求的全部范圍，包括但不限于與在裝置方面中提出的權利要求類似的權利要求和從屬權利要求。而且，也可以加入對已公開、但沒有提出權利要求的實施例的其他權利要求。
使用迄今所描述的這些原理可能會導致多種結構上的變化，并且如上所述，還允許多種設計折衷方案。而且，本發(fā)明和權利要求的每個元件可以以多種方式實現(xiàn)，或者可以獨立提出。應該理解，本公開包括所有這些變型和任何和所有元件或應用的各種排列組合。尤其應該明白，該公開是與本發(fā)明的元件相聯(lián)系的，每個元件所用的詞語可以用相當?shù)难b置術語或方法術語來表達——即使只是功能或結果是相同的。這些相當?shù)?，更寬泛的，或甚至更常用的術語應該被看作是被包括在每個元件或動作的描述之內(nèi)。這種術語在需要的地方可以被替換，以便使本發(fā)明所涵蓋的范疇清晰。對于一個實例而言，應該了解所有行為可能被表述為采取這種行為的方式，或引起這種行為的某一元件。相似地，應該了解每個物理元件包括對該物理元件的行為的說明。至于最后一個方面，應該了解不論是否清楚地討論過，關于“開關”的說明包括“開關”的行為，相反地，如果只有關于“開關”行為的說明，應該了解這包括一個“開關”或甚至是一個“用于開關的裝置”的說明。應理解，這種改變和替代術語顯然包含在說明書中，因為其基本概念和理解在本質(zhì)上是自然的，并且可以以各種方式應用于各種領域。
前述的討論和下文中的權利要求描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例。尤其是對于權利要求，應該了解在不偏離這些權利要求的實質(zhì)的條件下，可以作許多改動。考慮到這一點，這些改動仍屬于本發(fā)明的范疇之內(nèi)。要描述根據(jù)本發(fā)明完成的所有可能的改動，并對其提出權利要求是不實際的。就目前而言，每一處這種利用本發(fā)明的實質(zhì)進行的改動都屬于本專利的保護范圍。這一點是實實在在的，因為本專利的基本概念和理解本質(zhì)上中是很基本的，并且可以不同方式應用在不同領域。
此外，本專利申請中提及的任何參考文獻以及隨本申請一起提交的任何參考文獻列表中的參考文獻都作為參考包括在本發(fā)明中，但是，如果認為某些陳述與本發(fā)明的專利申請不一致，在此明確指出這些陳述不應被認為是本申請人作出的。
最后，除非上下文需要，否則詞語“包括”或其變型應該被理解為包括一個提出的元件或步驟或一組元件或步驟，但不排除任何其它元件或步驟或其它組元件或步驟。而且，可以產(chǎn)生和提出所有這些元件或應用的各種排列組合。所以這些都可以來優(yōu)化一個特定應用中的性能。
權利要求
1.一種整流電路，包括a.第一整流器元件；b.第二整流器元件；c.交疊導通整流器控制系統(tǒng)，所述第一和所述第二整流器元件對其響應；d.直流輸出，響應于所述第一整流器元件和所述第二整流器元件。
2.根據(jù)權利要求1所述的整流電路，其中所述第一和所述第二整流器元件所響應的交疊導通整流器控制系統(tǒng)使得所述第一整流器元件和所述第二整流器元件在至少一定時間內(nèi)同時導通。
3.根據(jù)權利要求1所述的整流電路，其中所述第一整流器元件包括第一開關整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二開關整流器元件。
4.根據(jù)權利要求1所述的整流電路，其中所述第一整流器元件包括第一可控二極管元件，其中所述第二整流器元件包括第二可控二極管元件。
5.根據(jù)權利要求1所述的整流電路，其中所述第一和所述第二整流器元件所響應的交疊導通整流器控制系統(tǒng)包括這樣一種交疊導通整流器控制系統(tǒng)，對其進行配置使其在所述第一和第二整流器元件中產(chǎn)生一個從下面的組中選擇的導通角至少約180度，至少約300度，能夠產(chǎn)生低整流器RMS電流的導通角，產(chǎn)生的整流器RMS電流與輸出電流相比要低的導通角，產(chǎn)生的整流器RMS電流與輸出電流相比小于約1.3的導通角，產(chǎn)生的整流器RMS電流與直流輸出電流相比小于約1.4的導通角，產(chǎn)生的整流器RMS電流與直流輸出電流相比小于約1.5的導通角，當把所述整流器切換為導通狀態(tài)時能夠在所述整流器上產(chǎn)生零電壓的導通角。
6.根據(jù)權利要求1或5所述的整流電路，其中所述整流電路進一步包括高電壓響應電路，當所述第一和第二整流器元件處于非導通狀態(tài)時，它在所述第一和第二整流器元件上加上高電壓。
7.根據(jù)權利要求6所述的整流電路，其中所述的高電壓響應電路在所述第一和所述第二整流器元件上加上一個從下面的組中選擇的電壓至少約1.4倍于一個直流輸出電壓，至少約8倍于一個直流輸出電壓，至少約15伏，至少約20伏。
8.根據(jù)權利要求1所述的整流電路，進一步包括所述第一和所述第二整流器元件所響應的變壓器元件。
9.根據(jù)權利要求8所述的整流電路，進一步包括一個總電容和一個變壓器漏電感，其中所述第一和所述第二整流器元件所響應的所述交疊導通整流器控制系統(tǒng)包括一個被配置以在所述第一和所述第二整流器元件中產(chǎn)生導通角的交疊導通整流器控制系統(tǒng)，其中所述的導通角和所述的總電容與所述變壓器漏電感協(xié)調(diào)。
10.根據(jù)權利要求9所述的整流電路，其中所述第一整流器元件包括第一開關整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二開關整流器元件，使得所述導通角和所述總電容與所述變壓器漏電感協(xié)調(diào)以在所述的每個整流器被切換為導通狀態(tài)時在所述的每個開關整流器元件上產(chǎn)生零電壓。
11.根據(jù)權利要求8所述的整流電路，進一步包括一個變壓器漏電感，其中所述的整流電路肯定地使用所述變壓器漏電感作為能量存儲元件。
12.根據(jù)權利要求11所述的整流電路，進一步包括一個總電容，其中所述第一和所述第二整流器元件所響應的所述交疊導通整流器控制系統(tǒng)包括一個被配置以在所述第一和所述第二整流器元件中產(chǎn)生導通角的交疊導通整流器控制系統(tǒng)，其中所述的導通角和所述的總電容與所述變壓器漏電感協(xié)調(diào)。
13.根據(jù)權利要求12所述的整流電路，其中所述第一整流器元件包括第一開關整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二開關整流器元件，使得所述導通角和所述總電容與所述變壓器漏電感協(xié)調(diào)以在每個所述整流器被切換為導通狀態(tài)時在每個所述開關整流器元件上產(chǎn)生零電壓。
全文摘要
披露了控制向直流部件如計算機部件、微處理器或類似部件供電的方法和設備。提出了適于更快速部件、更低電壓更高電流要求的電壓調(diào)節(jié)組件(112)的設計。實施例特別適合于會導致負載電導快速變化的情況，這種快速變化甚至是在低于微秒時域內(nèi)發(fā)生，這在計算機應用及類似情況以及為電子設備，特別是配電系統(tǒng)以及要求低電壓、大電流的系統(tǒng)供電的情況下是普遍存在的。實施例和子元件為低電壓、大電流負載提供能量存儲，還提供快速時間變化電流的能力，提供相當?shù)偷碾姼羞B接，允許VR1’s(112)以及類似部件放置在離被供電的電子負載(186)相當遠的位置，提供來自被隔離的變壓器的穩(wěn)定電壓，不需反饋控制的可變負載下的高頻交流至直流轉換器(102)。
文檔編號H02M7/21GK1671033SQ20051005129
公開日2005年9月21日 申請日期2000年6月30日 優(yōu)先權日1999年7月2日
發(fā)明者羅伯特·M·波特, 肯尼迪·G·古羅夫, 阿納托利·V.萊德聶夫 申請人:高級能源工業(yè)公司