專利名稱：對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及脈寬調制(PWM)三相逆變器，尤其涉及對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法。
背景技術：
近年來，為了抑制電磁干擾(EMI)，減少功率開關器件的電壓、電流應力及開關損耗，人們普遍關注軟開關電力變換技術研究。采用零電壓開關(ZVS)的PWM逆變器便是其中之一。圖1為零電壓開關三相PWM逆變器控制電路，逆變橋上的各個功率開關器件的導通都是在直流母線上電壓為零時進行的。由于每個功率開關器件都并聯有緩沖電容，其關斷總是以零電壓切換(ZVS)進行的，故關斷時刻不受母線電壓為零的約束。為了減少諧振電路的損耗和便于控制，PWM調制不采用傳統(tǒng)的三角載波，而是采用鋸齒波。利用電流檢測電路檢測出三相電流的極性，定義電流流向電動機時電流為正，反之為負。當逆變橋的輸出電流極性為正時采用正斜率鋸齒波，為負時采用負斜率鋸齒波，如圖2所示。由于采用了交替的正負斜率鋸齒波進行PWM調制，其輸出電流波形較單純用正斜率鋸齒波(或負斜率鋸齒波)調制時粗糙，即高次諧波的幅值較大，見圖3。。這也是零電壓開關PWM逆變付出的一點代價。本發(fā)明的目的在于減小軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形的高次諧波。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供了一種對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法，其中，包括下述步驟1)分析步驟，包括測出各相電流滯后相電壓的角度，得出各相電流和電壓的波形圖；根據所述波形圖中的各相電壓過零、電流過零以及相電壓波形交叉等特殊點，將磁鏈軌跡圓劃分為多個扇區(qū)；分析各個扇區(qū)中的軟開關PWM模式，找出零電壓矢量V0和/或矢量V7消失的所有的扇區(qū)；對于每個這樣的扇區(qū)，得出哪個電流在進入下一個扇區(qū)時過零以及哪個空間電壓矢量需要加以改變，從而將得出補償磁鏈軌跡圓所需的完整數據；2)編程步驟，包括根據在步驟1中得到的數據編寫補償所述輸出電流波形的控制程序；將所述控制程序輸入所述軟開關脈寬調制三相逆變器的控制電路中的數字信號處理器；以及3)補償步驟在所述控制電路中運行所述程序，對所述輸出電流波形進行補償。
本發(fā)明還提供了另一種對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法，其中，包括下述步驟1)分析步驟，包括把在鋸齒波斜率交替變化前后幾個載波周期中沒有進行電流補償的電流波形和對應的脈寬調制信號與鋸齒波不翻轉時對應的載波周期中的電流波形作比較，得出補償后要生成的目標電流波形；由所述目標電流波形反推出補償電流波形所需的PWM脈沖寬度的計算公式；2)編程步驟，包括把所述計算公式編寫成補償所述輸出電流波形的一般控制程序；將所述一般控制程序輸入所述軟開關脈寬調制三相逆變器的控制電路中的數字信號處理器；以及3)補償步驟把包括所述電流波形的頻率、所述鋸齒波的周期以及調制度等具體參數賦予一般控制程序，在所述控制電路中運行該程序，對所述輸出電流波形進行補償。


圖1是零電壓開關三相PWM逆變器控制電路；圖2示出鋸齒波正負斜率與電流極性的關系；圖3示出未經補償的輸出電流的波形；圖4是正斜率鋸齒載波和正弦波的PWM調制示意圖；圖5是6-9扇區(qū)中的軟開關PWM模式示意圖；圖6示出空間電壓矢量的定義；圖7示出實施第一種補償方法前的磁鏈軌跡圖；圖8示出按第一種補償方法修改后的模式；
圖9示出實施第一種補償方法后的磁鏈軌跡圖；圖10示出實施第一種補償方法后輸出電流波形；圖11是電流極性翻轉時i＜0到i＞0的波形；圖12是電流極性翻轉時i＞0到i＜0的波形；圖13是實施第二種補償方法前的PWM模式；圖14是實施第二種方法補償后的PWM模式；圖15示出實施第二種補償方法后的磁鏈軌跡圖；圖16示出實施第二種補償方法后輸出電流波形。
具體實施例方式
1.第一種補償方法通過對圖3的電流波形進行分析，發(fā)現電流波形的平均值每隔60°有一個跳變，在電流的正半周內向下跳變，負半周內向上跳變?？傮w表現為電流波形的峰峰值被壓縮，使輸出轉矩減小。下面分析其原因。
圖4是鋸齒載波和正弦波的PWM調制示意圖。假定各相電流滯后于相電壓10°電角度，根據各相電壓過零、電流過零及相電壓波形交叉等特點，將360°電角度分成18個扇區(qū)。
圖5是6-9扇區(qū)中的PWM模式，每個模式自上而下依次為U、V、W相的脈沖寬度。假定某一段時間內PWM模式工作在第6扇區(qū)，此時eu最大，ev其次，ew最小，而且iu＞0，iv＜0，iw＜0。根據電流大于零時采用正斜率鋸齒波，電流小于零時采用負斜率鋸齒波的調制原則，有圖5所示第6扇區(qū)的PWM模式，顯然U相脈沖最寬，W相最窄。若定義如圖6所示的空間電壓矢量，則由上述脈沖組成的空間電壓矢量依次為V4，V6，V7，V3，由其形成的磁鏈軌跡如圖7底部的軌跡圓所示。每個載波周期都以上述矢量周而復始，只是各個矢量的作用時間在一步步變化之中，直至ev由負過零變正，從而進入第7扇區(qū)。
進入第7扇區(qū)后，U相脈寬變窄，V相脈寬變寬，W相脈寬更窄，但電流極性還保持不變，因此有圖5第7扇區(qū)的PWM模式。此時的空間電壓矢量依次為V4，V6，V2，V3，顯然沒有零電壓矢量，由其組成的磁鏈軌跡見圖7。
在第7扇區(qū)的末端，V相電流由負變正，PWM模式進入第8扇區(qū)。在此扇區(qū)內，脈沖寬度的大小規(guī)律與第7扇區(qū)相同，但V相的載波必須由負斜率改為正斜率，因此得圖5第8扇區(qū)所示的PWM模式。此時的空間電壓矢量依次為V6，V4，V0，V1，由其組成的磁鏈軌跡如圖7所示。
在第8扇區(qū)的末端，eu和ev發(fā)生交叉，此后ev大于eu，PWM模式進入第9扇區(qū)，此間電流極性沒有發(fā)生變化。因此，圖5中第9扇區(qū)的脈沖位置與第8扇區(qū)一樣，但V相的脈寬比U相寬，由之形成的空間電壓矢量依次為V6，V2，V0，V1，其磁鏈軌跡如圖7所示。
從以上分析可以看出，在第7扇區(qū)，零電壓矢量V0、V7都消失了，此時的磁鏈速度完全靠非零矢量V3調節(jié)。在第8扇區(qū)內，磁鏈的軌跡進入軌跡圓的內側，明顯凹了進去。在第9扇區(qū)，即eu和ev交叉之后，由于U、V相電壓幅值由eu＞ev變?yōu)閑u＜ev，雖然此時三相電流極性沒有發(fā)生變化，但PWM模式卻由圖5的第8扇區(qū)變?yōu)榈?扇區(qū)。上述模式的變遷在每60°區(qū)間內發(fā)生一次。綜觀圖6的磁鏈圓，顯然在一個正弦波周期內有6次這樣的變化，從而造成逆變器的輸出電流波形每隔60°有一次跳變，如圖3所示。
明確了軟開發(fā)PWM模式的變化規(guī)律后，可以對圖7的電流波形實施補償。在進行補償時還要考慮補償方法不要太復雜，不要太花費控制時間。
從圖5可以看出，第7扇區(qū)電壓矢量的順序依次為V4，V6，V2，V3，V4，V6，V2，V3...，如此周而復始，即V3之后總是緊跟著V4，或者說V4在V3的反向延長線上。但當模式由第7扇區(qū)進入第8扇區(qū)時，緊接V3的電壓矢量不是V4，而是V6，對應于圖7的磁鏈軌跡沒有回到圓外，而是進入圓內。顯然，V3的作用時間越長，軌跡進到圓內就越深。如果在進入第8扇區(qū)之前，即當檢測到iv極性發(fā)生變化時，立刻將第7扇區(qū)的電壓矢量V3改為V2，使這個載波周期的電壓矢量依次為V4，V6，V2，如圖8所示。在圖8的PWM模式輸出后，才進入第8扇區(qū)。以上情況在軌跡圓上還有5處，它對應于圖5中第10、13、16、1、4扇區(qū)，處理方法一樣。經過這樣修改后，磁鏈軌跡如圖9所示，此時的輸出電流波形如圖10所示。顯然，圖10的電流波形較圖3好，經示波器檢測，圖3中5次諧波的幅值比基波小-21.2dB，即5次諧波幅值是基波的8.71％，而圖10中5次諧波的幅值比基波小-41.3dB，即5次諧波幅值是基波的0.86％。
2.第二種補償方法從圖3的電流波形可以看出，電流波形失真都是在三相電流極性轉換時，即從i＜0到i＞0或從i＞0到i＜0時出現電流波形失真，從而可以看出電流波形失真是由于正負斜率鋸齒載波根據電流極性翻轉時造成的，下面就從這方面進行分析其失真原因。
圖11是電流極性翻轉時i＜0到i＞0的波形。從圖中可以看出，由于電流極性的翻轉，鋸齒載波從負鋸齒載波變?yōu)檎忼X載波，PWM脈沖的高電平從載波周期的后面變到載波周期的前面，使兩個載波周期中的PWM脈沖的高電平連在一起，從而電流波形比不翻轉鋸齒載波時抬高了。為了使電流波形與不翻轉鋸齒載波時等效，就必須使電流極性翻轉后的第一個載波周期中的脈沖寬度減小，減小電流上升時間，增大電流下降時間，這樣使輸出電流波形的等效中心線與不翻轉鋸齒載波極性時的電流波形相重疊。據此反推出在電流極性翻轉后的第一個載波周期中的PWM脈沖寬度。
圖12是電流極性翻轉時i＞0到i＜0的波形，與前面的情況正好相反。
從以上分析可以看出，要使電流波形不失真就要把電流極性翻轉后的一個載波周期中的PWM脈沖寬度調整，即把圖11和圖12中的TS-TC變窄，由圖可知，由不翻極性下的電流波形得出不失真電流的等效中心線，再由圖11和圖12中的僅翻極性下的電流波形與不翻極性的電流波形相比較，就可以推出使電流波形不失真所需的PWM脈沖寬度Ta，用式(1)-(3)表示Tc=TS2-TS2Msinωt----(1)]]>Tb=74Tc=78TS(1-Msinωt)--(2)]]>Ta=TS-Tb=TS-78TS(1-Msinωt)]]>=TS8+78TSMsinωt---(3)]]>這里，Ts是不翻極性的PWM波形的周期，M是調制度，而ω是電流波形的角頻率。這樣，在鋸齒波斜率變化后的第一個載波周期中的PWM脈沖寬度在電流從i＜0到i＞0變窄，相應地減少了電流上升時間，使極性翻轉后的電流波形下降，與正常電流波形的等效中心線重疊。而在電流從i＞0到i＜0時使PWM脈沖寬度增大，加大電流上升時間，使電流波形上升與正常電流波形的等效中心線相重疊。
圖13是實施第二種補償方法前的PWM模式。從圖中可以看出V相的電流極性發(fā)生了翻轉，從以上分析可知，要得到良好的正弦電流波形就要把圖13中的8模式下的V相PWM脈沖寬度按式(3)進行調整，如圖14所示。所形成的磁鏈軌跡如圖15所示。經實施第二種補償方法后實測的的電流波形如圖16所示，顯然圖16的電流波形比圖3的電流波形正弦度要好，經示波器檢測，圖16的5次諧波的幅值比基波小-42.8dB，即5次諧波的幅值是基波的0.73％。
本發(fā)明分析了軟開關PWM逆變器電流波形畸變的原因，并從磁鏈軌跡圓出發(fā)，提出相應的兩種補償方法，有效地改善了逆變器的輸出電流波形。
權利要求
1.一種對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法，其特征在于包括下述步驟a.分析步驟，包括測出各相電流滯后相電壓的角度，得出各相電流和電壓的波形圖；根據所述波形圖中的各相電壓過零、電流過零以及相電壓波形交叉等特殊點，將磁鏈軌跡圓劃分為多個扇區(qū)；分析各個扇區(qū)中的軟開關PWM模式，找出零電壓矢量V0和/或矢量V7消失的所有的扇區(qū)；對于每個這樣的扇區(qū)，得出哪個電流在進入下一個扇區(qū)時過零以及哪個空間電壓矢量需要加以改變，從而將得出補償磁鏈軌跡圓所需的完整數據；b.編程步驟，包括根據在分析步驟中得到的數據編寫補償所述輸出電流波形的控制程序；將所述控制程序輸入所述軟開關脈寬調制三相逆變器的控制電路中的數字信號處理器；以及c.補償步驟在所述控制電路中運行所述程序，對所述輸出電流波形進行補償。
2.一種對軟開關脈寬調制三相逆變器的輸出電流波形進行補償的方法，其特征在于包括下述步驟a.分析步驟，包括把在鋸齒波斜率交替變化前后幾個載波周期中沒有進行電流補償的電流波形和對應的脈寬調制信號與鋸齒波不翻轉時對應的載波周期中的電流波形作比較，得出補償后要生成的目標電流波形；由所述目標電流波形反推出補償電流波形所需的PWM脈沖寬度的計算公式；b.編程步驟，包括把所述計算公式編寫成補償所述輸出電流波形的一般控制程序；將所述一般控制程序輸入所述軟開關脈寬調制三相逆變器的控制電路中的數字信號處理器；以及c.補償步驟把包括所述電流波形的頻率、所述鋸齒波的周期以及調制度等具體參數賦予一般控制程序，在所述控制電路中運行該程序，對所述輸出電流波形進行補償。
全文摘要
本發(fā)明分析了軟開關PWM逆變器電流波形畸變的原因，并從磁鏈軌跡圓出發(fā)，提出相應的兩種補償方法，有效地減小了逆變器的輸出電流波形中的高次諧波的成分。
文檔編號H02M7/5395GK1527472SQ03151138
公開日2004年9月8日 申請日期2003年9月23日 優(yōu)先權日2003年9月23日
發(fā)明者陳國呈, 許春雨, 孫承波, 屈克慶 申請人:上海大學