專利名稱:用交替的相反極性的序列脈沖來激勵(lì)諧振器振蕩回路以產(chǎn)生射頻的方法和裝置的制作方法
本發(fā)明涉及在天線諧振器電路或類似的調(diào)諧電路中用序列脈沖來激勵(lì)，以產(chǎn)生射頻脈沖或連續(xù)波的方法和裝置，該方法對于如為勞蘭C導(dǎo)航脈沖或類似的無線電導(dǎo)航或其它脈沖的一股股射頻能量的產(chǎn)生，或者對于在諧振式負(fù)載或類似系統(tǒng)中連續(xù)波的產(chǎn)生是特別有用的。
比如，在美國專利證號3，889，263中，敘述了為產(chǎn)生這種導(dǎo)航脈沖的以相繼正及負(fù)半周重復(fù)脈沖來產(chǎn)生這種高功率射頻脈沖的方法，可用與磁性脈沖壓縮電路相連(該壓縮電路給公共高Q天線負(fù)載饋電)的多個(gè)可硅控(SCR)控制的順序逆變器來實(shí)現(xiàn)這種產(chǎn)生，如美國專利證號3，711，725及3，786，334中所述。
因?yàn)閷?shí)踐中這種系統(tǒng)工作極好，現(xiàn)已發(fā)現(xiàn)類似操作也可用如下方式成功地實(shí)現(xiàn)它只要求非常少的順序逆變器及其他低成本。設(shè)備，以及/或者只要用較少的相當(dāng)窄而間隔寬的(而不是先前系統(tǒng)中的寬而且鄰接很近的)重復(fù)脈沖或半波來激勵(lì)。此外，這種技術(shù)完全適合于產(chǎn)生高功率的連續(xù)波傳送，特別是在比如50到30千赫茲的甚低頻(VLF)波段。
本發(fā)明是基于如下發(fā)現(xiàn)可讓有固定脈寬輸出脈沖的發(fā)生器在諧振頻率范圍內(nèi)對諧振電路及其負(fù)載提供有用的諧波能量，只要簡單地保證脈渡重復(fù)頻率與諧振頻率有適當(dāng)?shù)闹C波關(guān)系即可。這使得可用單一發(fā)生器或者一組循環(huán)工作或按時(shí)間序列順序工作的發(fā)生器，出人意料的結(jié)果是用不著使脈沖半周的寬度與諧振器半周寬度間有嚴(yán)格關(guān)系就可在諧振器上得到更多功率及較勻滑的輸出波。
因此，本發(fā)明的目的是對射頻諧振器調(diào)諧電路或振蕩回路及類似裝置的序列式脈沖激勵(lì)提供一種新的改進(jìn)的方法和裝置，其序列式脈沖激勵(lì)的確可利用對大電流脈沖，且相對不頻繁開關(guān)能力的可控硅開關(guān)電路之類的裝置中，更適合與寬間隔的相繼半周脈沖來減小激勵(lì)。
本發(fā)明的另一目的是提供一種新型的射頻發(fā)生器和技術(shù)，其中，是通過固定脈寬的雙極性脈沖或類似脈沖並在諧振頻率范圍內(nèi)，向諧振電路及其負(fù)載提供諧波能量，只需保證脈沖重復(fù)頻率與諧振頻率有適當(dāng)?shù)闹C波關(guān)系，而不限定脈沖半周寬度與諧振電路半周寬度間的關(guān)系。
附加的目的是提供一種改進(jìn)了的序列脈沖來激勵(lì)有更廣泛應(yīng)用的振蕩回路式的射頻發(fā)生器。
本發(fā)明的其它目的將在附屬的權(quán)利要求
中說明並更具體地指出來。
總之，從廣義上說，本發(fā)明包括了用序列式產(chǎn)生的相間的雙極性脈沖來激勵(lì)諧振器或調(diào)諧的振蕩回路從而產(chǎn)生射頻脈沖或連續(xù)波的方法，它包括產(chǎn)生交替的相反極性的相間的半周脈沖，把該脈沖耦合到諧振器電路以激勵(lì)起射頻振蕩，在那里使諧振電路的頻率折算成的周期相繼同極性脈沖間周期的1/N，這里N是大于1的奇整數(shù)，從而在所述脈沖的全周期的第N次諧波處產(chǎn)生振蕩回路諧頻振蕩，而調(diào)節(jié)N值、脈沖的寬度和幅度，就可得到適當(dāng)?shù)闹C波關(guān)系，不受脈沖半周期及振蕩回路半周期間關(guān)系的限制，這樣加到振蕩回路的能量大體上補(bǔ)償上述脈沖在振蕩回路上激勵(lì)諧波振蕩損耗量。較好及最好的實(shí)現(xiàn)方案及其細(xì)節(jié)將在下面說明。
下面，將結(jié)合附圖對本發(fā)明進(jìn)行說明。圖1是本發(fā)明的較好的實(shí)現(xiàn)方案的電路圖。
圖2是圖1的激勵(lì)脈沖發(fā)生器在可取的SCR控制下放電而產(chǎn)生的雙極性脈沖的示波圖。
圖3A及3B分別是圖1的電路產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)波形及諧振器建立波形的示波圖。
圖4是按照本發(fā)明調(diào)節(jié)適當(dāng)?shù)拿}沖周期(及脈寬)及諧振回路諧振周期來找出可以達(dá)到的最佳工作的圖。
圖5是預(yù)防激勵(lì)能量超過振蕩回路式諧振器電路中諧波能量利用率條件時(shí)的有效箝位情況和此時(shí)諧振器電流的示波圖。
在圖1中，諧振器負(fù)載或諧振回路取抽頭式電感L-Lc與電容器組C諧振在特別嚴(yán)格選擇的頻率上的形式，這將在后面說明，而總串聯(lián)損耗電阻Rs決定在給定的電源功率下可以環(huán)流的天線電流Ia是多大。調(diào)節(jié)總互感Lc及M可在特定頻率上使給定的振蕩回路(或諧振器)損耗電阻與發(fā)生器容量相匹配。該諧振回路的激勵(lì)是從后面所述的SCR脈沖發(fā)生型VLF序列逆變器電路G來的，逆變器電路以波群形式的相繼電流脈沖向諧振回路耦合能量。在波群的開頭，VLF源在波有環(huán)流能量的情況下向諧振器發(fā)送脈沖，諧振器對VLF逆變器呈現(xiàn)的負(fù)載電阻實(shí)質(zhì)是零。由于VLF源而呈現(xiàn)的諧振器的環(huán)流電流及耦合出的負(fù)載電壓，如同視在負(fù)載電阻那樣，以時(shí)間常數(shù)τ＝Q/πfo指數(shù)地上升到其穩(wěn)態(tài)電平(這里，Q是包括了輸出負(fù)荷的諧振器或諧振回路的Q值;fo是其內(nèi)激勵(lì)起的諧振頻率)。這種發(fā)生器的重要特點(diǎn)是在將諧振器或諧振回路注滿(fill up)所要求的期間內(nèi)它呈現(xiàn)電流源性質(zhì)。該銳調(diào)諧振器將從通過耦合電感Lc的任何諧波豐富的電流波中抽取頻率接近fo的諧波的能量。這里所述的VLF源中，Lc做成是推挽型SCR脈沖發(fā)生器的放電電感的一部分，並接收一連串雙極性(比如，35微秒寬)的半正弦或電流脈沖(即，交替相反極性脈沖)。這就開發(fā)了SCR在千赫速率下有效地切換大電流窄脈沖的能力，而不會(huì)遇到器件在恢復(fù)時(shí)間及dv/dt方面的限制。在驅(qū)動(dòng)電流脈沖之間，諧振器以類似于丙類真空管電路工作的方式把VLF功率提供給損耗電阻Rs。若諧振器的衰減時(shí)間τ遠(yuǎn)長于脈沖間的時(shí)間間隔，就將得到干凈的正弦波。在10到30千赫的試驗(yàn)中，用Q＝200及每秒3000到6000脈沖對的重復(fù)率實(shí)現(xiàn)了成功的工作。要直流向VLF變換的效率高就要求仔細(xì)地控制脈沖發(fā)生器的損耗，因?yàn)樗械尿?qū)動(dòng)電流諧波都造成損耗，而只有fo的諧波才產(chǎn)生有輸出。在本實(shí)驗(yàn)中，從100千瓦的直流輸入得到了典型的80千瓦的諧振器功率。
參看圖1中諧振器激勵(lì)器G的SCR脈沖發(fā)生器高功率電路特有的電路細(xì)節(jié)，功率發(fā)生器對于水平中心線是對稱的，它具有上下對稱串接的SCR1-L1和SCR2-L2(L1和L2為可飽和電感器)開關(guān)控制。為了解該脈沖發(fā)生器G是怎樣工作的，假定中心抽頭的直流電源(每邊 1/2 Edc)直接與濾波器電容C3及與之並聯(lián)的相等電容C1及C2相連，這里C3＞＞C1+C2，並且目前先忽略畫在左邊的箝位及鎖死(latch-up)保護(hù)電路不計(jì)。假定初始正電荷已放在脈沖電容器C1和C2的連接點(diǎn)，所以在它們的連接點(diǎn)對地E就有一正電壓ec。則SCR1為正向偏置，而SCR2為反向偏置。
當(dāng)SCR1導(dǎo)通時(shí)，C1上的半波正弦式諧振放電就通過輸出變壓器T1的初級和可飽和磁性電感器L1進(jìn)行，其中，變壓器的初級分別與電容器C1和C2的結(jié)點(diǎn)和可飽和電感器L1和L2的結(jié)點(diǎn)相連。與此同時(shí)，電容器C2和直流電源(它被C3旁路)的串聯(lián)組合沿同一路徑放電，這增加了從電源到該電路的能量。在半周放電之后，通過SCR1的電流換向，且SCR1斷開(圖2及圖3B的脈沖Ⅰ)，在C1和C2連結(jié)點(diǎn)有負(fù)電壓ec?，F(xiàn)在SCR2正向偏置，SCR1反向偏置，一個(gè)小的諧振頻率電流部分(圖3B的Ⅰa1)在振蕩回路內(nèi)環(huán)流。
只要過了足夠的時(shí)間使SCR1恢復(fù)到其絕緣狀態(tài)，SCR2就可導(dǎo)通，產(chǎn)生一相反方向的放電脈沖(圖2及圖3B的脈沖Ⅱ)通過T1的初級及電感L2。這一次正是C2具有直接放電路徑以及C1的電流脈沖流出直流電源。若第二個(gè)脈沖在第一個(gè)脈沖之后經(jīng)過奇數(shù)個(gè)(＞1)諧頻半周時(shí)出現(xiàn)。即，若頻率fo是脈沖重復(fù)頻率的奇數(shù)倍，則諧振器振蕩就會(huì)相干增強(qiáng)。由于有通過Lc+M的環(huán)流通路，成功的放電脈沖將總是在T1初級上的fo頻率處與反向電壓的較高電平相遇。當(dāng)(兩個(gè))脈沖間在負(fù)載Rs上fo處能量損耗恰好與每一放電脈沖期間從直流電源泵入發(fā)生器的能量相平衡時(shí)，就達(dá)到了穩(wěn)定狀態(tài)。
圖2給出了頻率因子為5(即，諧振回路的諧振頻率調(diào)諧到相繼脈沖Ⅰ之間周期的1/5)fo＝18千赫下穩(wěn)態(tài)工作期間取下的SCR1兩端上的正向電壓和通過T1初級的放電電流脈沖Ⅰ和Ⅱ波形。在SCR1導(dǎo)通周期，即出現(xiàn)負(fù)電流脈沖Ⅰ之后，由于電容電壓ec(t)加上從振蕩回路式諧振器反向耦合回來的電壓使SCR1反向偏置。當(dāng)SCR2導(dǎo)通而產(chǎn)生正電流脈沖Ⅱ時(shí)，正向電壓又加到SCR1。對圖2，諧振器的耦合被調(diào)節(jié)到接近該臨界耦合，這時(shí)，加到SCR1上的反向偏壓在SCR1恢復(fù)可用時(shí)間的中間恰好為零。任何更多的耦合電壓都會(huì)使SCR1的反偏時(shí)間切去一半，並造成SCR1意外導(dǎo)通，從而使電路的工作崩潰。
總的來說，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)若諧頻調(diào)諧到使其周期Ttank＝ (T)/(N) ，其中，T是相繼同極性半波脈沖Ⅰ間的周期，N是大于Ⅰ的奇整數(shù)(比如3或5)，順序式工作的逆變開關(guān)SCR1和SCR2將激勵(lì)起一個(gè)接連建立在該諧波處振蕩回路電流(圖3)，耦合電感Lc使這樣產(chǎn)生的諧振回路中的諧波電流與用以激勵(lì)諧振回路的脈沖電流中的那個(gè)諧波之間產(chǎn)生90°相移。
這與先前文獻(xiàn)中比如所述的美國專利證號3，786，334的激勵(lì)電路形成鮮明對照，那里，諧振回路調(diào)到諧振頻率對應(yīng)的周期等于激勵(lì)脈沖頻率對應(yīng)的周期，它要求大量的序列脈沖來產(chǎn)生所需的射頻波或交流脈沖。
相反，本發(fā)明可以使用寬間隔而不是連續(xù)的大脈沖(Ⅰ、Ⅱ)，諧振回路頻率對應(yīng)的周期調(diào)諧到激勵(lì)脈沖周期的I/N。如前所述，這特別適應(yīng)于易產(chǎn)生窄的大電流脈沖且開關(guān)次數(shù)相對不頻繁的SCR的特性。激勵(lì)脈沖重復(fù)率的選擇得使激起振蕩回路式諧振器電路振蕩的每一脈沖的激勵(lì)能量大體上等于並補(bǔ)償在諧振回路中被上述激勵(lì)脈沖產(chǎn)生的振鈴振蕩所耗散的能量-從而在生成射頻脈沖包絡(luò)的余部內(nèi)建立起平衡。調(diào)節(jié)每一半周脈沖Ⅰ或Ⅱ的寬度和幅度以及諧波次數(shù)N，將決定出諧振回路中諧振產(chǎn)生的電流量，圖3A給出了穩(wěn)態(tài)(比如80千瓦、30。35千赫)運(yùn)用的情況。可以看出，在這種平衡條件下，和圖3B建立期間的脈沖Ⅰ和Ⅱ相比較有失真。它表明二倍于脈沖頻率的諧振回路或諧振器頻率是怎樣產(chǎn)生的。
圖4是不同角頻率ωtank下的諧波電流IN( (ωt)/(ωp) )圖，ωtank是一串雙極性的一安培大小，形狀為半正弦脈沖序列中如包含的N次傅氏諧波分量的頻率，該脈沖的基寬為π/ωp，角速率為ωtank/N;(也就是，每N個(gè)諧頻周期相當(dāng)于一個(gè)脈沖重復(fù)周期率。)當(dāng)乘以 4/(πN) 時(shí)，垂直軸表示每安培脈沖電流的諧波電流的安培數(shù)，水平軸是諧頻ωtank對脈寬折合頻率ωpulse的比值。該曲線是脈沖序列的傅立葉余弦級數(shù)展開式中的N次系數(shù)，曲線給出了脈沖發(fā)生器可向諧振在ωtank的負(fù)載提供的諧波電流的一級近似值。一旦有處在ωtank下的能量在負(fù)載性振蕩回路內(nèi)環(huán)流，就在振蕩回路耦合阻抗兩端產(chǎn)生一個(gè)與諧波電流流向相反的電壓，它傾向于使其幅度減小到該計(jì)算值IN( (ωt)/(ωp) )以下並使其波脈沖產(chǎn)生失真。在圖3A取ωtank/ωpulse比為約2.1時(shí)，這種失真是明顯的。
在ωtank/ωpulse軸上標(biāo)出了比值為0.7和2.1的位置，它表示了對稱的3∶1諧頻范圍，在該范圍內(nèi)IN( (ωt)/(ωp) )≥0.61。通過計(jì)算，若基脈沖頻率設(shè)在14.3千赫，發(fā)生器可在10到30千赫的范圍內(nèi)工作。可以產(chǎn)生的無條件的最大諧頻應(yīng)為3×14.3＝42.9千赫。
按照本發(fā)明，諧振回路內(nèi)的諧振電流幅度可通過調(diào)節(jié)脈沖電流的幅度、脈沖寬度和諧波因子“N”來控制。特別是，本發(fā)明只簡單地用一種發(fā)生器脈沖寬度，再通過改變脈沖重復(fù)率及可能的話改變基本因子“N”就可提供在沿振蕩回路諧振頻段內(nèi)工作的能力。正如圖4的曲線所表明的那樣，不管發(fā)生器脈沖寬度匹配，重迭或不重迭與否，諧振器的半周期實(shí)質(zhì)上不受影響。
可以看出，諧振的諧振回路可看作是發(fā)生器的一部分而不看作負(fù)載。這樣，所得到的正弦波發(fā)生器可以驅(qū)動(dòng)任何種類的負(fù)載，甚至另一個(gè)諧振負(fù)載，比如VLF天線。並且，不止用一個(gè)諧振器振蕩電路將可改善送給負(fù)載的正弦波的質(zhì)量，這是由于它使脈沖重復(fù)頻率的N-1及N+1次諧波的邊帶分量降低了。諧振器的帶負(fù)荷的Q值越低，邊帶將越寬。
(在建立過程中給槽路)注滿(fill up)期間的初期，從直流電源進(jìn)入脈沖發(fā)生器電路G的放電能量的傳送遠(yuǎn)快于傳遞給振蕩回路式諧振器的諧波能量的獲得。若不加限制，只要幾次放電，電容器電壓ec(t)就會(huì)累積到破壞電平。圖1所示的箝位電路對ec(t)的正負(fù)對稱的偏差建立一電壓門限，若超過該門限，一些放電電流就又傳送回到電源。利用低漏感自耦變壓器T2和箝位二極管D1和D2使箝位電平處在半電源電壓的倍數(shù)值。在通過SCR2和L2放電期間，ec(t)超過正門限電平時(shí)，二極管D2導(dǎo)通，並使一部分脈沖電流通過T2轉(zhuǎn)移入上部的直流電源。ec的電流輸出經(jīng)L4至C2，並經(jīng)下部直流電源和L3至C1返回放電回路。
圖5所示是18千赫電流在振蕩回路型諧振器內(nèi)循環(huán)的情況下，從點(diǎn)ec到箝位變壓器的電流。后一電流已證明作為調(diào)諧指示器是非常有用的。限制電容電壓也限制了通過主SCR的脈沖放電電流，從而，當(dāng)負(fù)載阻抗降到短路情況時(shí)，該箝位脈沖發(fā)生器的特性就象一個(gè)電流源。
圖1的脈沖發(fā)生器電路也容易受所謂“鎖死”或“落標(biāo)”故障條件的損害，這時(shí)SCR1和SCR2同時(shí)導(dǎo)通，從而使主直流電源短路。由于門控邏輯產(chǎn)生的假觸發(fā);使非導(dǎo)通SCR正向擊穿引起的瞬變，結(jié)溫度過高造成的SCR開斷特性的惡化等等“鎖死”現(xiàn)象都可能突然發(fā)生?？稍谥绷麟娫赐分邪惭b限流熔絲使在SCR損壞之前就熔斷，從而提供防止“鎖死”的有用的最后防護(hù)手段。熔絲更換的麻煩和費(fèi)用可能是相當(dāng)大的，特別在新電路開發(fā)期間是如此。
圖1的電路采用了美國專利證號3，832，573中所述的非常有效的鎖死防護(hù)電路。SCR脈沖發(fā)生器與直流電源之間用耦合線圈L3和L4來隔離，它們的總串聯(lián)電感，包括附加的互感，是放電電感L1和L2的幾倍。SCR1和SCR2同時(shí)導(dǎo)通造成大濾波電容C3通過L1和L2諧振放電，並啟動(dòng)從電源經(jīng)L3和L4對C3再充電。若損耗低，並且L3+L4≥5(L1+L2)，則通過SCR1和SCR2的放電電流將掉換方向並使故障被清除。電容C3然后從稍為負(fù)的極性朝正常供電電壓兩倍(一個(gè)有潛在危險(xiǎn)的電平)諧振式再充電。
耦合線圈L3+L4分別具有伴隨繞組L3′和L4′，如圖Ⅰ所示，以便加到耦合線圈對L3+L4上的總電壓得到一個(gè)升壓比｀n′。與升壓繞組相串連的二極管的接法應(yīng)使在正常工作期間，加有反向偏壓Edc。一旦“鎖死”，當(dāng)C3再充電超過了正常工作電平Edc升到較高電平Edc+△時(shí)，就在升壓繞組兩端出現(xiàn)電壓n△。當(dāng)n△超過Edc時(shí)，二極管D3將導(dǎo)通，把從L3+L4來的電容再充電電流傳送到升壓繞組，因而結(jié)束C3的再充電過程。升壓繞組中的電流傳到電源，並很快下降到零。跨接在C3上的電壓敏感電路驗(yàn)測出什么時(shí)候出現(xiàn)了“鎖死”，並禁止SCR導(dǎo)通直至故障消失及再充電暫態(tài)結(jié)束。
圖1的電路中，箝位電路T2，D1和D2與鎖死保護(hù)裝置間存在矛盾。要想使箝位作用好，我們希望使圍繞著上電容C2的路徑e，T2，D2，L4的線路電感最小以及使通過下直流電源及L3在C1低側(cè)伴隨路徑內(nèi)的線路電感最小。
但從鎖死保護(hù)電路的工作來說，我們要求如前述的L3+L45(L1+L2)這是通過利用了按圖1的園點(diǎn)所標(biāo)志的方向進(jìn)行互感式耦合的線圈L3和L4。在鎖死條件下所用的串聯(lián)放電電路模式，我們在自感L3+L4中加入額外的互感2M34。恰好，為了箝位，通過L4和L3分別到(相等)電容器C1和C2的(相等的)返回電流以同樣的方向流過該耦合裝置，所以加到箝位回路的(不希望有的)總電感由于互感耦合被減小到 (L3L4-M234)/(L3+L4+2M34) 。在正常情況下，自感L3及L4相等，結(jié)果弄清楚有效“鎖死”電感是該互感耦合的“箝位”電感的許多倍。
對于熟悉這方面的人員來說也可作進(jìn)一步的改進(jìn)，這也應(yīng)認(rèn)為屬于后附權(quán)利要求
所限定的本發(fā)明的精神和范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.激勵(lì)諧振電路來產(chǎn)生射頻脈沖及射頻連續(xù)波之一的方法，它包括，產(chǎn)生間隔的交替相反極性的半周脈沖，把該脈沖耦合到諧振電路以在其中激勵(lì)起射頻振蕩，調(diào)諧諧振電路的頻率使其周期是相繼同極性脈沖間周期的1/N，這里N是大于1的奇整數(shù)，因而所產(chǎn)生的振蕩是在所述脈沖全周期的N次諧波處，並且調(diào)節(jié)N值和脈沖的固有寬度和幅度就能使脈沖重復(fù)頻率與諧振電路中激勵(lì)起的諧波振蕩頻率之間得到適當(dāng)?shù)闹C波關(guān)系，不受脈沖半周期與諧振電路半周期間關(guān)系的限制，加到諧振電路的能量大體上能補(bǔ)償上述脈沖在該諧振電路上激勵(lì)諧波振蕩的損耗量。
2.如權(quán)利要求
1所述的方法，並且其中所述半周脈沖的寬度要比相繼兩脈沖間的寬度小。
3.權(quán)利要求
2所申明的方法，其中脈沖的產(chǎn)生是受控的，以防止其中能量的累積比諧振諧振回路中諧波的損耗快。
4.如權(quán)利要求
2所申明的方法，其中，所述脈沖的產(chǎn)生是通過順序工作的可控硅開關(guān)和可飽和磁性電路來實(shí)現(xiàn)的。
5.如權(quán)利要求
4所申明的方法，其中，在出現(xiàn)任何鎖死故障期間，就禁止可控硅動(dòng)作。
6.產(chǎn)生射頻脈沖及射頻連續(xù)波之一的裝置，包括有產(chǎn)生序列式的相同的交替相反極性的半周脈沖的裝置;將所述脈沖耦合到振蕩回路式諧振器電路裝置去，以激勵(lì)該振蕩電路產(chǎn)生振蕩的裝置;調(diào)諧所述諧振器電路裝置的頻率使其在某一諧波頻率處振蕩的裝置(該諧波頻率對應(yīng)的周期是相繼的兩個(gè)同極性脈沖間周期的1/N)以及最后一個(gè)裝置，它用于調(diào)節(jié)脈沖的寬度和幅度使得加到諧振器電路裝置的能量大體上能補(bǔ)償上述脈沖在所述振蕩回路型諧振器電路裝置上激勵(lì)諧波振蕩的損耗量。
7.如權(quán)利要求
6所申明的裝置，其中N值選3或5。
8.如權(quán)利要求
6所申明的裝置，其中，所述的產(chǎn)生裝置物包括推挽式順序SCR控制的磁性脈沖產(chǎn)生電路裝置。
9.如權(quán)利要求
8所申明的裝置，其中，它提供有一箝位裝置，與SCR控制的產(chǎn)生電路相接，以防止其中的能量累積比諧振回路裝置內(nèi)諧波的損耗更快。
10.如權(quán)利9所申明的裝置，其中具有防止SCR同時(shí)導(dǎo)通的鎖死故障的裝置。
專利摘要
用相間的雙極性半周脈沖激勵(lì)，以在振蕩回路式諧振器電路中產(chǎn)生射頻諧波的方法和裝置，其中，振蕩回路諧頻振蕩的周期是相繼兩個(gè)同極性脈沖周期的1/N，這里N是大于1的奇整數(shù)。
文檔編號H03B11/00GK87103746SQ87103746
公開日1988年12月14日 申請日期1987年5月23日
發(fā)明者彼德·維爾普朗克 申請人:邁格普爾斯公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan