專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及適用于用作各種電子設(shè)備電源的一種開關(guān)電源電路。
眾所周知一種類型的開關(guān)電源電路利用開關(guān)型變換器，例如逆向(flybAck)變換器或正向變換器。由于這種開關(guān)型變換器按照矩形波進(jìn)行開關(guān)操作，所以在抑制開關(guān)噪方面存在一定的限制。并且，顯而易見，由于它的工作特性，在改善功率變換效率方面將會(huì)受到某些無法避免的限制。
按照上述觀點(diǎn)，本申請(qǐng)人已經(jīng)提出了利用各種諧振型變換器的多種開關(guān)電源電路。當(dāng)用正弦波進(jìn)行開關(guān)操作時(shí)，諧振型變換器能夠容易獲得高功率變換效率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)低噪聲。并且，其還可能獲得另外的優(yōu)點(diǎn)，即該電路能夠由相對(duì)少量的組成元件構(gòu)成。
圖6是表示本申請(qǐng)人根據(jù)先前申請(qǐng)的已知發(fā)明構(gòu)成的一種常規(guī)開關(guān)電源電路的電路圖。
在該圖中的電源電路中，全波整流電路由橋式整流器Di和濾波電容器Ci構(gòu)成，提供作為一種整流濾波電路，用于從工業(yè)用交流電源(交流輸入電壓VAC)獲得DC輸入電壓，其中產(chǎn)生了相應(yīng)于交流輸入電壓VAC的一倍電平的整流濾波電壓Ei。
作為用于間斷地開、關(guān)輸入的整流濾波電壓Ei(DC輸入電壓)的開關(guān)變換器，提供有一個(gè)電壓諧振型變換器，該電壓諧振型變換器包含由一個(gè)晶體管構(gòu)成的開關(guān)元件Q1，可按單端形式進(jìn)行開關(guān)操作。
這里利用的電壓諧振型變換器采用它激的結(jié)構(gòu)，開關(guān)元件Q1例如由MOS-FET構(gòu)成。開關(guān)元件Q1的漏極，通過隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1連到濾波電容器Ci的正端，它的源極連到初級(jí)地端。
并聯(lián)諧振電容器Cr連到開關(guān)元件Q1的漏極和源極之間。并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1內(nèi)的漏電感構(gòu)成初級(jí)并聯(lián)諧振電路。由于開關(guān)元件Q1的開關(guān)操作，由并聯(lián)諧振電路產(chǎn)生諧振，因而開關(guān)元件Q1的這種開關(guān)操作變?yōu)殡妷褐C振類型。
此外，由實(shí)體二極管構(gòu)成的箝位二極管DD，并聯(lián)到開關(guān)元件Q1的漏極和源極之間，因此，在開關(guān)元件的關(guān)斷期間形成箝位電流的通路。
在這種情況下，開關(guān)元件Q1的漏極連接到下面要敘述的開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B的振蕩電路41上。以后將要敘述，在控制開關(guān)頻率時(shí)，利用加到振蕩電路41上的漏極輸出來可變地控制導(dǎo)通時(shí)間。
整體設(shè)有振蕩電路41和驅(qū)動(dòng)電路42的驅(qū)動(dòng)器10B可驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q1，并且通過可變地控制開關(guān)頻率，可以進(jìn)行恒壓控制。在這種情況下，開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B例如可作為單塊集成電路(IC)提供。
通過啟動(dòng)電阻Rs將開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B連接到經(jīng)整流濾波后的電壓Ei的線路上，例如，在電源啟動(dòng)時(shí)間，通過啟動(dòng)電阻Rs施加源電壓，因而啟動(dòng)開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B。
開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B內(nèi)的振蕩電路41進(jìn)行振蕩，因此產(chǎn)生振蕩信號(hào)，然后輸出該信號(hào)。接著驅(qū)動(dòng)電路42將振蕩信號(hào)轉(zhuǎn)換成驅(qū)動(dòng)電壓，然后將其輸出到開關(guān)元件Q1的柵極上。于是，開關(guān)元件Q1基于振蕩電路41產(chǎn)生的振蕩信號(hào)進(jìn)行開關(guān)操作。因此，根據(jù)振蕩電路41產(chǎn)生的振蕩信號(hào)，可確定開關(guān)元件Q1的開關(guān)頻率和一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的開/關(guān)占空比。
振蕩電路41，根據(jù)后面將要敘述的光電耦合器30提供的次級(jí)DC(直流)輸出電壓EO的電平進(jìn)行改變振蕩信號(hào)頻率(開關(guān)頻率fs)的操作。在改開關(guān)頻率fs的操作的同時(shí)，振蕩電路41還用來控制振蕩信號(hào)波形，按照這種方式可以改變開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時(shí)間TON(導(dǎo)通角)，同時(shí)保持開關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)間TOFF恒定。因此，后面將要敘述，由于振蕩電路41的這種工作方式，能夠穩(wěn)定次級(jí)直流輸出電壓EO。
隔離型變換器變壓器PIT傳輸開關(guān)元件Q1的開關(guān)輸出到次級(jí)側(cè)。
如圖8所示，隔離型變換器變壓器PIT具有EE-形磁芯，其中例如由鐵氧體構(gòu)成的E-形磁芯CR1和CR2相互組合在一起，按照這種方式，可使其磁路支臂相對(duì)，以及利用對(duì)于EE-形磁芯中心磁路支臂的分離式線圈架B以分離狀態(tài)分別卷繞初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2。如該圖所示，中心磁路支臂形成氣隙G，由此按照要求的耦合系數(shù)達(dá)到粗耦合。
通過將加工成形E-形磁芯CR1和E-形磁芯CR2使每個(gè)中心磁路支臂均短于外部磁路支臂，能夠形成氣隙G。通過設(shè)定耦合系數(shù)，例如K≈0.85以適合達(dá)到粗耦合，因此相應(yīng)地避免了飽和狀態(tài)。
如圖6所示，隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的終端連接到開關(guān)元件Q1的漏極，而初級(jí)繞組N1的始端連接到濾波電容Ci的正端(經(jīng)整流濾波后的電壓Ei)，因此，當(dāng)開關(guān)元件Q1的開關(guān)輸出提供到初級(jí)繞組N1時(shí)，產(chǎn)生周期相應(yīng)于開關(guān)頻率的交流電壓。
在隔離型變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)，在次級(jí)繞組N2內(nèi)生成由初級(jí)繞組N1感應(yīng)的交流電壓。在這種情況下，一個(gè)次級(jí)并聯(lián)諧振電容C2并連到次級(jí)繞組N2上，因而通過組合次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)并聯(lián)諧振電容器C2的電容，能夠形成一并聯(lián)諧振電路。并且，利用該并聯(lián)諧振電路在次級(jí)繞組N2感應(yīng)的交流電壓是諧振電壓，即在次級(jí)側(cè)引起電壓諧振作用。
更具體地說，該電源電路在它的初級(jí)側(cè)具有并聯(lián)諧振電路，用于將開關(guān)操作轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷褐C振型；在次級(jí)側(cè)還具有另外的并聯(lián)諧振電路，用于產(chǎn)生電壓諧振作用。在本說明書中，如上所述，在其配置中在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)裝有諧振電路的開關(guān)型變換器，被稱為“復(fù)合諧振開關(guān)型變換器”。
在上述形成電源電路的次級(jí)側(cè)，提供由橋式整流器DBR和濾波電容器CO組成的整流濾波電路，用以獲得次級(jí)DC輸出電壓EO。也就是，在這種配置中，在次級(jí)利用橋式整流器DBR進(jìn)行全波整流。在這種情況下，當(dāng)由次級(jí)并聯(lián)諧振電路提供諧振電壓時(shí)，橋式整流器DBR產(chǎn)生次級(jí)直流輸出電壓EO，該電壓基本上等于在次級(jí)繞組N2中感應(yīng)的交流電壓。
在此狀態(tài)，初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)利用光電耦合器30相對(duì)于直流彼此相互隔離，并且將次級(jí)直流輸出電壓EO輸入到初級(jí)開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B中的振蕩電路41。
對(duì)于隔離型變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)操作而言，初級(jí)繞組N1電感L1和次級(jí)繞組N2電感L2的互電感M，可根據(jù)初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的極性(繞組的方向)與整流二極管DO(DO1,DO2)連接的關(guān)系以及次級(jí)繞組N2感應(yīng)的交流電壓的極性變化變?yōu)?M或-M。
例如，如果該電路等效于圖9A所示的電路，則互電感為+M，而如果該電路等效于如圖9B所示的另一種電路，則互電感為-M。
將上述情況應(yīng)用到如圖6所示的次級(jí)側(cè)工作，當(dāng)在次級(jí)繞組N2中獲得的交流電壓例如是正電壓時(shí)，則認(rèn)為在橋式整流電路DBR中整流電流的工作是以+M(正向)模式進(jìn)行。同時(shí)，和上述情況相反，當(dāng)在次級(jí)繞組N2中獲得的交流電壓例如是負(fù)電壓時(shí)，則認(rèn)為在橋式整流電路DBR中整流電流的工作是以-M(逆向)模式進(jìn)行。
因而，每次在繞組N2獲得的交流電壓可正可負(fù)，相應(yīng)的工作模式也轉(zhuǎn)變?yōu)閷?duì)應(yīng)于互電感的+M或-M模式。
在該配置中，通過將初級(jí)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)并聯(lián)諧振電路作用的增加的功率提供到負(fù)載上，從而也相應(yīng)地增加了提供到負(fù)載的功率，因此提高了最大負(fù)載功率的增加率。
由于情況改善不容易達(dá)到飽和狀態(tài)的，能夠?qū)崿F(xiàn)與負(fù)載條件一致，這是因?yàn)槿缫郧皡⒖紙D8解釋的那樣，利用在隔離型變換器變壓器PIT形成的氣隙G，按照所要求的耦合系數(shù)，能夠達(dá)到粗耦合。例如，在隔離型變換器變壓器PIT不存在氣隙G的情況下，當(dāng)隔離型變換器變壓器PIT在逆向工作期間處于飽和狀態(tài)時(shí)則工作不穩(wěn)定的概率很高，因此正確進(jìn)行前述的全波整流變得相當(dāng)困難。
按照下述方式可使圖6所述的電路穩(wěn)定工作。
如上所述，通過光電耦合器30將次級(jí)直流輸出電壓E0提供到初級(jí)開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10B中的振蕩電路41。接著，在振蕩電路41中，按照這樣提供的次級(jí)直流輸出電壓E0的電平變化來改變振蕩信號(hào)頻率，然后輸出振蕩信號(hào)。由于這種操作改變了開關(guān)元件Q1的開關(guān)頻率，初級(jí)電壓諧振型變換器和隔離型變換器變壓器PIT的諧振阻抗也被改變，從而改變了傳輸?shù)礁綦x型變換器變壓器PIT次級(jí)側(cè)的能量。結(jié)果，在要求的電平控制下可保持次級(jí)直流輸出電壓E0為恒定，因此提供了穩(wěn)定的電源。
在如圖所示6的電源電路中，如前所述，通過可變地控制開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時(shí)間TON，同時(shí)保持固定的關(guān)斷時(shí)間TOFF，可在振蕩電路41中改變開關(guān)頻率。尤其，在該電源電路中，以可變地控制變化頻率的方式進(jìn)行穩(wěn)定電壓控制，因而能夠?qū)﹂_關(guān)(switching)輸出實(shí)現(xiàn)諧振阻抗的控制，同時(shí)，在開關(guān)周期內(nèi)對(duì)于開關(guān)元件的導(dǎo)通角(PWM控制)進(jìn)行另一控制。利用一組控制電路能夠?qū)崿F(xiàn)上述的復(fù)合控制操作。在本說明書中，這樣的復(fù)合控制被稱為“復(fù)合控制系統(tǒng)”。
圖7表示按照本申請(qǐng)人以前提出內(nèi)容中的另一種常規(guī)電源電路配置。在該圖中，凡對(duì)應(yīng)于圖6中所示的元件均采用了相同的標(biāo)號(hào)或符號(hào)進(jìn)行表示，并省略重復(fù)說明。
在如圖7所示的電源電路的初級(jí)側(cè)，提供自激勵(lì)結(jié)構(gòu)作為電壓諧振變換電路，在此處利用一個(gè)晶體管的開關(guān)元件Q1進(jìn)行單端工作。在這種情況，利用高耐壓雙極晶體管(BIT結(jié)型晶體管)作為開關(guān)元件Q1。
開關(guān)元件Q1的基極通過基極電流限制電阻RB和啟動(dòng)電阻RS連接到濾波電容器Ci的正端(經(jīng)整流濾波后的電壓Ei)，從而起動(dòng)時(shí)可從整流器濾波線路獲得基極電流。用于自激振蕩驅(qū)動(dòng)的串聯(lián)諧振電路由驅(qū)動(dòng)線圈NB，諧振電容器CB，和基極電流限制電阻RB構(gòu)成的串聯(lián)電路組成，該電路連接在開關(guān)元件Q1的基極和初級(jí)側(cè)的地點(diǎn)之間。
利用插入在開關(guān)元件Q1基極和濾波電容器Ci負(fù)端(初級(jí)地端)之間的箝位二極管DD，在開關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)間，可形成箝位電流流通通道。此時(shí)開關(guān)元件Q1的集電極連接到隔離型變換器變壓器PIT初級(jí)繞組N1的一端，而它的發(fā)射極接地。
將并聯(lián)諧振電容器Cr以并聯(lián)方式連接到開關(guān)元件Q1的集電極和發(fā)射極之間。在這種情況下，并聯(lián)諧振電容器Cr本身的電容和隔離型變換器變壓器PIT初級(jí)繞組N1的漏電感L1構(gòu)成了電壓諧振轉(zhuǎn)換器的初級(jí)并聯(lián)諧振電路。
在該圖所示的正交控制變壓器PRT是一種飽和電抗器，其中卷繞諧振電流檢測線圈ND，驅(qū)動(dòng)線圈NB和控制線圈NC。提供這種正交控制變壓器PRT，用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q1和實(shí)現(xiàn)恒壓控制。
在這種正交控制變壓器PRT的結(jié)構(gòu)中，雖然沒有圖示，擁有4個(gè)磁路支臂的雙U形磁芯形成了一個(gè)實(shí)體的磁芯，其中各磁路支臂的端部相互連接。諧振電流檢測線圈ND和驅(qū)動(dòng)線圈NB圍繞實(shí)體磁芯的二個(gè)預(yù)定磁路支臂以相同的方向卷繞，而控制線圈NC則與諧振電流檢測線圈ND及驅(qū)動(dòng)線圈NB相互垂直地卷繞。
在這種情況下，正交控制變壓器PRT的諧振電流檢測線圈ND以串聯(lián)方式插入到濾波電容器Ci的正端和隔離型變換器變壓器PIT初級(jí)繞組N1之間，從而將開關(guān)元件Q1的開關(guān)輸出通過初級(jí)繞組N1傳輸?shù)街C振電流檢測線圈ND。在正交控制變壓器PRT中，在諧振電流檢測線圈ND中獲得的開關(guān)輸出通過變壓器耦合在驅(qū)動(dòng)線圈NB中進(jìn)行感應(yīng)，因而在驅(qū)動(dòng)線圈NB中產(chǎn)生了作為驅(qū)動(dòng)電壓的交流電壓。這一驅(qū)動(dòng)電壓以驅(qū)動(dòng)電流方式，通過基極電流限制電阻RB從構(gòu)成自激振蕩驅(qū)動(dòng)電路的串聯(lián)諧振電路(NB,CB)傳輸?shù)介_關(guān)元件Q1的基極。因此，開關(guān)元件Q1按照由串聯(lián)諧振電路的諧振頻率確定的開關(guān)頻率進(jìn)行它的開關(guān)操作。
在圖7所示電路中的隔離型變換器變壓器PIT在結(jié)構(gòu)上是和以前在圖8所示的變壓器相同，因而它的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)處于粗耦合狀態(tài)。
在圖7所示電路中的隔離型變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)，將次級(jí)并聯(lián)諧振電容器C2并連到次級(jí)繞組N2上，從而構(gòu)成了次級(jí)并聯(lián)諧振電路，從而也在該電源電路中獲得了復(fù)合諧振開關(guān)變換器的結(jié)構(gòu)。
在該電源電路的次級(jí)側(cè)，對(duì)次級(jí)繞組N2提供由單個(gè)二極管DO和濾波電容器CO構(gòu)成的半波整流電路，其中只在正向工作期間利用半波整流可獲得次級(jí)直流輸出電壓E0。在這種情況下，次級(jí)直流輸出電壓E0被分路并且被輸入到控制電路1中，其中直流輸出電壓E0用作檢測電壓。
在控制電路1中，在控制線圈NC中控制電流(直流)的電平基于次級(jí)直流輸出電壓E0電平的變化而發(fā)生改變，因此實(shí)現(xiàn)可變地控制卷繞在正交控制變壓器PRT上的驅(qū)動(dòng)線圈NB的電感LB。因此可在開關(guān)元件Q1驅(qū)動(dòng)線圈NB的內(nèi)含電感LB形成的自激振蕩驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)改變串聯(lián)諧振電路的諧振條件。上述內(nèi)容是為了改變開關(guān)元件Q1開關(guān)頻率的操作，從而使次級(jí)直流輸出電壓穩(wěn)定。在這樣裝有正交控制變壓器PRT的恒壓控制結(jié)構(gòu)中，初級(jí)開關(guān)變換器形成為電壓諧振型，因而實(shí)現(xiàn)了復(fù)合的控制操作，該操作可對(duì)開關(guān)頻率進(jìn)行各種控制，與此同時(shí)可在開關(guān)周期內(nèi)對(duì)開關(guān)元件的導(dǎo)通角進(jìn)行控制(PWM控制)。


圖10A-圖10F表示如圖6和7所示的電源電路中的初級(jí)電壓諧振型變換器工作波形圖。圖10A-圖10C表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負(fù)載功率PomAs=200瓦的條件下進(jìn)行工作；圖10D-圖10F表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最小負(fù)載功率Pomin=0瓦的條件下進(jìn)行工作。
響應(yīng)開關(guān)元件Q1的開關(guān)操作，在開關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)間TOFF期間，產(chǎn)生初級(jí)并聯(lián)諧振電路的諧振作用。因此，在并聯(lián)諧振電容器Cr的二端獲得的并聯(lián)諧振電壓V1是如圖10A和10D所示，其中在時(shí)間TOFF期間產(chǎn)生一個(gè)正弦諧振波脈沖。
由于在TOFF時(shí)間期間產(chǎn)生了上述并聯(lián)諧振作用，在并聯(lián)諧振電容器Cr中的并聯(lián)諧振電流Icr變成如圖10C和10F所示的那樣，其中，在TOFF時(shí)間期間基本上正弦波的電流Icr流動(dòng)是從正方向轉(zhuǎn)變到負(fù)方向。
通過比較圖10A和圖10D明顯看出，這樣控制開關(guān)頻率fs以便其隨負(fù)載功率Po的減少而提高，并且通過改變開關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時(shí)間TON，同時(shí)保持固定的關(guān)斷時(shí)間TOFF，可改變開關(guān)頻率fs(開關(guān)周期)。也就是在該圖中表示了和上述復(fù)合控制系統(tǒng)相一致的工作。
在如圖6和7所示的電壓諧振型變換器的裝置中，并聯(lián)諧振電壓V1的電平隨著負(fù)載功率的變化而改變。例如，當(dāng)最大負(fù)載功率PomAs=200瓦時(shí)，其變成550伏(峰值)，或當(dāng)最小負(fù)載功率Pomin=0瓦時(shí)，其變成300伏(峰值)。也就是，并聯(lián)諧振電壓V1隨著負(fù)載功率的增加而趨于升高。
如圖10B和圖10E所示，在開關(guān)元件Q1的漏極或集電極中流動(dòng)的開關(guān)輸出電流IQ1，在時(shí)間TOFF期間為0值，或在時(shí)間TON期間如波形所示。開關(guān)輸出電流IQ1的值隨著負(fù)載功率Po的增加而趨于升高。按照這些圖所示，例如，當(dāng)最大負(fù)載功率PomAs=200瓦時(shí)，其變成3.8安，或當(dāng)最小負(fù)載功率Pomin=0瓦時(shí)，其變成1安。
關(guān)于圖6和圖7所示的電源電路的特性，圖11表示在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)頻率fs，時(shí)間TOFF和TON的變化特性，以及在最大負(fù)載功率PomAs=200瓦時(shí)并聯(lián)諧振電壓V1相對(duì)交流輸入電壓VAC的變化特性。
如圖11所示，首先，對(duì)于在交流輸入電壓VAC=90伏到VAC=140伏的變化范圍內(nèi)，開關(guān)頻率fs近似在fs=110千赫到fs=140千赫范圍內(nèi)變化。該圖表示按照直流輸入電壓變化減輕次級(jí)直流輸出電壓EO的變化。對(duì)于交流輸入電壓VAC的變化，開關(guān)頻率按照交流輸入電壓VAC升高經(jīng)過控制而升高。
關(guān)于一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的時(shí)間TOFF和TON時(shí)間，時(shí)間TOFF和開關(guān)頻率fs無關(guān)始終保持不變，而時(shí)間TON隨著開關(guān)頻率fs的升高按二次曲線下降。因此，該曲線圖也指明了與復(fù)合控制系統(tǒng)相一致執(zhí)行開關(guān)頻率控制。
同時(shí)如曲線圖所示，并聯(lián)諧振電壓V1按照工業(yè)用的交流功率VAC的變化而變化，隨著交流輸入電壓VAC的升高，它的電平也將升高。
例如，如圖6和7所示，如此構(gòu)成電源電路，以便利用復(fù)合控制系統(tǒng)來穩(wěn)定次級(jí)直流輸出電壓，并聯(lián)諧振電壓V1的峰值電平按照負(fù)載條件和交流輸入電壓VAC的變化進(jìn)行變化，如圖10A,10B和圖11所示。特別是當(dāng)從例如100伏工業(yè)用交流電源獲得的交流輸入電壓VAC的電平，在接近最大負(fù)載功率的重負(fù)載狀態(tài)下已經(jīng)達(dá)到140伏時(shí)，并聯(lián)諧振電壓V1最大升高700伏(峰值)，如圖11所示。
因此，關(guān)于施加并聯(lián)諧振電壓V1的并聯(lián)諧振電容器Cr和開關(guān)元件Q1，當(dāng)這些元件利用100伏工業(yè)用交流電源時(shí)需要滿足800伏的耐壓，或當(dāng)利用200伏工業(yè)用交流電源時(shí)需要滿足1200伏的耐壓。因此，不可避免的是，并聯(lián)諧振電容器Cr和開關(guān)元件Q1的尺寸變大，同時(shí)較大地增加了成本。
開關(guān)元件具有這樣的特征，通過改變結(jié)構(gòu)降低特性來達(dá)到較高的耐壓性能。因此如果這樣選擇開關(guān)元件Q1以便滿足較高耐壓的要求，則會(huì)增加由開關(guān)操作產(chǎn)生的功率損耗，從而引起功率轉(zhuǎn)換效率的降低。
在采用由復(fù)合控制系統(tǒng)來穩(wěn)定次級(jí)直流輸出電壓的配置的情況下，如果發(fā)生次級(jí)負(fù)載短路的故障，控制器將起降低開關(guān)頻率的作用。在開關(guān)頻率變低的狀態(tài)中，從圖10A到圖10F的波形圖可見，開關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間TON變長，最終使得提供到開關(guān)元件Q1和并聯(lián)諧振電容器Cr上的電壓(V1)升高，此外也增加了在其中流動(dòng)的電流(IQ1,Icr)。
因此，作為防止負(fù)載短路故障出現(xiàn)的一種防護(hù)措施需要通過限制在諸如此故障情況下產(chǎn)生任何高電壓和高電流，并采用過流保護(hù)電路和過壓保護(hù)電路來保護(hù)開關(guān)元件。由于上述的過流和過壓保護(hù)電路的存在，進(jìn)一步阻礙了對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行減少尺寸和降低成本的改進(jìn)。
考慮到上述問題，本發(fā)明的目的是提供能夠提高功率轉(zhuǎn)換效率和實(shí)現(xiàn)減少尺寸和重量的開關(guān)電源電路。
為了達(dá)到上述目的，按照本發(fā)明第一方面，提供具有下述結(jié)構(gòu)的開關(guān)電源電路。
也就是，該開關(guān)電源電路包括具有主開關(guān)元件的開關(guān)裝置，用于斷續(xù)地輸出向其提供的直流輸入電壓；初級(jí)并聯(lián)諧振電容器，其提供以便構(gòu)成初級(jí)并聯(lián)諧振電路，該電路將開關(guān)裝置的工作轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷褐C振型；隔離型變換器變壓器，在其中以這樣一種方式形成氣隙，以便獲得所要求的耦合系數(shù)，使初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)粗耦合，并且將在初級(jí)側(cè)獲得的開關(guān)裝置的輸出傳輸?shù)酱渭?jí)側(cè)；次級(jí)并聯(lián)諧振電路，通過將次級(jí)并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)到隔離型變換器變壓器的次級(jí)繞組形成；直流輸出電壓發(fā)生裝置，其形成使得通過輸入從隔離型變換器變壓器次級(jí)繞組獲得的交流電壓和進(jìn)行整流，產(chǎn)生次級(jí)直流輸出電壓。
開關(guān)電源電路還包括開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，用于通過按照次級(jí)直流輸出電壓的電平，以預(yù)定不變的開關(guān)頻率改變在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)(on/of)開/關(guān)占空比驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件進(jìn)行恒壓控制；具有輔助開關(guān)元件的有源(Active)箝位裝置，以這樣一種方式進(jìn)行開關(guān)操作，以便按照主開關(guān)裝置的開/關(guān)時(shí)間實(shí)現(xiàn)預(yù)定可變化的開/關(guān)時(shí)間，由此在主開關(guān)元件的關(guān)斷時(shí)間期間箝位在初級(jí)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的初級(jí)并聯(lián)諧振電壓。
按照上述結(jié)構(gòu)，在初級(jí)側(cè)提供的初級(jí)并聯(lián)諧振電路構(gòu)成電壓諧振型變換器，而在次級(jí)側(cè)提供由次級(jí)繞組和次級(jí)并聯(lián)諧振電容器構(gòu)成的次級(jí)并聯(lián)諧振電路，因此構(gòu)成了復(fù)合諧振型變換器。
根據(jù)這種配置，通過控制在保持固定的開關(guān)頻率的同時(shí)，通過變化開/關(guān)占空比來進(jìn)行恒壓控制。
由于在初級(jí)側(cè)提供有源箝位裝置，箝位在主開關(guān)裝置關(guān)斷時(shí)間產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓，則能夠抑制并聯(lián)諧振電壓的電平。
根據(jù)結(jié)合附圖的如下說明書和附加的權(quán)利要求，本發(fā)明的上述的和其它的目的，特征和優(yōu)點(diǎn)將變得更加明顯，附圖中用相同的標(biāo)號(hào)表示相同的部分或元件。
圖1是表示本發(fā)明的開關(guān)電源電路一個(gè)實(shí)施例典型結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2A-2P表示開關(guān)電源電路實(shí)施例在最大和最小負(fù)載功率的條件下進(jìn)行工作的波形圖。
圖3A-3D表示開關(guān)電源電路實(shí)施例在負(fù)載短路條件下進(jìn)行工作的波形圖。
圖4是表示本發(fā)明的開關(guān)電源電路另一個(gè)實(shí)施例典型結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖5是表示本發(fā)明的開關(guān)電源電路又一個(gè)實(shí)施例典型結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖6是表示現(xiàn)有技術(shù)常規(guī)開關(guān)電源電路典型結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖7是表示現(xiàn)有技術(shù)另一個(gè)常規(guī)開關(guān)電源電路典型結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖8是表示隔離型變換器變壓器結(jié)構(gòu)實(shí)例的剖面圖。
圖9A和圖9B是表示當(dāng)電感分別是+M和-M時(shí)進(jìn)行工作的等效電路圖。
圖10A-10F表示在如圖6和7所示開關(guān)電源電路進(jìn)行工作的波形圖。
圖11是用以曲線表示如圖6和7所示的開關(guān)電源電路關(guān)于交流輸入電壓特性的解釋性示意圖。
圖1是表示本發(fā)明開關(guān)電源電路優(yōu)選實(shí)施例的典型結(jié)構(gòu)。在該圖中，和對(duì)發(fā)于圖6和7中所示的任何組成部分均采用相同的標(biāo)號(hào)或符號(hào)表示，因而在此處省略了對(duì)它的重復(fù)說明。圖1所示的電源電路也可采納用于復(fù)合諧振型變換器的結(jié)構(gòu)，因而其裝有如圖8所示結(jié)構(gòu)的隔離型變換器變壓器PIT。應(yīng)該理解，這種結(jié)構(gòu)和以后要敘述的其它優(yōu)選實(shí)施例表示的任一種電源電路相同。
在圖1所示的電源電路的初級(jí)側(cè)結(jié)構(gòu)，提供它激式電壓諧振變換器，其裝有主開關(guān)元件Q1并且基本上以單端形式執(zhí)行其開關(guān)操作。此外，提供有源箝位電路20，用于箝位在并聯(lián)諧振電容器Cr兩端獲得的并聯(lián)諧振電壓V1，如以后所述。該有源箝位電路20裝有輔助開關(guān)元件Q2。
提供開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10，用于分別驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2。
在這種情況下，利用MOS-FET作為主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2。
在這種情況下，還由輔助開關(guān)元件Q2，箝位電容器CCL和箝位二極管DD2構(gòu)成有源箝位電路20。
箝位二極管DD2并聯(lián)到輔助開關(guān)元件Q2的漏極和源極之間。在本實(shí)例中，箝位二極管DD2的陽極連接到源極，而它的陰極和漏極連接。
輔助開關(guān)元件Q2的漏極和箝位電容器CCL的一端連接，而它的另一端連接到經(jīng)整流濾波后的電壓Ei和初級(jí)繞組N1始端的連接處。此外，輔助開關(guān)元件Q2源極連接到初級(jí)繞組N1的終端。
更具體地說，在該實(shí)施例的有源箝位電路20中，箝位電容器CCL串聯(lián)到由輔助開關(guān)元件Q2和箝位二極管DD2構(gòu)成的并聯(lián)連接電路。這樣形成的電路并聯(lián)到隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1，因而構(gòu)成有源箝位電路20。
如該圖所示，本實(shí)施例的開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10包括振蕩電路11，第一PWM控制電路12A，第二PWM控制電路12B，第一驅(qū)動(dòng)電路13，電平移動(dòng)電路14和第二驅(qū)動(dòng)電路15。
振蕩電路11在這種情況產(chǎn)生例如100千赫的固定頻的率振蕩信號(hào)，然后分路輸出振蕩信號(hào)到第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B。
相關(guān)于開關(guān)元件Q1和開關(guān)元件Q2分別提供第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B，其中輸入在振蕩電路11中產(chǎn)生的振蕩信號(hào)，同時(shí)通過光電耦合器30提供次級(jí)直流輸出電壓EO用作控制輸入。
此后在第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B中，根據(jù)從振蕩電路11中輸入的振蕩信號(hào)，按照提供的作為控制輸入的次級(jí)直流輸出電壓EO的電平，進(jìn)行PWM控制。更準(zhǔn)確地說，進(jìn)行控制以便在相應(yīng)100千赫的一個(gè)周期內(nèi)來變化波形占空比。波形占空比確定開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)時(shí)間。
主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2以相同的頻率相互同步地進(jìn)行各自地開關(guān)操作，以后將對(duì)此進(jìn)行敘述，但是彼此在每一開關(guān)周期內(nèi)開/關(guān)時(shí)間相互不同。
因此，第一PWM控制電路12A，其形成使得對(duì)于主開關(guān)元件Q1在開關(guān)周期內(nèi)調(diào)整導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間，進(jìn)行PWM控制；同時(shí)，第二PWM控制電路12B，其形成使得對(duì)于輔助開關(guān)元件Q2調(diào)整導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間，進(jìn)行PWM控制。
將來自第一PWM控制電路12A的輸出信號(hào)提供到第一驅(qū)動(dòng)電路13。接著，在第一驅(qū)動(dòng)電路13中，將從第一PWM控制電路12A獲得的信號(hào)轉(zhuǎn)變成電壓信號(hào)，因此產(chǎn)生開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，用于驅(qū)動(dòng)由MOS-FET構(gòu)成的主開關(guān)元件Q1，并且將該驅(qū)動(dòng)信號(hào)提供到主開關(guān)元件Q1的柵極端。則主開關(guān)元件Q1按照這種開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行開關(guān)操作。
同時(shí)，將從第二PWM控制電路12B獲得的輸出信號(hào)提供到電平移動(dòng)電路14上。接著，在電平移動(dòng)電路14中，對(duì)于輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)定電平移動(dòng)處理，從而最后產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于輔助開關(guān)元件Q2的開/關(guān)時(shí)間的波形信號(hào)。該信號(hào)提供到第二驅(qū)動(dòng)電路15。
此后，在第二驅(qū)動(dòng)電路15中，輸入信號(hào)被轉(zhuǎn)變成電壓，因而產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)輔助開關(guān)元件Q2的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并且將該驅(qū)動(dòng)信號(hào)提供到由MOS-FET構(gòu)成的輔助開關(guān)元件Q2的柵極上。于是，驅(qū)動(dòng)輔助開關(guān)元件Q2，在所要求的開/關(guān)時(shí)間內(nèi)進(jìn)行它的開關(guān)操作。
這里假設(shè)上述結(jié)構(gòu)的實(shí)施例中的開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10是由單塊集成電路構(gòu)成。
圖2A-2P的波形圖主要表示如圖1所示電路進(jìn)行的初級(jí)側(cè)開關(guān)操作，也就是裝有有源箝位電路20的電壓諧振轉(zhuǎn)換器的工作。
按照關(guān)于圖1所示電路利用交流100伏線路的結(jié)構(gòu)，獲得如圖2A-2P所示的工作波形。圖2A-2H表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負(fù)載功率Pomax=200瓦的條件下該單個(gè)部分的工作波形；圖2I-2P表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最小負(fù)載功率Pomin=0瓦的條件下，和圖2A-2H所示相同部分的工作波形。
現(xiàn)在參考圖2A-2H所示波形解釋本實(shí)施例的初級(jí)開關(guān)操作，該波形是在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負(fù)載功率Pomax=200瓦的條件下獲得的。
在這些波形圖中，對(duì)應(yīng)于圖2B和圖2E分別所示的柵極電壓VG1和VG2，將開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)提供到主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2的各自柵電極。當(dāng)最大負(fù)載功率Pomax=200瓦時(shí)如圖2B和2E分別所示那樣，設(shè)定柵極電壓VG1和VG2的開/關(guān)時(shí)間。
例如，在第一PWM控制電路12A中，如此進(jìn)行PWM控制，以便按照次級(jí)直流輸出電壓EO的電平，連續(xù)地改變圖2B所示的柵極電壓VG1的導(dǎo)通時(shí)間TON1進(jìn)行工作。同時(shí)，在從第二PWM控制電路12B到電平移動(dòng)電路14的線路中，如此進(jìn)行PWM控制以便按照次級(jí)直流輸出電壓EO的電平，連續(xù)地變化圖2E所示的柵極電壓VG2的導(dǎo)通時(shí)間TON2進(jìn)行工作。
在圖2A-2P中，表示關(guān)于在一個(gè)開關(guān)周期的工作模式的從(1)到(5)的5級(jí)工作模式。
在相應(yīng)圖2C所示的開關(guān)輸出電流IQ1的導(dǎo)通時(shí)間ton2期間，利用柵極電壓VG1控制主開關(guān)元件Q1，使其導(dǎo)通。在ton2期間，按照模式(1)進(jìn)行工作。同時(shí)，在上述的時(shí)間ton2期間，利用0電平的柵極電壓VG2控制輔助開關(guān)元件Q2，以便使其處于關(guān)斷狀態(tài)。
按照模式(1)(時(shí)間ton2)，進(jìn)行如下工作，開關(guān)輸出電流IQ1由于在隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1形成的漏電感L1而流動(dòng)。開關(guān)輸出電流IQ1在這種情況具有從負(fù)方向到正方向反相的波形圖，如圖2C以時(shí)間ton2所示。當(dāng)開關(guān)輸出電流IQ1在負(fù)方向流動(dòng)期間，由于并聯(lián)諧振電容器Cr在前一時(shí)間td2結(jié)束時(shí)終止放電，箝位二極管DD1導(dǎo)通導(dǎo)通，因此，引起開關(guān)輸出電流IQ1經(jīng)過箝位二極管DD1向初級(jí)繞組N1流動(dòng)，使得該模式變?yōu)橄螂娫炊嘶厥展β省?br> 在從負(fù)方向到正方向的開關(guān)電IQ1反向時(shí)間(圖2C)，如圖2B所示控制柵極電壓VG1，以便升至高(H)電平，因此，利用ZVS(0伏特開關(guān))和ZCS(0電流開關(guān))在此時(shí)間導(dǎo)通主開關(guān)元件Q1。
在下一段時(shí)間td1按照模式(2)進(jìn)行工作。
在這段時(shí)間關(guān)斷主開關(guān)元件Q1，使得在初級(jí)繞組N1流動(dòng)的電流在并聯(lián)諧振電容器Cr內(nèi)流動(dòng)。因此，圖2D所示的電流Icr呈現(xiàn)出所示的波形，其中出現(xiàn)正脈沖，這表示按照部分諧振模式進(jìn)行工作。由于并聯(lián)諧振電容器Cr在此時(shí)并聯(lián)到主開關(guān)元件Q1，所以利用ZVS關(guān)斷了主開關(guān)元件Q1。
接著，在關(guān)斷主開關(guān)元件Q1的同時(shí)進(jìn)行這樣控制，以便導(dǎo)通輔助開關(guān)元件Q2。該工作狀況相應(yīng)于圖2E所示的TON2時(shí)間，此時(shí)柵極電壓VG2變成高(H)電平。
在這段時(shí)間TON2，有源箝位電路處于工作狀態(tài)，其首先按模式(3)然后按模式(4)進(jìn)行工作。
按照模式(2)工作，利用從初級(jí)繞組N1流入的電流Icr對(duì)并聯(lián)諧振電容器Cr充電。按照模式(3)工作，在初級(jí)繞組N1獲得的電壓可能等于或高于在箝位電容器CCL兩端獲得的電壓VCL的初始電平(在時(shí)間TON2的起點(diǎn))，如圖2H所示。這樣，滿足并聯(lián)到輔助開關(guān)元件Q2的箝位二極管DD2的導(dǎo)通條件，因此引起箝位二極管DD2的導(dǎo)通，這樣箝位電流沿從箝位二極管DD2到箝位電容器CCL的方向開始流動(dòng)。箝位電流IQ2有這樣的鋸齒波形接著在圖2G所示時(shí)間TON2的起點(diǎn)，經(jīng)過一段時(shí)間，電平從負(fù)方向接近0。
這樣選擇箝位電容器CCL的電容，使其比并聯(lián)諧振電容器Cr的電容大25倍以上。因此，按照模式(3)工作，在箝位電容器CCL中的大部分電流作為箝位電流IQ2流動(dòng)，而在并聯(lián)諧振電容器Cr中幾乎沒有電流流動(dòng)，因此在時(shí)間TON2期間將加到主開關(guān)元件Q1的并聯(lián)諧振電壓V1平緩傾斜從而最后將其抑制到270伏(峰值)，如圖2A所示，這樣使得導(dǎo)通角變寬。也就是，實(shí)現(xiàn)箝位并聯(lián)諧振電壓V1的操作。相反，利用虛線表示的從現(xiàn)有技術(shù)常規(guī)電路(圖6和7)獲得的并聯(lián)諧振電壓V1具有550伏(峰值)電平的脈沖波形。
在時(shí)間TON2內(nèi)，完成模式(3)后，該工作進(jìn)行模式(4)。
啟動(dòng)模式(4)按照箝位電流IQ2的反相同步進(jìn)行，如圖2G所示，從負(fù)方向到正方向。在該時(shí)間，輸出高電平柵極電壓VG2，如圖2E所示，和從負(fù)方向到正方向箝位電流IQ2的反相保持同步，使得利用ZVS和ZCS導(dǎo)通輔助開關(guān)元件Q2 。
當(dāng)輔助變換開關(guān)元件Q2變成導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，由于在輔助變換開關(guān)元件Q2導(dǎo)通時(shí)間，初級(jí)并聯(lián)諧振電路進(jìn)行諧振，在如圖2G所示，正向流動(dòng)的箝位電流IQ2按從初級(jí)繞組N1到箝位電容器CCL方向在輔助變換開關(guān)元件Q2中流動(dòng)。
所述的按照模式(4)的工作，與在時(shí)間TON2期間，高電平柵極電壓VG2降低到低電平同步結(jié)束，然后該工作相應(yīng)于時(shí)間td2按照模式(5)進(jìn)行。
按照模式(5)，并聯(lián)諧振電容器Cr放電，使電流Icr在初級(jí)繞組N1中流動(dòng)。也就是，形成部分諧振作用。當(dāng)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容是和所述的電容一樣小時(shí)，提供到主開關(guān)元件Q1的并聯(lián)諧振電壓V1這時(shí)陡峭的傾斜。這樣電壓V1急劇地降到0電平，如圖2A所示。
然后，與完成模式(4)接著的模式(5)的開始同步，輔助開關(guān)元件Q2開始關(guān)斷。在這情況下，由于并聯(lián)諧振電壓V1以所述的一定傾斜下降，可利用ZVS關(guān)斷輔助開關(guān)元件Q2。
因?yàn)槿缟纤霾⒙?lián)諧振電容器Cr被放電，由于關(guān)斷輔助開關(guān)元件Q2所產(chǎn)生的電壓并不急劇地升高。利用例如如圖2F所示的波形表示這種工作，該圖表示開關(guān)輸出電壓V2在時(shí)間td2期間(模式5)按照一定的傾斜從0電平升到峰值電平。
開關(guān)輸出電壓V2在輔助開關(guān)元件Q2的關(guān)斷時(shí)間具有240伏(峰值)的數(shù)值，并相應(yīng)于時(shí)間TOFF2起點(diǎn)的時(shí)間td1時(shí)段內(nèi)(模式2)，其從240伏(峰值)變到0電平。如上所述，電壓V2在相應(yīng)于時(shí)間TOFF2的終點(diǎn)的時(shí)間td2時(shí)(模式5)從0電平升到240伏(峰值)。
接著，在每個(gè)開關(guān)周期分別進(jìn)行模式(1)到模式(5)的工作。
圖2I-2P表示在關(guān)于圖2A-2H所示波形中交流輸入電壓VAC=100伏和最小負(fù)載功率Pomin=0瓦條件下進(jìn)行的工作。由于該工作和按照模式(1)到模式(5)的工作相同，本實(shí)施例的并聯(lián)諧振電壓V1能夠抑制到150伏(峰值)，如圖2I所示，而在關(guān)于現(xiàn)有技術(shù)的圖6和7中的常規(guī)電路中，為300伏(峰值)。
在這個(gè)實(shí)施例中，通過比較圖2B和2E所示的柵極電壓VG1與VG2和圖2J和圖2J所示的柵極電壓VG1與VG2，很明顯，可變地控制在用于分別驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通時(shí)間TON1和TON2期間內(nèi)的高電平波形部分，同時(shí)保持開關(guān)頻率fs為固定值，例如100千赫。
根據(jù)從重負(fù)載到輕負(fù)載的轉(zhuǎn)變，這樣控制主開關(guān)元件Q1，使導(dǎo)通時(shí)間TON1縮短來增加關(guān)斷時(shí)間，相反，這樣控制輔助開關(guān)元件Q2，使導(dǎo)通時(shí)間TON2變長來增加導(dǎo)通時(shí)間。
例如，對(duì)于主開關(guān)元件Q1，這樣進(jìn)行PWM的控制，以便獲得如下所示的占空比TON1/(TON1+TOFF1)=0.5-1同時(shí)對(duì)于輔助開關(guān)元件Q2，這樣進(jìn)行PWM控制以便獲得如下所示的占空比TON2/(TON2+TOFF2)=0.5-1從所述的參考附圖2A-2P給出的說明表明，主開關(guān)元件Q1在關(guān)斷時(shí)間產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓V1在圖1所示的電路中被箝位，因而它的電平被抑制。即使升高交流100伏線路的電源電壓至VAC=140伏，或例如在最大負(fù)載條件下，并聯(lián)諧振電壓V1的能夠被抑制到小于400伏。在交流200伏線路中，能夠?qū)⒉⒙?lián)諧振電壓V1峰值電壓抑制到小于800伏。因此，在圖1所示的電路中，主開關(guān)元件Q1對(duì)于交流100伏的線路只需滿足400伏的耐壓，或?qū)τ诮涣?00伏的線路只需滿足800伏的耐壓。也就是，和圖6和7所示的常規(guī)電路比較，能夠降低耐壓要求。對(duì)于輔助開關(guān)元件Q2，可選擇利用只滿足所需較低耐壓要求的元件。
結(jié)果，和圖6與7所示電路的那些相互比較，能夠提高圖1所示電路中開關(guān)元件的特性。例如，當(dāng)開關(guān)元件由MOS-FET構(gòu)成時(shí)，通過減少通態(tài)電阻，可相應(yīng)提高功率轉(zhuǎn)換效率。實(shí)際上，例如，在圖6和7所示的電路中的功率轉(zhuǎn)換效率是92％，而在圖1所示的電路中的效率可提高至93％，因此減少功率損耗接近2.3瓦。
因?yàn)榭蛇x擇地利用較低耐壓要求的開關(guān)元件，所以能夠減少開關(guān)元件本身的尺寸。例如，用于圖6和7電路的開關(guān)元件需滿足大于1000伏耐壓的要求，所以它的封裝組件尺寸相對(duì)變大。然而用于圖1所示電路的每個(gè)開關(guān)元件Q1和開關(guān)元件Q2能夠形成較小的封裝組件。
當(dāng)能夠抑制并聯(lián)諧振電壓V1的電平時(shí)，和圖6與7所示電路的電容器相比，用于圖1所示電路的并聯(lián)諧振電容器Cr，也只需滿足較低耐壓要求，因此也能夠減小并聯(lián)諧振電容器Cr的尺寸。
作為參考，下述數(shù)值是根據(jù)圖2A-2P所示獲得的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，表示圖1中電源電路所選的各元件的實(shí)際數(shù)值。
并聯(lián)諧振電容器Cr=6800微微法箝位電容器CCL=0.22微法初級(jí)繞組N1=35匝(在圖6和7所示的電路中，N1=接近45匝)圖3A-3D表示圖1所示電源電路中在負(fù)載短路條件下主要元件的某些工作波形。
從所述的說明顯看出，本實(shí)施例中，通過控制改變開/關(guān)占空比，而保持開關(guān)頻率fs恒定。也就是，通過控制變化頻率而不進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)來穩(wěn)定電壓。
當(dāng)本實(shí)施例出現(xiàn)負(fù)載短路故障狀態(tài)時(shí)，從圖3A和圖3B所示的并聯(lián)諧振電壓V1和開關(guān)輸出電流IQ1可見，控制主開關(guān)元件Q1的開/關(guān)占空比近似為50％。同時(shí)如圖3C和3D所示，控制輔助開關(guān)元件Q2的開/關(guān)占空比也近似為50％。因此，即使在本實(shí)施例產(chǎn)生負(fù)載短路的狀態(tài)，穩(wěn)定進(jìn)行與參照?qǐng)D2A-2P已經(jīng)說明那些相同的ZVS和ZCS，以便達(dá)到希望的抑制，如并聯(lián)諧振電壓V1=280伏(峰值)，開關(guān)輸出電流IQ1=5.0Ap，開關(guān)輸出電壓=250伏(峰值)，箝位電流IQ2=5.0Ap。這樣，不存在例如必須準(zhǔn)備防止負(fù)載短路的過流保護(hù)電路和過壓保護(hù)電路。
圖4表示本發(fā)明開關(guān)電源電路的另一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例。在該圖中，相應(yīng)圖1的那些部分利用相同的標(biāo)號(hào)或符號(hào)表示，以省略重復(fù)說明。
該圖的電源電路內(nèi)，和圖1的所述的電路不同，在于其利用IGBT(絕緣柵雙極晶體管)作為各主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2。甚至這種電路結(jié)構(gòu)能夠進(jìn)行和參照?qǐng)D2A-2P以及圖3A-3D中所說明的相同的工作。
例如，在圖4電路中，可選擇低耐壓IGBT作為開關(guān)元件。這種IGBT的開關(guān)特性，在關(guān)斷時(shí)間可實(shí)現(xiàn)減少飽和電壓或尾部電流。于是通過改善上述的特性能夠減少功率損耗。
在該圖所示電源電路的次級(jí)側(cè)，通過將整流二極管DO1和濾波電容器CO的組合裝置連到次級(jí)繞組N2可形成半波整流電路，利用此半波整流電路能夠獲得次級(jí)直流輸出電壓EO。
圖5表示本發(fā)明開關(guān)電源電路的另一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例。在該圖所示的電源電路中，利用BJT(雙極晶體管)作為各主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2。在該電路結(jié)構(gòu)中，分別驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2。
在此，這樣形成開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10A，使由振蕩電路11輸出的振蕩信號(hào)分路并提供到第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B。由單塊集成電路構(gòu)成該圖所示的開關(guān)驅(qū)動(dòng)器10A。
在第一PWM控制電路12A中，根據(jù)次級(jí)直流輸出電壓EO變化對(duì)振蕩信號(hào)進(jìn)行PWM控制，因而可獲得相應(yīng)于圖2A-2P所示柵極電壓VG1開/關(guān)時(shí)間的波形信號(hào)。
在由第二PWM控制電路12B和電平移動(dòng)電路14構(gòu)成的電路線路中，根據(jù)次級(jí)直流輸出電壓EO任何變化對(duì)振蕩信號(hào)進(jìn)行PWM控制，然后對(duì)振蕩信號(hào)電平進(jìn)行所需電平移動(dòng)，因而可獲得相應(yīng)圖2A-2P所示對(duì)應(yīng)柵極電壓VG2開/關(guān)時(shí)間的波形信號(hào)。
將第一PWM控制電路12A的輸出提供到開關(guān)元件Q3的基極，而將電平移動(dòng)電路14的輸出提供到開關(guān)元件Q4的基極。
在這種情況為了達(dá)到分別驅(qū)動(dòng)BJT的目的，在主開關(guān)元件(Q1,Q2)的前級(jí)裝有由驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件(Q3,Q4)和變換器驅(qū)動(dòng)變壓器(CDT1,CDT2)構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)電路，用于將驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件的輸出傳輸?shù)街鏖_關(guān)元件(Q1,Q2)。
首先在主開關(guān)元件Q1的一側(cè)提供驅(qū)動(dòng)電路，驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3的集電極連到變換器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT-1初級(jí)繞組N1A的終端，而它的發(fā)射極連到初級(jí)地端。將由電容器C3和電阻R3構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)地插入到驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3的發(fā)射極和集電極之間，以便吸收噪聲。
在變換器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT-1中，將初級(jí)繞組N1A卷繞在初級(jí)側(cè)，將驅(qū)動(dòng)繞組NB1卷繞在次級(jí)側(cè)。利用沿不同方向卷繞初級(jí)繞組N1A和次級(jí)繞組NB1，以便產(chǎn)生相反極性的電壓。初級(jí)繞組N1A的終端連接到上文所述的驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3，而它的始端連接到電容器CiA的正端。
電容器CiA通過電阻R2連接到經(jīng)整流濾波后的電壓Ei線上，這樣通過電阻R2降低經(jīng)整流濾波后的電壓Ei，在電容器CiA兩端獲得預(yù)定電平的直流電壓。利用這一直流電壓作為驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3和驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q4的工作電源，以后將要敘述其。
在變換器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT1中，驅(qū)動(dòng)繞組NB1的終端連接到主開關(guān)元件Q1的基極，而它的初端連接到初級(jí)地端。
當(dāng)作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)的電流從第一PWM電路12A提供到驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3的基極時(shí)，驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q3響應(yīng)于這一驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行開關(guān)操作，然后將開關(guān)輸出傳輸?shù)阶儞Q器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT-1的初級(jí)繞組N1A。因此，在初級(jí)繞組N1A獲得交流電壓，而在驅(qū)動(dòng)繞組NB1感應(yīng)交流電壓。接著，將利用在驅(qū)動(dòng)繞組NB1感應(yīng)得到的交流電壓所產(chǎn)生的交流電流作為驅(qū)動(dòng)電流提供到主開關(guān)元件Q1的基極，因而通過驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件Q1進(jìn)行開關(guān)操作。由于并聯(lián)諧振電路的諧振作用使主開關(guān)元件Q1進(jìn)行電壓諧振開關(guān)操作，該并聯(lián)諧振電路由連接在開關(guān)元件Q1的集電極和發(fā)射極之間的并聯(lián)諧振電容器Cr和隔離型變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1構(gòu)成。
在輔助開關(guān)元件Q2的一側(cè)提供的驅(qū)動(dòng)電路包括開關(guān)元件Q4，和作為其外圍元件的電容器C4和電阻R4，以及具有初級(jí)繞組NA2和驅(qū)動(dòng)繞組NB2的變換器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT-2。因?yàn)樗龅脑倪B接是和在主開關(guān)元件Q1一側(cè)所提供的驅(qū)動(dòng)電路相同，所以在這里省略了重復(fù)說明。
在輔助開關(guān)元件Q2的一側(cè)，利用從電平移動(dòng)電路14輸出的驅(qū)動(dòng)電流驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q4進(jìn)行開關(guān)操作，然后通過變換器驅(qū)動(dòng)變壓器CDT-2將開關(guān)輸出傳輸?shù)捷o助開關(guān)元件Q2，從而使輔助開關(guān)元件Q2進(jìn)行開關(guān)操作。
當(dāng)驅(qū)動(dòng)主開關(guān)元件Q1和輔助開關(guān)元件Q2進(jìn)行開關(guān)操作時(shí)，實(shí)現(xiàn)與參考圖2A-2P，圖3A-3D所述的相同工作狀態(tài)。
在圖5所示電路中，能夠選擇地利用低耐壓BJT作為各開關(guān)元件，所述的BJT的開關(guān)特性能夠有效地減少存儲(chǔ)時(shí)間和下降時(shí)間，因此提高功率轉(zhuǎn)換效率。
應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明不限于優(yōu)選實(shí)施例圖中所示的任何典型結(jié)構(gòu)。例如，可以利用SIT(靜電感應(yīng)晶閘管)或某些其它元件作為主開關(guān)元件或輔助開關(guān)元件。關(guān)于用于外部激勵(lì)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的結(jié)構(gòu)不必限制到附圖中所示的任何示例，并可通過修改以適用某些其它電路裝置。
還有，包括次級(jí)并聯(lián)諧振電路的次級(jí)整流電路不限制于實(shí)施例圖中所示任何示例，同樣可以采用某些其它適合的電路裝置。
在本發(fā)明的開關(guān)電源電路中，如上所述，在復(fù)合諧振型變換器的初級(jí)側(cè)提供有源箝位電路，該變換器在其初級(jí)側(cè)具有電壓諧振型變換器，在其次級(jí)側(cè)具有并聯(lián)諧振電路，其中通過箝位在初級(jí)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓脈沖，可以抑制它的電平。因此，能夠選擇性地降低有關(guān)諸如開關(guān)元件和在電源電路中采用的初級(jí)并聯(lián)諧振電容器等元件的耐壓要求。
因此，通過選擇較低耐壓要求能夠改善開關(guān)元件的變換特性，從而提高功率變換效率。還有，由于選擇較低耐壓要求，則能夠減少元件尺寸，最終實(shí)現(xiàn)減少構(gòu)成電源電路的襯底的尺寸和重量。
此外，按照本發(fā)明開關(guān)驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)，當(dāng)在如負(fù)載短路狀態(tài)下，相應(yīng)開關(guān)頻率不會(huì)被降低因而保持不變，這與通過改變開關(guān)頻率進(jìn)行恒壓控制的常規(guī)情況不同，這樣能夠使主開關(guān)元件和輔助開關(guān)元件利用穩(wěn)定地ZVS和ZCS進(jìn)行開關(guān)操作。因此，有可能取消必須為防止負(fù)載短路而準(zhǔn)備的過壓保護(hù)電路和過流保護(hù)電路，從而在減少電路尺寸和重量方面達(dá)到很大的改進(jìn)。
還有，通過將諸如輔助開關(guān)元件，箝位電容器和箝位二極管并聯(lián)到隔離型變換器變壓器的初級(jí)繞組上，能夠形成本發(fā)明的有源箝位電路，因此，盡量減少所需增加的元件的數(shù)量，從而不會(huì)妨礙所期望的減少電路尺寸和重量。
雖然利用專業(yè)術(shù)語敘述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，所述的說明僅僅是以說明本發(fā)明為目的，但是應(yīng)該了解，在不脫離下述權(quán)利要求的實(shí)質(zhì)和范圍的情況下，可以進(jìn)行改變和修改。
權(quán)利要求
1．開關(guān)電源電路包括具有主開關(guān)元件的開關(guān)裝置，用于斷續(xù)地輸出提供到其上的直流輸入電壓；初級(jí)并聯(lián)諧振電容器，提供其以便構(gòu)成將所述的開關(guān)裝置的工作轉(zhuǎn)變成電壓諧振型的初級(jí)并聯(lián)諧振電路；隔離型變換器變壓器，其中按這樣一種方式形成氣隙，以便獲得需要的耦合系數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)的粗耦合，并且將在初級(jí)側(cè)獲得的所述開關(guān)裝置的輸出傳輸?shù)酱渭?jí)側(cè)；次級(jí)并聯(lián)諧振電路，通過將次級(jí)并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)到所述的隔離型變換器變壓器的次級(jí)繞組形成；直流輸出電壓發(fā)生裝置，其構(gòu)成使得通過對(duì)從所述的隔離型變換器變壓器的次級(jí)繞組獲得的交流電壓輸入和進(jìn)行整流產(chǎn)生次級(jí)直流輸出電壓。開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，用于根據(jù)次級(jí)直流輸出電壓的電平，通過以預(yù)定的恒定開關(guān)頻率在每個(gè)開關(guān)周期改變開/關(guān)占空比，驅(qū)動(dòng)所述的主開關(guān)元件進(jìn)行恒壓控制；具有輔助開關(guān)元件的有源箝位裝置，根據(jù)所述的主開關(guān)元件的開/關(guān)時(shí)間以這樣一種方式進(jìn)行開關(guān)操作，以便獲得預(yù)定可變化的開/關(guān)時(shí)間，因此在所述的主開關(guān)元件的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，箝位在所述的初級(jí)并聯(lián)諧振電容器兩端所產(chǎn)生的初級(jí)并聯(lián)諧振電壓。
2．按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述的有源箝位裝置其形成，使由所述的輔助開關(guān)元件和箝位電容器構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)到所述的隔離型變換器變壓器的初級(jí)繞組上，同時(shí)將二極管元件并連到所述的輔助開關(guān)元件上。
全文摘要
在復(fù)合諧振開關(guān)型變換器的初級(jí)側(cè)提供有源箝位電路,在該變換器的初級(jí)側(cè)具有電壓諧振型變換器,在其次級(jí)側(cè)具有并聯(lián)諧振電路,其中通過對(duì)在初級(jí)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓脈沖箝位,能夠抑制其電平。因而,能夠有選擇地降低關(guān)于在電源電路中采用的諸如開關(guān)元件和初級(jí)并聯(lián)諧振電容器的組成元件的耐壓要求。
文檔編號(hào)H02M3/28GK1309459SQ01111680
公開日2001年8月22日 申請(qǐng)日期2001年2月9日 優(yōu)先權(quán)日2000年2月9日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼公司