專利名稱：零電壓開關雙pwm變頻器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種三相電壓型脈寬調制(PWM)變頻器。
傳統(tǒng)的電壓型PWM變頻器，其輸入側的AC-DC變流器是采用不可控的二極管整流器(見

圖1)，輸入電流里含有嚴重的諧波成分，造成輸入功率因數(shù)低、諧波污染嚴重。為了克服這些缺點，一般采用硬開關雙PWM變頻方案(見圖2)。該方案雖能提高功率因數(shù)，但是，其急劇變化的電壓和電流使半導體功率開關器件承受很大的電應力，造成嚴重的電磁干擾，半導體功率器件開關損耗也很大。
本發(fā)明的目的是要提供一種零電壓開關雙PWM變頻器，既能保持高功率因數(shù)，又能抑制電磁干擾，減少半導體功率器件的開關損耗。
本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的一種零電壓開關雙PWM變頻器，具有輸入側AC-DC變流器、輸出側DC-AC逆變器、位于輸入側與輸出側之間的中間環(huán)節(jié)所構成的主回路和微處理機、微處理機與主回路之間的電壓電流檢測及處理電路、半導體功率開關器件驅動電路，其特征在于主回路的中間環(huán)節(jié)是一個零電壓開關電路，它由半導體功率開關器件VC1、VC2，二極管VDC1、VDC2，電容Cd1、Cd2及電感Lr組成，半導體功率開關器件VC1發(fā)射極接直流母線P極和二極管VDC1的陽極，半導體功率開關器件VC1集電極接電容Cd1和二極管VDC1陰極，電容Cd1另一端接電容Cd2和電感Lr，電容Cd2另一端接直流母線N極；半導體功率開關器件VC2集電極接直流母線P極和二極管VDC2的陰極，半導體功率開關器件VC2發(fā)射極接二極管VDC2陽極和電感Lr的另一端；變流器和逆變器的每個半導體功率器件上并聯(lián)一個緩沖電容；橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主回路上直流電壓為零的區(qū)間里發(fā)生。
所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特征在于，PWM脈沖由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路生成；輸入的鋸齒波分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1后送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調制波e也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一“或”門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件IGBT，另一路經一反相器U7后驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端；在相電流i＞0時，采用正斜率鋸齒波與調制波e比較產生PWM脈沖；在相電流i＜0時，采用經反相器U3倒相后生成的負斜率鋸齒波與調制波e比較產生PWM脈沖。
所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特征在于，PWM脈沖由微處理機生成，由一電流極性判別電路給出相電流i的極性轉變識別信號，在相電流i＞0時，采用正斜率鋸齒波調制；在相電流i＜0時，仍采用正斜率鋸齒波調制，用e’＝1－e代替e調制波，生成脈沖的有效性與前者相反；電流極性判別電路由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區(qū)時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發(fā)器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1后接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區(qū)時間形成電路，死區(qū)時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個上橋臂的半導體功率器件IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3后接光電耦合器U4的二極管陽極，N端接該二極管陰極；光電耦合器U4的三極管集電極接控制電源Vcc，其發(fā)射極經電阻R4接控制電源的地端，該發(fā)射極經施密特整形器U5后分兩路，其一接與門U7另一輸入端，其二經反相門U6反相后送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發(fā)器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發(fā)器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
本發(fā)明的技術效果在于除具有一般電壓開關雙PWM變頻器高功率因數(shù)外，利用緩沖電容和零電壓開關電路之間的諧振動作，使所有半導體功率器件都在直流母線上電壓為零時開通，且由于并聯(lián)的緩沖電容存在，這些半導體功率器件的關斷總是在零電壓情況下開始的，從而實現(xiàn)零電壓開通和零電壓關斷，大大減緩電壓的變化率，降低半導體功率器件的開關損耗；又由于以零電壓開關替代硬開關動作，消除了因硬開關引起的電磁干擾。
下面結合本發(fā)明的實施例及其附圖作進一步的說明。
圖1是已知的帶二極管整流器的變頻器主電路。
圖2是已知的三相硬開關變流器-逆變器主電路。
圖3是本發(fā)明實施例一的主電路及控制框圖。
圖4是本發(fā)明實施例二的主電路及控制框圖。
圖5是實施例一中的PWM脈沖生成電路圖(U相)。
圖6是實施例二中的電流極性判別電路圖(U相)。
圖7是本發(fā)明主電路等效電路圖。
圖8是圖7的等效電路圖。
圖9是主電路的諧振動作模式。
圖10是諧振時的波形圖。
圖11是鋸齒波PWM調制示意圖。
圖12是逆變器U相電流流向示意圖。
圖13是鋸齒波的切換示意圖。
圖14是用軟件方法實現(xiàn)PWM調制(U相)的脈沖波形圖。
圖15是正斜率調制示意圖。
圖16是負斜率調制示意圖。
圖3所示的實施例一，三相電源1的輸出端子R、S、T分別經電感LR、LS、LT接到AC-DC變流器的R’、S’、T’端子上。R’橋臂上、下分別接有半導體功率器件V1和V4，V1上并聯(lián)有二極管VD1和緩沖電容C1，V4上并聯(lián)有二極管VD4和緩沖電容C4；S’橋臂上、下分別接有半導體功率器件V2和V5，V2上并聯(lián)有二極管VD2和緩沖電容C2，V5上并聯(lián)有二極管VD5和緩沖電容C5；T’橋臂上分別接有半導體功率器件V3和V6，V3上并聯(lián)有二極管VD3和緩沖電容C3，V6上并聯(lián)有二極管VD6和緩沖電容C6；V1、V2、V3的集電極都接到直流母線的正極P上，V4、V5、V6的發(fā)射極都接到直流母線的負極N上。
變頻器的輸出側，即DC-AC逆變器部分的結構與AC-DC變流器類似，其輸出端U、V、W與用作負載2(如三相電機)的繞組輸入端相接。U橋臂上、下分別接有半導體功率器件V7和V10，V7上并聯(lián)有二極管VD7和緩沖電容C7，V10上并聯(lián)有二極管VD10和緩沖電容C10；V橋臂上、下分別接有半導體功率器件V8和V11，V8上并聯(lián)有二極管VD8和緩沖電容C8，V11上并聯(lián)有二極管VD11和緩沖電容C11；W橋臂上、下分別接有半導體功率器件V9和V12，V9上并聯(lián)有二極管VD9和緩沖電容C9，V12上并聯(lián)有二極管VD12和緩沖電容C12；V7、V8、V9的集電極都接到直流母線的正極P上，V10、V11、V12的發(fā)射極都接到直流母線的負極N上。
中間環(huán)節(jié)是一個零電壓開關電路，半導體功率器件VC1的發(fā)射極和VC2的集電極都接到直流母線的正極P上。VC1與二極管VDC1并聯(lián)后，其集電極接電容Cd1，Cd1的另一端與電容Cd2相接，Cd2的另一端與直流母線的負極N連接。Cd1與Cd2的連接點與電感Lr連接。VC2與二極管VDC2并聯(lián)后，其發(fā)射極與上述電感Lr的另一端相接。
變頻器的輸入側、輸出側、中間環(huán)節(jié)構成主回路，一微處理機3與主回路之間設有電壓電流檢測及處理電路4、半導體功率開關器件驅動電路7。
圖4所示的實施例二與實施例一的主回路、微處理機3、電壓電流檢測及處理電路4、半導體功率開關器件驅動電路7相同。
本發(fā)明是利用緩沖電容和零電壓開關電路之間的諧振動作，使所有半導體功率器件都在直流母線上電壓為零時開通。為了說明主電路的諧振動作，可以用等效電路圖7來表示。由于變流器-逆變器的載波頻率遠高于電網頻率和逆變器的輸出頻率，因此可以認為在一個載波周期內變流器的輸入電流和逆變器的輸出電流是恒定的，從而可以用恒電流源IS和IL來表示輸入電流和輸出電流。且由于Cd1、Cd2容量很大，在一個載波周期里Cd1、Cd2上的電壓基本一定，為方便起見，圖7中分別用Ed/2來表示Cd1、Cd2上的電壓。圖7中的Vs、VDs、Cr分別表示變流器和逆變器的功率開關、續(xù)流二極管和緩沖電容。由于三相橋的上下臂功率開關總有一方接通，故圖7中取Cr＝3Cs。在Cr的電壓Ucr為零期間，三相橋的功率開關進行動作切換。由于系統(tǒng)工作時，變流器和逆變器的開關切換動作是同步進行的，因此圖7可以進一步用圖8等效電路來表示，此時Cr＝6Cs。下面分析圖8的開關動作，它由9個模式組成，如圖9所示。諧振時電感Lr的電流波形和緩沖電容Cr的電壓波形如圖10所示。
Mode a(～Vc2＝on)(～t1)穩(wěn)態(tài)時Vc1導通，直流電源IS和Ed提供負載電流IL，且iLr＝0，Ucr＝Ed。
Mode b(Vc2＝on～Vc1＝off)(t1～t2)在t1時刻讓Vc2導通，則Lr上施加有Ed/2電壓，Lr的電流在增加，顯然Vc2的導通是以ZVS、ZCS方式進行的。當iLr＝Ir1(Ir1為設定值，Ir1＞IL)時，關斷Vc1。
Mode c(Vc1＝off～VDs＝on)(t2～t3)在t2時刻關斷Vc1，則Lr、Cr間產生諧振，電容Cr上電荷經Lr和負載IL放電，電壓Ucr逐漸下降。由于Lr上的電壓等于Es/2，所以Vc1的關斷是以ZVS方式進行的。當Ucr＝0時，二極管VDs導通。
Mode d(VDs＝on～VDc2＝on)(t3～t4)由于VDs的導通，Lr的能量轉移到電源Ed/2上，iLr逐漸減小，直至iLr＝0。
Mode e(VDc2＝on～VDs＝off，Vs＝on)(t4～t5)電源Ed/2經二極管VDc2向Lr積蓄電能。由于Lr上施加有Ed/2電壓，方向與模式b時恰相反，故iLr方向發(fā)生顛倒，且逐步增大。此間讓Vc2關斷，顯然該動作是在ZVS狀態(tài)下進行的。在t5時刻，iLr等于負載IL，二極管VDs關斷。
Mode f(VDs＝off，Vs＝on～Vs＝off)(t5～t6)為了使后面的諧振能完整進行，必須給開關Vs以瞬間的短路，使Lr繼續(xù)施加Ed/2電壓，iLr繼續(xù)增大。
Mode g(Vs＝off～VDc1＝on)(t6～t7)在t6時刻，iLr等于設定值Ir2關斷Vs，則Cr和Lr間又發(fā)生諧振。Vs的導通與關斷都是在母線間電壓為零時進行的，故其開關動作屬于ZVS。由于iLr＞IL，iLr開始向Cr充電，直至Ucr＝Ed。
Mode h(VDc1＝on～VDc1＝off，Vc1＝on)(t7～t8)電容Cr停止充電，二極管VDc1導通，Lr中多余能量返回直流電源Ed/2。此時讓Vc1導通，顯然Vc1的動作是以ZVS方式進行的。Lr的電流在向電源回饋過程中逐漸減小。
Mode i(VDc1＝off，Vc1＝on～VDc2＝off)(t8～t9)當iLr＜IL時，二極管VDc1關斷，直流電源IS和Ed同時向負載IL提供電流。直至iLr＝0時，則負載電流IL完全由Ed提供。
前已述及，變流器和逆變器橋臂上各功率器件的導通都是借零電壓開關電路諧振期間直流母線P、N上電壓為零時進行的，其導通為零電壓導通。另一方面，各功率器件上都并聯(lián)有緩沖電容，其關斷在任何時候進行都必然是零電壓方式。因此，對這些器件的關斷可以放在任何時候進行。對于三相PWM變流器—逆變器來說，在各載波周期，每相橋臂上下的功率器件都必須分別導通和關斷一次。
本發(fā)明是使用鋸齒波作為載波與調制波生成PWM脈沖來控制各功率器件的導通和關斷，參見圖11(a)所示，雖然三相調制波與鋸齒波斜邊的交點在不同時刻，但與后沿的相交總是在鋸齒波后沿時點上(稱后沿調制)。由于功率器件的關斷可以在任意時刻進行，從而可以讓三相功率器件的開通集中放在鋸齒波的后沿時刻進行。這樣，如圖中所示，鋸齒波就有著相同的周期，從而可以以固定周期觸發(fā)VC1、VC2，使之發(fā)生諧振，方便了控制電路的設計。圖中陰影部分表示零電壓開關電路諧振期間，在此期間，各有關功率器件觸發(fā)導通。由于鋸齒波有固定周期，每個周期里只有一次諧振，即只有一次陰影(或電壓為零)，從而減少了直流母線P、N間零電壓輸出的次數(shù)，相應地也提高了變頻器的電壓利用率。
對PWM變頻器，習慣上有如下定義，即當調制波信號大于載波信號時，觸發(fā)變流器或逆變器的上橋臂功率器件導通，與此同時封鎖對應下橋臂的器件導通，上下橋臂觸發(fā)脈沖時序如圖11(a)所示。
當iu＞0時，U+＝1使iu從P極經V7流入負載2的繞組Lu，如圖12(a)實線所示，U-＝0使V10關斷。U+觸發(fā)結束后，即U+＝0，U-＝1時，V7關斷，V10雖然觸發(fā)導通，但由于Lu里電流iu不會突然改變方向，iu將改道由N極經VD10流進Lu，換句話說，此時V10和VD7都沒有發(fā)揮作用。
當iu＜0時，U-＝1使iu從負載2的繞組Lu里流出，經V10到N極，如圖12(b)實線所示，U+＝0使V7關斷。U-觸發(fā)結束后，即U-＝0，U+＝1時，V10關斷，V7重又導通，同樣道理，由于Lu里電流iu不會突然改變方向，iu將改道從Lu經VD7進入P極，此時V7和VD10也都沒有發(fā)揮作用。
從以上分析可以看出，當iu＞0時，U+使V7剛好在圖11(a)鋸齒波后沿處開始導通，即正好在零電壓開關電路諧振期間導通；而V10可以在任何時候導通，因為有VD10的旁路作用，使V10的導通毫無關系。而當iu＜0時，V10和VD7的導通卻至關重要。如果仍按圖11(a)的控制策略使V10觸發(fā)導通，則U-的脈沖前沿都不在鋸齒波的后沿(陰影區(qū))處，即無法使V10在諧振期間開通。為此，須將鋸齒波的方向調頭，如圖11(b)所示，這樣V10的開通就可以調整到在鋸齒波的上升沿(陰影)處，即諧振期間發(fā)生。
綜上，本發(fā)明的載波必須是方向相對/相背反復交錯排列的鋸齒載波，如圖13所示，圖中從上到下依次為iu、iv、iw與鋸齒載波的調制示意圖。當電流iu＞0時，用正斜率的鋸齒載波；當電流iu＜0時，用負斜率的鋸齒載波。
在雙PWM變頻器中，變流器和逆變器共有6個相，因此有6列鋸齒載波，見圖13，每列鋸齒載波根據(jù)各自電流極性的變化切換，方向相對/相背反復交錯地排列著。這6列鋸齒載波由編制程序做到嚴格同步，使6組陰影區(qū)重迭，如圖13中垂直虛線所示。這樣，主電路的諧振期間全部落在陰影區(qū)內，供零電壓開關動作。這些動作是由PWM生成電路6或由微處理機3生成的PWM脈沖來觸發(fā)驅動的，因6個相的電路和過程相同，以下說明僅以U相為例。
本發(fā)明的兩個實施例采用兩種PWM脈沖的生成方法，實施例一的PWM脈沖由硬件電路生成，設有PWM脈沖生成電路6；實施例二的PWM脈沖由微處理機3軟件生成，設有電流極性判別電路5。由硬件PWM脈沖生成電路6或由微處理機3軟件生成的PWM脈沖信號經半導體功率開關器件驅動電路7后驅動主電路上各功率開關器件。
參見圖3和圖5，實施例一采用的PWM脈沖生成電路6(U相)是由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路所組成。輸入的鋸齒波(U相)分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1后送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調制波eu也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一“或”門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件V7的IGBT，另一路經一反相器U7后驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件V10的IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端。如圖5所示，U相正斜率鋸齒波經反相器U3倒相后生成負斜率鋸齒波，正負斜率鋸齒波同時進入比較器U1、比較器U2的反相端“-”。U相調制波信號電壓eu同時進入比較器U1、U2的正相端“+”，U1的輸出端接緩沖器U4的輸入，U2的輸出端接緩沖器U5的輸入。另一方面，由電流互感器(系PWM變頻器的常用件，圖中未示)檢測到的U相電流iu經過零檢測電路處理后形成極性判別電平。在相電流iu＞0時，采用正斜率鋸齒波與調制波eu比較產生PWM脈沖，選通U4，即選擇正斜率鋸齒波調制的PWM脈沖；在相電流iu＜0時，采用經反相器U3倒相后生成的負斜率鋸齒波與調制波eu比較產生PWM脈沖，選通U5，即選擇負斜率鋸齒波調制的PWM脈沖。兩路脈沖最終都經過或門U6送出，用于觸發(fā)功率器件V7和V10。
另二相(V、W相)的由硬件電路生成的PWM脈沖與U相原理相同。
實施例二的PWM脈沖由微處理機3軟件生成，由一給出相電流i的極性轉變識別信號，根據(jù)相電流i的極性采用不同的調制波。參見圖4和圖6，電流極性判別電路5由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區(qū)時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發(fā)器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1后接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區(qū)時間形成電路，死區(qū)時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的上橋臂的半導體功率器件V7的IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件V10的IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至一延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3后接光電耦合器U4的二極管陽極，N端接該二極管陰極；光電耦合器U4的三極管集電極接控制電源Vcc，其發(fā)射極經電阻R4接控制電源的地端，該發(fā)射極經施密特整形器U5后分兩路，其一，接與門U7另一輸入端，其二，經反相門U6反相后送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發(fā)器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發(fā)器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
參見圖14所示的用微處理機3軟件實現(xiàn)的U相PWM脈沖波形圖，其中圖14(a)所示的連續(xù)單增PWM調制方式，當iu＞0時必須采用圖14(a)鋸齒波調制，由它生成的PWM脈沖如圖14(c)、(d)所示。當iu＜0時，必須采用圖14(b)所示的鋸齒波調制，由它生成的PWM脈沖如圖14(e)、(f)所示。但微處理機3不具備圖14(b)所示的PWM調制功能。本發(fā)明采用eu’＝1－eu代替eu，且賦予圖14(c)相反有效極性的定義，則可摒棄圖14(b)，繼續(xù)沿用圖14(a)所示的正斜率鋸齒波實現(xiàn)iu＜0時的PWM調制，如圖14(g)，由其生成的PWM脈沖如圖14(h)、(i)，它與圖14(e)、(f)完全一樣，從而使iu＜0時V10的開通也能落在正斜率鋸齒波的垂直后沿處(諧振期間)。這種方法只需采用正斜率鋸齒波，便可同時滿足對iu＞0和iu＜0的調制。
在變頻器里，為了防止上下橋臂功率器件(如圖12(a)的V7、V10)直通，一般都必須設置死區(qū)時間Td(Dead Time)，當iu＞0時，如圖12(a)所示，在Td期間，V7、V10都不導通，iu經VD10流入Lu，U點電位Uu近乎為零；反之，當iu＜0時，如圖12(b)所示，iu從Lu里流出，經VD7到達P極，U點電位Uu近乎P點電平。但是以上情況不適合于零電壓開關電路諧振期間，因為諧振期間P、N間電壓總是零，即Uu也是零，因此本發(fā)明用圖6所示的電流極性判別電路5來達到防止上下橋臂功率器件直通。
當用正斜率鋸齒波為載波時，同時參見圖6、圖15，圖6中的虛框是表示死區(qū)時間形成電路。圖15(a)為正斜率鋸齒波PWM調制，圖15中信號波eu與載波鋸齒波比較生成PWM脈沖，如圖15(g)所示，經圖6的死區(qū)時間形成電路處理后，生成觸發(fā)V7、V10的電壓如圖15(h)、(i)。由圖10知道，諧振的發(fā)生是由Vc1、Vc2觸發(fā)信號決定的，在t1時刻，VC2有一正跳變觸發(fā)，如圖15(c)；t7之后VC1也有一正跳變觸發(fā)，如圖15(b)，經圖6的U1反相后如圖15(e)，在U2邏輯或之后，得圖15(f)波形。諧振期間，P、N間電壓UPN為零，如圖15(d)。此后，在iu＞0時，V7的觸發(fā)導通使UUN＝Ed，見圖15(j)及圖6的UUN。由于光耦管U4的的遲延效應，a點電位Ua較UUN滯后(一般2～3μS)，如圖15(k)。當iu＜0時，V7的觸發(fā)尋通也使UUN＝Ed，但由圖12(b)知道，此時UUN的后沿延遲一個Td時間后才下降到零，比較圖15(n)、(j)，此時的Ua如圖15(o)。如果將Uc適當延時生成Ud，如圖15(m)，則Ud、Ua相與后得到UR，如圖15(p)，它由圖6中U7的R端輸出。
電流極性判別電路5能檢測出正斜率鋸齒波PWM調制下電流從iu＞0到iu＜0時的第一次極性(從正到負)轉變的識別信號UR，并指令控制系統(tǒng)由正斜率鋸齒波PWM調制轉為負斜率鋸齒波PWM調制，如圖16(a)所示。
圖16所示的控制機理與圖15相同，比較圖16(g)與圖15(g)，可見區(qū)別在于PWM調制脈沖的極性順序相反，由其生成的V7、V10觸發(fā)脈沖如圖16(h)、(i)。當iu＞0時，UUN、Ua如圖16(j)、(k)所示；iu＜0時，UUN、Ua如圖16(o)、(p)所示。Ua倒相后為Ub，ia＞0與ia＜0時的Ub如圖16(l)、(q)，顯然，圖16(1)的脈沖下降沿比圖16(q)滯后Td時間。由圖6的U3檢測到的Td時間信號UC如圖16(m)，適當延時UC，得Ud，如圖16(n)。Ud與圖16(l)的Ub相與，可得負斜率鋸齒波PWM調制下電流從iu＜0到iu＞0時的第一次極性(從負到正)變化的識別信號Us，如圖16(r)，它由由圖6中U8的S端輸出，并指令控制系統(tǒng)由負斜率鋸齒波PWM調制轉為正斜率鋸齒波PWM調制，即返回圖15(a)的調制。
權利要求
1.一種零電壓開關雙PWM變頻器，具有輸入側AC-DC變流器、輸出側DC-AC逆變器、位于輸入側與輸出側之間的中間環(huán)節(jié)所構成的主回路和微處理機、微處理機與主回路之間的電壓電流檢測及處理電路、半導體功率開關器件驅動電路，其特征在于主回路的中間環(huán)節(jié)是一個零電壓開關電路，它由半導體功率開關器件VC1、VC2，二極管VDC1、VDC2，電容Cd1、Cd2及電感Lr組成，半導體功率開關器件VC1發(fā)射極接直流母線P極和二極管VDC1的陽極，半導體功率開關器件VC1集電極接電容Cd1和二極管VDC1陰極，電容Cd1另一端接電容Cd2和電感Lr，電容Cd2另一端接直流母線N極；半導體功率開關器件VC2集電極接直流母線P極和二極管VDC2的陰極，半導體功率開關器件VC2發(fā)射極接二極管VDC2陽極和電感Lr的另一端；變流器和逆變器的每個半導體功率器件上并聯(lián)一個緩沖電容；橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主回路上直流電壓為零的區(qū)間里發(fā)生。
2.根據(jù)權利要求1所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特征在于，PWM脈沖由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路生成；輸入的鋸齒波分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1后送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調制波e也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一“或”門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件IGBT，另一路經一反相器U7后驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端；在相電流i＞0時，采用正斜率鋸齒波與調制波e比較產生PWM脈沖；在相電流i＜0時，采用經反相器U3倒相后生成的負斜率鋸齒波與調制波e比較產生PWM脈沖。
3.根據(jù)權利要求1所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特征在于，PWM脈沖由微處理機生成，由一電流極性判別電路給出相電流i的極性轉變識別信號，在相電流i＞0時，采用正斜率鋸齒波調制；在相電流i＜0時，仍采用正斜率鋸齒波調制，用e’＝1－e代替e調制波，生成脈沖的有效性與前者相反；電流極性判別電路由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區(qū)時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發(fā)器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1后接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區(qū)時間形成電路，死區(qū)時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個上橋臂的半導體功率器件IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3后接光電耦合器U4的二極管陽極，N端接該二極管陰極；光電耦合器U4的三極管集電極接控制電源Vcc，其發(fā)射極經電阻R4接控制電源的地端，該發(fā)射極經施密特整形器U5后分兩路，其一接與門U7另一輸入端，其二經反相門U6反相后送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發(fā)器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發(fā)器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種三相電壓型脈寬調制(PWM)變頻器,其特征在于主回路的中間環(huán)節(jié)是一個零電壓開關電路,橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主回路上直流電壓為零的區(qū)間里發(fā)生,各半導體功率開關器件的動作是由PWM生成電路6或由微處理機3生成的PWM脈沖來觸發(fā)驅動,除具有一般雙PWM變頻器優(yōu)點外,減緩了電壓變化率,降低了開關損耗,消除了因硬開關引起的電磁干擾。
文檔編號H02M5/00GK1336716SQ0011952
公開日2002年2月20日 申請日期2000年7月28日 優(yōu)先權日2000年7月28日
發(fā)明者陳國呈 申請人:上海新源變頻電器有限公司