專利名稱：應用于單端變換的同步整流自驅動電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電源領域，尤其涉及應用于單端變換(包括單端正激、單端反激等)同步整流的自驅動電路。
背景技術：
隨著低壓大電流DC/DC變換器的規(guī)模應用，同步整流技術于上世紀90年代也逐漸發(fā)展而成熟起來。低壓大電流DC/DC變換器副邊同步整流技術總的來講主要包括三種一種是采用耦合磁路的自驅動方式；一種是采用獨立控制電路的他激方式；第三種是部分采用自驅和部分采用他激方式的結合。從技術成本和性能來看，第一種自驅動方式具有明顯的優(yōu)點，因此發(fā)展非常迅速，也出現了各種不同的電路形式，其中最為廣泛應用的主要有以下幾類1、以主繞組作為直接驅動，主繞組一方面提供輸出的能量，另一方面提供同步整流管和續(xù)流管的驅動信號。該類電路具有驅動電路簡單的特點，但驅動幅值隨工作占空比變化較大，主變壓器的漏感產生的尖峰會嚴重影響同步整流管和續(xù)流管的可靠性。而且由于采用MOSFET同步整流管和續(xù)流管柵源極間電壓的限制，使得該電路不能應用于輸出電壓較高或較低的變換器中，在主變壓器產生提前復位的情況下，也無法應用。
2、采用輔助繞組的自驅動方式。該類電路應用范圍不受自身輸出電壓的限制，相對比較靈活。而且驅動形式上帶有中心抽頭，相當于雙繞組，每個繞組分別驅動同步整流管和同步續(xù)流管。但是其缺點是繞組匝數較多，驅動信號中產生多余的負向電壓，驅動損耗較大，而且驅動幅值隨工作占空比變化較大。同不僅如此，由于同步續(xù)流管的驅動信號受主變壓器反向復位電壓的影響很大，如果主變壓器在主管關斷期間提前復位(例如原邊采用電容諧振復位的單端正激電路)，那么同步續(xù)流管也會因此而提前關斷，其體內二極管導通，損耗會大大增加，嚴重影響效率。
另外，在本類型電路中，還有一種如美國專利“一種應用于有源箝位變換器的同步整流自驅動電路”(專利號5590032；
公開日期1996.12.31；權利人Lucent Technologies Inc.，)所述的方式，該電路中，采用單繞組交替驅動同步整流管和同步續(xù)流管，很好地克服了前一種方式驅動繞組較多的缺點，匝數只有前一種方式的一半。另外該專利為了克服驅動幅值問題，提高可靠性，采用MOSFET組成限幅電路，柵極接參考電壓，源極作用于同步整流管和同步續(xù)流管的柵極。這樣做實用上同樣存在比較明顯的缺點一方面繞組的驅動幅值比較高，依靠輔助電路限幅，因此驅動損耗比較大；另一方面需要選擇導通電阻比較小的MOSFET，否則會影響同步整流管和同步續(xù)流管的導通和關斷時間，效率降低。一般情況下MOSFET導通電阻都比較大，需要選擇功率和外形封裝更大的型號，所以也限制了該電路對空間要求比較小的場合的應用。另外與前一種方式一樣，該專利電路無法應用于主變壓器提前復位的情況。
3、電荷保持型自驅動方式。該方式可以在主變壓器提前復位的條件下使用，使同步整流技術可以更廣泛的應用于單端變換電路。在技術上充分利用了場效應器件柵源極間輸入阻抗高的特點，通過輔助電路維持住驅動電壓，不因為主變壓器提前復位而下降。但是其缺點是維持的電壓在關斷時間上與同步整流管的開啟容易存在一定的重合，從而產生同時導通現象，降低整機效率和可靠性。

發(fā)明內容
本發(fā)明的所要解決的技術問題是現有技術存在的由耦合磁路漏感引起驅動電壓尖峰幅值過大、電路靈活性和通用性差、同步整流管和同步續(xù)流管開關轉換時間過長、無法保證足夠驅動電流和開關速度、主變磁芯提前復位時無法保證同步續(xù)流管繼續(xù)維持導通、驅動損耗嚴重等問題，以期提供一種電路形式簡潔、損耗小、效率高、適應能力強的同步整流自驅動電路。
為實現上述目的，本發(fā)明構造了一種應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，包括以下部分驅動信號、第二加速關斷電路、第二延時電路、同步整流管和保持回路；所述第二加速關斷電路輸出的一端接所述同步整流管的柵極A’、輸出的另一端接所述同步整流管的源極SR-GND、控制端接所述驅動信號的另一端；給所述同步整流管柵源極之間提供一個低阻抗的放電回路，加速所述同步整流管的關斷時間；所述第二延時電路的輸出端驅動所述同步整流管的柵極A’，提供并且控制所述同步整流管的驅動電流，調節(jié)所述同步整流管的開通時間；所述驅動信號其一端接第二加速關斷電路的控制端；其另一端接所述第二延時電路的輸入端；提供與單端反激原邊開關變換同步的驅動信號；所述同步整流管源極點為SR-GND。
所述驅動信號與主繞組同步，由單獨一個耦合的繞組產生，驅動電壓幅度可以根據需要調整繞組匝數來實現；如果副邊側的輸出主繞組產生的電壓合適，也可以直接取之于它。
本發(fā)明所構造的應用于單端變換的同步整流自驅動電路還包括一個保持回路，所述保持回路輸入端接SR-GND，輸出端接所述驅動信號，提供給所述第二加速關斷電路控制端一個電流通路和電荷保持。
對于單端正激變換器，還包括第一加速關斷電路、第一延時電路和同步續(xù)流管；所述第一加速關斷電路輸出的一端接所述同步續(xù)流管的柵極A、輸出的另一端接所述同步續(xù)流管的源極SR-GND、控制端接所述驅動信號的一端；給所述同步續(xù)流管柵源極之間提供一個低阻抗的放電回路，加速所述同步續(xù)流管的關斷時間；所述第一延時電路的輸出端驅動所述同步續(xù)流管的柵極A，提供并且控制所述同步續(xù)流管的驅動電流，調節(jié)所述同步續(xù)流管的開通時間。
采用本發(fā)明所述電路，與現有技術相比，綜合了不同類型自驅動電路的優(yōu)點，由于采用單繞組驅動，所以結構簡單；而且驅動回路的阻抗小，驅動電流大。同步整流管和同步續(xù)流管開關轉換速度快。另外附加的加速關斷電路，配合延時電路，可以優(yōu)化同步整流管和同步續(xù)流管的轉換時間，進一步降低變換器損耗，提高效率，驅動沒有負壓。同時由于電路具有部分能量回授的特點，可以減少驅動損耗，提高效率，驅動電壓的幅值隨工作占空比變化的情況有所改善。另外，延時電路中的R或RC電阻，一方面可以調節(jié)時間，另一方面可以吸收驅動信號的尖峰。提高可靠性。增加的兩個二極管，可以實現電荷保持型驅動(見圖4)，可以將同步整流技術應用在更加廣范的單端變換器中，同時配合附加的加速關斷電路，延時電路，可以克服通常電荷保持型驅動的缺點，減少甚至消除同步續(xù)流管和同步整流管的同時導通時間。進一步提高單端變換器的效率。本發(fā)明所述裝置還可以應用在單端反激變換器，副邊同步整流驅動電路中。


圖1是本發(fā)明所述裝置結構圖。
圖2是本發(fā)明所述裝置在單端正激變換器應用中的結構圖。
圖3是作為本發(fā)明第一個實施例的裝置結構圖。
圖4是作為本發(fā)明第二個實施例的裝置結構圖。
圖5是作為本發(fā)明第三個實施例的裝置結構圖。
圖6是應用于單端有源箝位變換器中的實施例結構圖。
圖7是應用于單端電容諧振復位變換器的實施例結構圖。
圖8是應用于單端反激式變換器的實施例結構圖。
具體實施例方式
下面結合附圖對技術方案的實施作進一步的詳細描述本發(fā)明的主要目的是克服現有技術存在的由耦合磁路漏感引起驅動電壓尖峰幅值過大的問題、電路的靈活性和通用性問題，即實現在單端變換(包括單端正激和反激拓撲)中普遍應用且器件少，占用面積不多；同步整流管和同步續(xù)流管開關轉換時間的優(yōu)化問題；當同時驅動多個并聯的同步整流管和續(xù)流管，如何保證足夠的驅動電流，保證開關速度問題；當主變磁芯提前復位，如何保證同步續(xù)流管繼續(xù)維持導通的問題；減少驅動損耗的問題等方面。
本發(fā)明綜合了目前幾種自驅動電路的優(yōu)點，采用單繞組直接驅動同步整流管和續(xù)流管，具有電路簡單同時又能獲得足夠的驅動電流，增加了小功率MOSFET分別用于加速同步整流管和同步續(xù)流管的關斷，并聯在小功率MOSFET柵源極間的穩(wěn)壓管，當控制電流正向時起穩(wěn)壓保護的作用；當控制電流反向時起柵源電壓箝位并提供控制信號通路的作用，小功率MOSFET通過與驅動繞組的交叉聯接構成邏輯上的自鎖關系，加上串聯的RC電路，可以形成對同步整流和續(xù)流管的開通和關斷時間的優(yōu)化，其中電容C指的是，包括對應驅動的同步整流管或續(xù)流管柵源極間輸入電容，對應并聯在同步整流管或續(xù)流管柵源極間電容和小功率MOSFET漏源極間的輸出電容，也可以外加合適的電容C’與所指電容串聯，串聯的結果一方面可以調整作用在對應驅動的同步整流管或續(xù)流管柵源極間電壓，另一方面與串聯的電阻R一樣可以調整同步整流管或續(xù)流管的開通時間。單繞組驅動方式下部分驅動能量可以回授，因此可以減少驅動損耗，例如同步整流管開通時，同步續(xù)流管柵源極間的部分電壓連同驅動繞組的感應電壓一起對同步整流管充電?？梢愿纳乒ぷ髡伎毡葘ν津寗有盘柗档挠绊懀瑫r提高驅動效率。對漏感引起的驅動電壓尖峰問題，一方面要盡量提高驅動繞組與主繞組的耦合系數，減少漏感；另一方面在電路上，同時增加了RC吸收以及在非正常情況下由電阻與穩(wěn)壓管夠成的吸收電路，提高驅動電路的可靠性。
從圖2可以看出，本發(fā)明主要包括以下幾個部分1.第一加速關斷電路，其輸出的一端接同步續(xù)流管的柵極A，輸出的另一端接同步續(xù)流管的源極SR-GND，控制端接驅動信號的一端。作用在于給同步續(xù)流管柵源極間提供一個低阻抗的放電回路，從而加速同步續(xù)流管的關斷時間。
2.第二加速關斷電路，其輸出的一端接同步整流管的柵極A’，輸出的另一端接同步整流管的源極SR-GND，控制端接驅動信號的另一端。作用在于給同步整流管柵源極間提供一個低阻抗的放電回路，從而加速同步整流管的關斷時間。
3.第一延時電路，其輸出端驅動同步續(xù)流管的柵極A。作用在于提供并且控制同步續(xù)流管的驅動電流，調節(jié)同步續(xù)流管的開通時間。
4.第二延時電路，其輸出端驅動同步整流管的柵極A’。作用在于提供并且控制同步整流管的驅動電流，調節(jié)同步整流管的開通時間。
5.與主繞組同步的驅動信號。該信號最好是由單獨一個耦合的繞組產生，這樣驅動電壓幅度可以根據需要調整繞組匝數來實現，當然如果副邊側的輸出繞組產生的電壓合適，也可以直接取之于它。驅動信號由單獨一個與單端正激主變壓器耦合的繞組產生，驅動電壓幅度可以根據需要調整繞組匝數來實現。其一端分別接第一延時電路的輸入端和第二加速關斷電路的控制端；其另一端分別接第二延時電路的輸入端和第一加速關斷電路的控制端。作用在于提供與單端正激原邊開關變換同步的驅動信號。
以上所提到的同步整流管和同步續(xù)流管源極是共地的，共地點為SR-GND。
對于以下的三個圖圖3到圖5，對應圖1和圖2中所述第一加速關斷電路、第二加速關斷電路、第一延時電路、第二延時電路情況如下圖3到圖4中R3，VD1和VT1構成圖2中所述第一加速關斷電路；圖3到圖5中R1，VD2和VT2構成圖1和圖2中所述第二加速關斷電路；圖3到圖4中R2或者R2，C1構成圖2中第一延時電路；圖3到圖5中R4或者R4，C2構成圖1和圖2中第二延時電路；圖5中R3、VD1構成圖1中保持回路；具體連接關系如下圖3是根據圖1的原理性框圖的一種具體實現形式。驅動信號的一端與第一電阻R1、第二電阻R2相連；驅動信號的另一端與第三電阻R3、第四電阻R4相連；第二電阻R2的另一端與第一電容C1相連，C1的另一端接輸出A(或者第二電阻R2的另一端直接接輸出A，取消C1，如圖3中虛線所指將C1短路)，輸出A端同時與第一N溝道MOSFET(VT1)的漏極相聯，VT1的源極與第一穩(wěn)壓管VD1的陽極、第二穩(wěn)壓管VD2的陽極、第二N溝道MOSFET(VT2)的源極相連于SR-GND端，該端外接所驅動的同步整流管和同步續(xù)流管的源極共地點。如前所述，第一電阻R1的另一端與第二穩(wěn)壓管VD2的陰極、第二N溝道MOSFET(VT2)的柵極相連；第三電阻R3的另一端與第一穩(wěn)壓管VD1的陰極、第一N溝道MOSFET(VT1)的柵極相連；第二N溝道MOSFET(VT2)的漏極接輸出端A’，同時A’與第二電容C2的一端相連，第二電容C2的另一端與第四電阻R4的另一端相連(或者取消電容C2，如圖3中虛線所指將C2短路，A’端直接與前述第四電阻R4的另一端相連)。
需要說明的是，根據驅動信號所同步的信號(指相位同步)，該電路的輸出端A、A’分別對應驅動同步續(xù)流管和同步整流管的柵極。同步整流管和同步續(xù)流管共用的源極共地點，與該電路的SR-GND端相連；第一穩(wěn)壓管VD1和第二穩(wěn)管VD2在電路中所起做用有兩個1.對第一N溝道MOSFET(VT1)的柵源極和第二N溝道MOSFET(VT2)的柵源極間驅動電壓反向箝位，并提供控制信號通路；2.保護第一N溝道MOSFET(VT1)的柵源極和第二N溝道MOSFET(VT2)的柵源極間正向驅動電壓不超過額定值。當驅動信號幅度足夠大的情況下，將圖3所示電路稍加變形，可以獲得圖4所示另外一種實現方式。該方式具有電荷保持型驅動的特點，可以在單端變換器主變壓器提前復位情況下，應用于副邊同步整流驅動電路中，通過保持電荷，繼續(xù)維持功率管導通，減少輸出電流因通過功率管體內二極管而產生的損耗，提高效率。另外原邊主管由于主變的提前復位，降低了開通前的耐壓，因此原邊主管的開關損耗也降低了。
圖4所示另一種具體實現形式為驅動信號的一端與第一電阻R1、第二電阻R2相連；驅動信號的另一端與第三電阻R3、第四電阻R4相連；第二電阻R2的另一端與第一電容C1相連，C1的另一端與第四二極管VD4的陽極，第三二極管VD3的陰極相連，第四二極管VD4的陰極接輸出A端，同時輸出A端與第一N溝道MOSFET(VT1)的漏極相聯，VT1的源極與第一穩(wěn)壓管VD1的陽極、第二穩(wěn)壓管VD2的陽極、第二N溝道MOSFET(VT2)的源極、第三二級管VD3的陽極相連于SR-GND端，該端外接所驅動的同步整流管與同步續(xù)流管的源極共地點。如前所述，第一電阻R1的另一端與第二穩(wěn)壓管VD2的陰極、第二N溝道MOSFET(VT2)的柵極相連；第三電阻R3的另一端與第一穩(wěn)壓管VD1的陰極、第一N溝道MOSFET(VT1)的柵極相連；第二N溝道MOSFET(VT2)的漏極接輸出端A’，同時A’與第二電容C2的一端相連，第二電容C2的另一端與第四電阻R4的另一端相連。該方案也可以取消電容C1和C2，電路上直接將其短接，如圖4中虛線所示。
對于單端反激式變換器，由于輸出不需要儲能電感，因此也就省去了續(xù)流回路，只要提供同步整流管的驅動信號即可，具體如圖5所示。
圖5是第三種具體實現形式驅動信號的一端接第一電阻R1，R1的另一端與第二穩(wěn)壓管VD2的陰極、第二N溝道MOSFET(VT2)的柵極相連；驅動信號的另一端接第三電阻R3和第四電阻R4；第三電阻R3的另一端接第一二極管VD1的陰極；第一二極管VD1的陽極、第二二極管VD2的陽極、第二N溝道MOSFET(VT2)的源極接共地端SR-GND，該共地端輸出接所驅動同步整流管的源極；第二N溝道MOSFET(VT2)的漏極、第二電容C2的一端接輸出A’，A’輸出接所驅動同步整流管的柵極；第二電容C2的另一端與第四電阻R4的另一端相連。該方案也可以取消電容C2，電路上直接將其短接，如圖5中虛線所示。
圖6是應用于單端有源箝位變換器中的實施例，該實例中以原邊升壓型有源箝位為例，還可以應用于原邊降壓型有源箝位等單端變換器拓撲。
圖6中虛線框100所指為圖3中所描述的電路，圖3中所指驅動信號部分，在圖6中由主變T1的繞組n3提供，當然如果信號幅值允許，也可以直接由T1的主繞組n2來提供，不一定非要采用獨立的輔助繞組n3。T1的原邊繞組n1一端接輸入電源，一端接N溝道主開關管VT5的漏極和箝位電容C3的一端。C3電容的另一端接P溝道箝位管VT6的漏極。VT5和VT6的源極接輸入地?？刂坪万寗硬糠?01提供給主開關管VT5和箝位開關管VT6一對互補導通、關斷的信號。當VT5開通時對主變T1勵磁同時向副邊傳遞能量，VT5關斷時VT6導通，箝位電容C3上保持的電壓對T1復位，然后是VT6關斷，VT5導通。
單端正激變換器的同步整流自驅動電路工作原理(見圖6)當VT5導通時，主變T1正向勵磁同時通過副邊繞組n2輸出能量，主變T1各繞組n1、n2、n3同名端為正，繞組n3的輸出電流有兩個路徑1.電流流經電阻R3，給VT1的柵源極充電，然后通過VD2、R1與VT1、C1、R2的并聯支路回到繞組n3的非同名端，使VT1開通，VT2關斷；2.電流通過R4作用于同步整流管VT4的柵源極，然后通過VD2、R1與VT1、C1、R2并聯支路回到繞組n3的非同名端，使同步整流管VT4導通，同步續(xù)流管VT3關斷；由于小功率MOSFET(VT1)的柵源電荷遠比同步整流管VT4要小，通過選擇R3、R4何適的電阻值，可以使VT1的導通和VT2關斷的速度快于同步整流管VT4的導通速度，這樣同步續(xù)流管VT3的柵源控制電荷會通過VT1加速放電，保證同步續(xù)流管VT3在繞組n2正向導通時及時關斷，同時同步整流管VT4及時開通。
當VT5關斷，VT6導通，主變T1繞組反向復位，驅動繞組n3感應出反向電壓，電流從n3的非同名端流出，同樣有兩個回路1.電流流經電阻R1，給VT2的柵源極充電，然后通過VD1、R3與VT2、R4的并聯支路回到繞組n3的同名端，使VT2開通，VT1關斷；2.電流通過R2、C1作用于同步續(xù)流管VT3的柵源極，然后通過VD1、R3與VT2、R4的并聯支路回到繞組n3的同名端；由于小功率MOSFET(VT2)的柵源電荷遠比同步續(xù)流管VT3要小，通過選擇R1、R2合適的電阻值，可以使VT2的導通，VT1的關斷速度快于同步續(xù)流管VT3的導通速度，這樣同步整流管VT4的柵源控制電荷會通過VT2加速放電，保證同步整流管VT4在繞組n2反向導通時及時關斷，同時同步續(xù)流管VT3及時開通。
當單端正激變換器原邊采用電容諧振復位時，主變T1原邊繞組n1會在主開關管VT5的關斷周期內提前復位，n3驅動繞組的感應電壓會下降為零，同步續(xù)流管因得不到足夠的驅動電壓而關斷，輸出電感L1的續(xù)流電流會通過VT3的體內寄生二極管，從而使損耗增加，效率降低。圖4所示另一種自驅動實現形式，具有電荷保持驅動的特點，圖7是圖4電路在單端正激原邊電容諧振復位情況下實現同步整流的一個具體的實施例。
圖7中虛線框103部分就是圖4所指電路。原邊主開關管為VT5和主變壓器T1原邊繞組n1串連，C3為諧振電容?？刂坪万寗与娐?02產生PWM信號，控制主開關管的開通和關斷。在主管關斷期間，諧振電容與n1反向諧振，主變在主管VT5關斷期間提前復位，這時由于VD4反向截止，同步續(xù)流管VT3的上柵源極間電荷維持不變，同步續(xù)流管可以維持繼續(xù)導通；當原邊主管VT5開通，結束副邊續(xù)流狀態(tài)，驅動繞組n3同名端輸出為正，通過R3、VT1的柵源極，然后再通過VD2、R1與VD3、C1、R2的并聯支路促使VT1導通，同步續(xù)流管VT3加速關斷。也可以在R3上并聯電容C4(如圖7中所示)，使VT1的導通相對于VT4適當超前，同步續(xù)流管VT3在n2繞組正向輸出時完全截止，減少短路損耗。同步整流管VT4的正向開通回路是驅動繞組n3此時同名端輸出為正，電流流經R4、同步整流管VT4的柵源極、然后通過VD2、R1與VD3、C1、R2的并聯支路回到n3的非同名端，使同步整流管VT4導通。
單端反激變換器不同于單端正激，輸出不再需要儲能電感，因此電路上也就不需要同步續(xù)流管了。按照原理框圖2，作適當簡化，得到圖5具體實現方式，圖8是圖5所指電路在單端反激式變換器中的具體實施例。
圖8中虛線框所指104部分就是圖5電路?？刂坪万寗与娐?02產生PWM信號，控制主開關管VT5的開通和關斷，VT5開通時，主變壓器驅動繞組n3同名端輸出為正，電流正向流經R1，作用于N溝道MOSFET VT2的柵源極，再經VD1、R3與VT2、R4流回n3的非同名端，N溝道MOSFET VT2因此而開通，同步整流管VT4關斷，阻斷主變T1副邊繞組n2的輸出，主變壓器通過原邊n1繞組儲存能量。當VT5關斷時，驅動繞組n3非同名端輸出為正，VT2由于VD2的導通而關斷，驅動電壓通過R4作用于同步整流管的VT4的柵源極，然后通過VD2、R1回到繞組n3的同名端，同步整流管VT4因此而開通，實現單端反激變換器輸出的同步整流。
該電路的優(yōu)點在于同步續(xù)流管VT4的柵源控制電壓具有電荷保持型驅動的特點，同步整流管的柵源控制電壓只能通過VT2泄放，這樣同步整流管可以獲得穩(wěn)定的驅動電壓；同步整流管沒有負向電壓驅動，減少驅動損耗，通過控制VT2的導通來控制同步整流管的關斷，可以對同步整流管的關斷時間進行優(yōu)化，例如還可以在R1電阻上并電容C4，可以控制VT2的導通時間適當超前，從而控制同步整流管VT4的關斷時間適當超前，減少原邊開關管的開通損耗，提高變換器的效率。
權利要求
1.一種應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，包括以下部分驅動信號、第二加速關斷電路、第二延時電路、同步整流管和保持回路；所述第二加速關斷電路輸出的一端接所述同步整流管的柵極A’、輸出的另一端接所述同步整流管的源極SR-GND、控制端接所述驅動信號的另一端；給所述同步整流管柵源極之間提供一個低阻抗的放電回路，加速所述同步整流管的關斷時間；所述第二延時電路的輸出端驅動所述同步整流管的柵極A’，提供并且控制所述同步整流管的驅動電流，調節(jié)所述同步整流管的開通時間；所述驅動信號其一端接第二加速關斷電路的控制端；其另一端接所述第二延時電路的輸入端；提供與單端反激原邊開關變換同步的驅動信號；所述同步整流管源極點為SR-GND。
2.根據權利要求1所述的應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，所述驅動信號與主繞組同步，由單獨一個耦合的繞組產生，驅動電壓幅度可以根據需要調整繞組匝數來實現。
3.根據權利要求2所述的應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，如果副邊側的輸出主繞組產生的電壓合適，也可以直接取之于它。
4.根據權利要求1所述的應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，還包括一個保持回路，所述保持回路輸入端接SR-GND，輸出端接所述驅動信號，提供給所述第二加速關斷電路控制端一個電流通路和電荷保持。
5.根據權利要求1所述的應用于單端變換的同步整流自驅動電路，其特征在于，對于單端正激變換器，還包括第一加速關斷電路、第一延時電路和同步續(xù)流管；所述第一加速關斷電路輸出的一端接所述同步續(xù)流管的柵極A、輸出的另一端接所述同步續(xù)流管的源極SR-GND、控制端接所述驅動信號的一端；給所述同步續(xù)流管柵源極之間提供一個低阻抗的放電回路，加速所述同步續(xù)流管的關斷時間；所述第一延時電路的輸出端驅動所述同步續(xù)流管的柵極A，提供并且控制所述同步續(xù)流管的驅動電流，調節(jié)所述同步續(xù)流管的開通時間。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種電源領域中的應用于單端變換的同步整流自驅動電路，包括驅動信號、第二加速關斷電路、第二延時電路、同步整流管和保持回路；第二加速關斷電路一端接同步整流管的柵極A’、另一端接同步整流管的源極SR－GND、控制端接驅動信號的另一端；第二延時電路的輸出端驅動同步整流管的柵極A’；驅動信號其一端接第二加速關斷電路的控制端；其另一端接第二延時電路的輸入端；同步整流管源極點為SR－GND。本發(fā)明克服了現有技術的驅動電壓尖峰幅值過大、電路靈活性和通用性差、同步整流管和同步續(xù)流管開關轉換時間過長、驅動損耗嚴重等問題，以期提供一種電路形式簡潔、損耗小、效率高、適應能力強的同步整流自驅動電路。
文檔編號H02M3/335GK1780128SQ20041009176
公開日2006年5月31日 申請日期2004年11月26日 優(yōu)先權日2004年11月26日
發(fā)明者樊曉東 申請人:中興通訊股份有限公司