本發(fā)明涉及一種具有簡單結構和高生產率的變壓器，更具體地講，涉及一種用于抵消由于變壓器繞組之間的電容耦合引起的傳導噪聲或傳導噪聲和輻射噪聲的變壓器和電源，以甚至在大批量生產時也提供小的電磁干擾偏差和足夠的余量，從而減少變壓器的單位成本并且減少電磁干擾濾波器的成本。

背景技術：
目前，存在這樣一種磁能轉移元件或電源，所述磁能轉移元件或電源被配置為通過使用由磁能轉移元件繞組引起的抵消效應來減少從電源流到電氣接地的位移電流。然而，應當展開并卷繞5股或6股細線以通過使用小匝數來無間隙地填充一個繞層用于抵消。因此，這可能存在的缺點是卷繞操作很困難并且變壓器的生產率很低，因此增加了單位成本，并且在變壓器具有薄型形狀因子的情況中，幾股線無法連接到引腳等。此外，已經使用了修改形狀的方法來避免具有薄型形狀因子的變壓器的高度限制。在這種情況下，減少從電源流到電氣接地的位移電流的效果有很大的偏差，因此導致大量生產時難以滿足電磁干擾標準的缺點。以下將簡要描述現有技術。圖1是示出了變壓器13、輸入線16和輸出線17通過典型的逆向變換器中的變壓器內的分布式電容耦合以產生位移電流到電氣接地的原理的視圖。以下，在下面示出的所有附圖中，對變壓器的每個繞組示出的黑點表示繞組的開始或末端。參見圖1，對交流輸入電壓進行整流并且電容器11使交流輸入電壓平滑。開關元件12響應于輸出電壓的反饋進行切換以在變壓器13的輸入繞組131中產生能量存儲和能量轉移，并且輸出整流器14和電容器15對輸出繞組133的電壓進行整流以提供電力到負載。通常，當開關元件12接通或斷開時,在變壓器13的輸入繞組131的末端與開關元件12之間的連接點處的電壓的變化速度非?？?，并且出現最大為500-600伏的電勢變化。這電勢變化通過輸入繞組131與輸出繞組133之間的分布式電容(Cps)的路徑、或通過輸入繞組131與變壓器芯之間的分布式電容(Cpc)和變壓器芯與輸出繞組133之間的分布式電容(Csc)的路徑傳遞到輸出繞組133，從而允許輸出線17具有噪聲電勢。此外，電勢變化通過輸入繞組131與輸入線16之間的分布式電容(Cpi)允許輸入線16具有噪聲電勢。此外，電勢變化通過輸入繞組131與變壓器芯136之間的分布式電容(Cpc)允許變壓器芯具有噪聲電勢。這些噪聲電勢允許電流流過輸入線16與接地之間的分布式電容(Cig)、輸出線17與接地之間的分布式電容(Cog)和變壓器芯與接地之間的分布式電容(Ccg)，從而產生共模噪聲，因此應當設法使噪聲電流小于規(guī)定所指出的水平。圖2是現有技術中通過輸入繞組的電勢來抵消輸出繞組的電容耦合的原理圖。參見圖2，輸入繞組131憑借面對輸出繞組133的方向上產生電場來產生通過面對輸出繞組133的表面的分布式電容的電容耦合電流，并且憑借向與面對輸出繞組133的方向相反的方向上產生電場來產生通過輸入繞組131與變壓器芯136之間的分布式電容和變壓器芯136與輸出繞組133之間的分布式電容的電容耦合電流。參見圖2，輸入繞組131與輸出繞組133之間的電容耦合電流應當維持低于容差以維持通過輸出線流到電氣接地的位移電流。為此，在圖2中，抵消繞組132屏蔽了向從輸入繞組131面對輸出繞組133的方向上產生的電場，并且屏蔽繞組134屏蔽了從輸入繞組131向面對輸出繞組133的方向的相反方向上產生的電場。此外，使用具有與輸入繞組131的電勢的極性相反的電勢形成電場的屏蔽繞組134去除了盡管存在屏蔽還產生的電容耦合。此外，抵消繞組132在抵消繞組132與輸入繞組133之間產生具有相反極性的電容耦合，從而抵消并減少輸入繞組131與輸出繞組133之間盡管存在屏蔽還產生的電容耦合。為了產生具有反向極性的電流來抵消從具有高電勢變化的輸入繞組131到相同極性的具有低電勢變化的輸出繞組133產生的電容耦合，抵消繞組132應當具有比輸出繞組133的電勢變化低的電勢變化，為此，抵消繞組132的匝數(T：匝)小于輸出繞組133的匝數。例如，以繞組寬度為8mm的變壓器為例，這種變壓器廣泛用于輸入為220V市電電壓、輸出為5V電壓的移動電話充電器的電源。在圖2的實施方式中，當輸出繞組133的匝數為8T(T：匝)時，抵消繞組132的匝數為6T到7T，以在屏蔽輸入繞組131電容耦合到輸出繞組133的同時抵消耦合。為了使用7T來完全包圍8mm的繞組寬度，應當均勻地展開并且平行卷繞直徑為0.18mm的6股細線而沒有間隙，因此卷繞工作可能很困難，從而減少了生產率并且增加了成本。圖3示出了圖2的變壓器的實例，并且圖4是還包括3股偏壓繞組135用于從圖3的變壓器拉出約10V的輔助電源的實例?？偣矐?股連接到共地終端(5a和7a)，其中應有3股偏壓繞組135和6股抵消繞組132連接到所述共地終端(5a和7a)，但是這種方法不能用于焊接部件的高度受到限制的小尺寸的產品中。圖5示出提高繞組的生產率的改進型變壓器的結構。改進型變壓器具有以下結構：具有比用于抵消的匝數大很多的匝數的偏壓繞組135位于輸入繞組131與輸出繞組133之間，并且增加了被電容耦合到一部分輸出繞組133的1股抵消繞組137，以抵消輸入繞組131與輸出繞組133之間以及偏壓繞組135與輸出繞組133之間產生的電容耦合。然而，用于保持抵消繞組137的位置的柵欄帶138具有大的寬度偏差，并且抵消繞組137的物理位置發(fā)生變化，因此在抵消繞組137與輸出繞組133之間的耦合處出現很大的偏差。這種偏差的缺點是：根據產品在很大程度上產生了電磁干擾。圖6是現有技術中具有夾心繞組結構的實例，其中夾心繞組結構分為輸入繞組的具有小的電勢變化寬度的第一輸入繞組131a和具有大的電勢變化寬度的第二輸入繞組131b，從而以夾心形狀圍繞輸出繞組133的兩個卷繞表面。第一屏蔽繞組132a和第二屏蔽繞組132b分別位于第一輸入繞組131a與輸出繞組133之間以及第二輸入繞組131b與輸出繞組133之間，以屏蔽第一輸入繞組131a與輸出繞組133之間以及第二輸入繞組131b與輸出繞組133之間的電容耦合。然而，盡管具有大的電勢變化寬度的第二輸入繞組131b與輸出繞組133之間的電容耦合被屏蔽了，但是產生遠大于在圖3的輸入繞組131的多個繞層之中具有最低的電勢變化寬度的繞層與輸出繞組133之間產生的耦合電流的耦合電流。此外，具有大的電勢變化寬度的第二輸入繞組131b中固有的高峰值電壓在第二屏蔽繞組132b上形成另一個噪聲。因此，可以生成大的傳導噪聲和輻射噪聲，從而需要降噪的措施，例如，加強線路濾波器、使用高頻濾波器等。本發(fā)明解決的問題根據現有技術，6股細線應當平行卷繞，因此很難實現自動化并且降低了生產率，將太多股細線焊接到終端上不滿足小尺寸產品中的高度限制，并且當使用偏壓繞組和平衡繞組來屏蔽以減少線的股數時，屏蔽偏差很大，從而使電磁干擾余量管理變差。此外，夾心繞組結構中可以產生大的傳導噪聲和大的輻射噪聲，因此具有需要降噪的措施(例如，加強線路濾波器、使用高頻濾波器等)的缺點。本發(fā)明設計為解決現有技術中所有的前述缺點。

技術實現要素：
本發(fā)明的技術方案本發(fā)明可以適用于非絕緣式降壓變換器、升降壓變換器和升壓變換器以及絕緣式正向變換器和逆向變換器，但是根據實施例的描述將主要針對逆向變換器進行描述。為了實現前述目標，提供了一種用于切換式電源的磁能轉移元件，所述電源包括第一電壓輸入終端、第二電壓輸入終端、開關元件、磁能轉移元件、輸出整流器和輸出線，所述磁能轉移元件可以包括：所述磁能轉移元件的芯；輸入繞組，卷繞在所述磁能轉移元件的芯周圍，其中電流的流動和磁能的轉移是通過所述開關元件的切換操作進行切換的；輸出繞組，所述輸出繞組被卷繞成面對所述輸入繞組的一個側面并且磁性耦合到所述輸入繞組以帶走能量并且將能量提供給負載，其中連接到所述輸出整流器的終端的電勢變化的極性和所述輸入繞組的末端與所述開關元件的末端之間的連接點處的電勢變化的極性相反；以及抵消繞組，所述抵消繞組被配置為用于屏蔽通過所述輸入繞組與所述輸出繞組之間互相面對的表面的分布式電容的電容耦合，并且用于產生電容耦合到所述輸出繞組以便抵消并減少從除所述輸出繞組之外的繞組和所述磁能轉移元件的芯產生到所述輸出繞組的電容耦合的總和，其中用于減少產生到所述輸出繞組的電容耦合的總和的一個繞層的每單位面積卷繞的所述抵消繞組的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的所述輸出繞組的匝數大。此外，為了實現前述目的，提供了一種用于切換式電源的磁能轉移元件，所述電源包括第一電壓輸入終端、第二電壓輸入終端、開關元件、磁能轉移元件、輸出整流器和輸出線，所述磁能轉移元件可以包括：所述磁能轉移元件的芯；第一輸入繞組，所述第一輸入繞組被卷繞在所述磁能轉移元件的芯周圍，并且被連接在所述第一電壓輸入終端與所述開關元件的一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過所述開關元件的切換操作進行切換的；以及第二輸入繞組，所述第二輸入繞組被卷繞在所述磁能轉移元件的芯周圍并且被連接在所述第二電壓輸入終端與所述開關元件的另一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過所述開關元件的切換操作進行切換的，其中由于所述開關元件的切換操作使所述第一輸入繞組產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響和由于所述開關元件的切換操作使所述第二輸入繞組產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響由于它們的相反極性而被互相抵消。此外，為了實現前述目的，提供了一種用于切換式電源的磁能轉移元件，所述電源包括第一電壓輸入終端、第二電壓輸入終端、開關元件、磁能轉移元件、輸出整流器和輸出線，所述磁能轉移元件可以包括：所述磁能轉移元件的芯；第一輸入繞組，所述第一輸入繞組被卷繞在所述磁能轉移元件的芯周圍并且被連接在所述第一電壓輸入終端與所述開關元件的一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過所述開關元件的切換操作進行切換的；第二輸入繞組，所述第二輸入繞組被卷繞在所述磁能轉移元件的芯周圍并且被連接在所述第二電壓輸入終端與所述開關元件的另一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過所述開關元件的切換操作進行切換的；以及輸出繞組，所述輸出繞組被磁性耦合到所述第一輸入繞組和所述第二輸入繞組以帶走能量，其中由于所述開關元件的切換操作使所述第一輸入繞組產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響和由于所述開關元件的切換操作使所述第二輸入繞組產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響由于它們的相反極性而被互相抵消。此外，提供了包括本發(fā)明的前述磁能轉移元件的降壓變換器、升降壓變換器、升壓變換器、逆向變換器和正向變換器。此外，提供一種包括根據本發(fā)明的前述電源的制成品。以下將參照附圖詳細描述根據本發(fā)明的具有抵消噪聲的結構的變壓器和電源。本發(fā)明的技術效果根據本發(fā)明，在變壓器的輸入繞組與輸出繞組之間的電容耦合可以被抵消，從而用于減少輸出線的噪聲電勢的抵消繞組的匝數相對于現有技術進一步增加，允許對具有更少股的線進行卷繞操作，由于簡化了變壓器的卷繞結構從而便于卷繞操作的自動化，提高了生產率，減少了變壓器的成本，由于抵消了小偏差從而改良了電磁干擾的偏差，并且對于具有部件高度限制的小尺寸產品而言，容易應對終端上焊接部分的高度限制。附圖說明在附圖中：圖1是圖示了根據現有技術的通過逆向變換器中變壓器內的分布式電容流到接地的位移電流的產生圖；圖2是現有技術中抵消的原理圖；圖3至圖5是圖示了現有技術中變壓器的結構的實施例；圖6是現有技術應用于夾心結構的實施例；圖7是圖示了根據本發(fā)明的抵消變壓器的電容耦合的原理1的示意圖；圖8是圖示了根據圖7中的原理1進行配置的變壓器的實施例；圖9是圖示了應用圖8的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖10是圖示了根據圖7中的原理1進行配置的變壓器的另一個實施例；圖11是圖示了應用圖10的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖12是圖示了根據本發(fā)明的抵消變壓器的電容耦合的原理2的示意圖；圖13是圖示了根據圖12中的原理2進行配置的變壓器的實施例；圖14是圖示了應用圖13的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖15是圖示了根據圖12中的原理2進行配置的變壓器的另一個實施例；圖16是圖示了應用圖15的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖17是圖示了根據本發(fā)明的抵消變壓器的電容耦合的原理3的示意圖；圖18是圖示了根據圖17中的原理3進行配置的變壓器的實施例；圖19是圖示了應用圖18的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖20是圖示了根據圖17中的原理3進行配置的變壓器的另一個實施例；圖21是圖示了應用圖20的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖22是圖示了根據圖17中的原理3進行配置的變壓器的又一個實施例；圖23是圖示了應用圖22的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖24是圖示了根據圖17中的原理3進行配置的變壓器的又一個實施例；圖25是圖示了應用圖24的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖26是圖示了根據圖17中的原理3進行配置的變壓器的又一個實施例；圖27是圖示了應用圖26的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖28至圖30是在應用圖17的原理3的變壓器的逆向變換器中用于抑制高頻噪聲的產生的實施例；圖31是圖示了根據本發(fā)明的具有夾心繞組結構的變壓器的實施例；圖32是圖示了應用圖31的變壓器的逆向變換器的配置示意圖；圖33至圖35是圖示了根據本發(fā)明的具有夾心繞組結構的變壓器的其他實施例；以及圖36和圖37是圖示了根據本發(fā)明的正向變換器的配置示意圖。具體實施方式[第一實施例]圖7是用于屏蔽并抵消具有單向電勢變化的輸入繞組與輸出繞組之間的電容耦合的變壓器19a的實施例的原理1。根據圖7的原理1，變壓器19a配置有卷繞在變壓器芯196的卷繞部分周圍的輸入繞組191a、輸出繞組193和抵消繞組192a。圖8是圖示了根據圖7中的原理1進行配置的變壓器19a的實施例，并且圖9是圖示了應用圖8的變壓器19a的逆向變換器的配置示意圖。由于圖9圖示的開關元件12的切換操作導致的電流中斷引起圖7的輸入繞組191a具有電勢變化，并且輸出繞組193的多個終端之中連接到輸出整流器的終端的電勢變化具有與輸入繞組191a的極性相反的極性。在當輸入繞組191a的電勢根據開關元件12的切換操作而變化的每個時刻，由于輸入繞組191a的電勢變化引起的電場變化，輸出繞組193被電容耦合。在圖7的變壓器19a中，由于輸入繞組191a與輸出繞組193之間的電勢差的變化引起的電容耦合可以被劃分成：由于在輸入繞組191a面對輸出繞組193的方向上產生的電場引起的耦合，以及由于在輸入繞組191a面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場引起的耦合。變壓器芯196通過從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場而被電容耦合，并且芯196通過芯的磁路被再次電容耦合到輸出繞組193。為了抵消并消除從變壓器的除抵消繞組192a之外的繞組和變壓器芯196產生到輸出繞組193的電容耦合的總和，抵消繞組192a允許抵消繞組192a與輸出繞組193之間具有電勢差，從而產生電容耦合。換句話講，抵消繞組192a允許由于與輸出繞組193的電勢差而從抵消繞組192a產生到輸出繞組193的電容耦合和從變壓器的除抵消繞組192a之外的繞組和變壓器芯196產生到輸出繞組193的電容耦合的總和，使其極性相反并其大小相同，從而抵消并消除產生到輸出繞組193的全部電容耦合。抵消繞組192a應當具有比輸出繞組193的電勢變化大的、具有相反極性的電勢變化，以產生與通過輸出繞組193(其電勢變化的極性與輸入繞組191a的電勢變化的極性相反)和輸入繞組191a之間的電勢差產生的電容耦合極性相反的電容耦合。因此，用于抵消的抵消繞組192a的匝數比輸出繞組193的匝數大。此外，抵消繞組192a被卷繞成無間隙地填充輸入繞組191a與輸出繞組193之間的一個繞層，以屏蔽由于從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向上產生的電場而引起的電容耦合，從而產生非常小的電容耦合。抵消繞組192a被卷繞成無間隙地填充輸入繞組191a與輸出繞組193之間的一個繞層用于屏蔽。當從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場完全沒有電容耦合到輸出繞組193時，抵消繞組192a的匝數被設置成比輸出繞組193的匝數大1T-2T，以抵消由于從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向上產生的并被屏蔽的電場而引起的少量電容耦合。然而，根據本發(fā)明，由于從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場引起的電容耦合量被設置成比從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向上產生的并被屏蔽的電場引起的電容耦合量大，因此抵消所需的抵消繞組192a的匝數被調節(jié)為具有良好生產率的匝數。隨著由于從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場引起的電容耦合量的增加，用于抵消的抵消繞組192a的匝數與輸出繞組193的匝數之間的差異可能會進一步增加，但是如果差異太大，則傳導噪聲將會增加。以下將會描述根據圖7的原理1的本發(fā)明的實施例的變壓器19a。在圖8的變壓器19a中，輸入繞組191a、抵消繞組192a和輸出繞組193被順序地卷繞在變壓器芯196周圍。輸入繞組191a的多個繞層之中最靠近輸出繞組193的繞層是輸入繞組191a的多個繞層之中具有最低電勢變化的繞層。從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向上產生的電場的強度主要受到輸入繞組191a的多個繞層之中具有最低電勢變化的繞層的電勢的影響。輸入繞組191a的多個繞層之中在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞層是輸入繞組191a的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層。從輸入繞組191a向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場的強度主要受到輸入繞組191a的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層的電勢的影響。圖9是應用變壓器19a的逆向變換器的實例。在圖9中，電容器11、開關元件12、輸入線16和輸出線17分別與圖1中的元件對應。圖9的輸出整流器14a對負電壓進行整流，這是因為變壓器19a的輸出繞組193具有與輸入繞組191a的電勢變化的極性相反的極性的電勢變化，并且電容器15的電壓和輸出電壓的極性與圖1的電容器15的電壓和輸出電壓的極性相反。以下將再次概述以上參見圖7至圖9描述的本發(fā)明。根據圖7中原理1的本發(fā)明的變壓器19a可以包括：磁能轉移元件的芯196；卷繞在磁能轉移元件的芯196周圍的輸入繞組191a，其中電流的流動和磁能的轉移是通過開關元件12的切換操作進行切換的；輸出繞組193，被卷繞成面對輸入繞組191a的一個側面并且磁性耦合到輸入繞組191a以帶走能量并且將能量提供給負載，其中連接到輸出整流器14a的終端的電勢變化的極性和輸入繞組191a的末端與開關元件12的末端之間的連接點處的電勢變化的極性相反；以及抵消繞組192a，位于輸入繞組191a與輸出繞組193之間，用于屏蔽通過輸入繞組191a與輸出繞組193之間互相面對的表面的分布式電容的電容耦合，并且用于產生電容耦合到輸出繞組193以便抵消并減少從除輸出繞組193之外的繞組和磁能轉移元件的芯196產生到輸出繞組193的電容耦合的總和，其中，用于減少產生到輸出繞組193的電容耦合的總和的一個繞層的每單位面積卷繞的抵消繞組192a的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的輸出繞組193的匝數大。此外，在根據圖7的原理1的本發(fā)明的變壓器19a中，輸入繞組191a在面對輸出繞組193的方向的相反方向上從輸入繞組191a面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞組的卷繞表面產生的電場通過磁能轉移元件的芯196電容耦合到輸出繞組193。此外，在根據圖7的原理1的本發(fā)明的變壓器19a中，隨著通過在輸入繞組191a面對輸出繞組193的方向的相反方向上從輸入繞組191a的多個繞層之中在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞層的卷繞表面形成的電場產生到輸出繞組193的電容耦合量的增加，一個繞層的每單位面積卷繞的抵消繞組192a的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的輸出繞組193的匝數大。圖10圖示了作為根據圖7的原理1的本發(fā)明的另一個實施例的變壓器19b。在如上所述的圖8的變壓器19a中，輸入繞組191a的多個繞層中具有最高電勢變化的層在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處并且向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生電場。當對交流電壓220V輸入進行整流并使用時，具有最高電勢變化的層的電勢變化寬度過高，大約為500V，因此向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場可能太大，并且可能產生多余的耦合到輸出繞組193。反之，當輸入繞組191a的多個繞層中具有最高電勢變化的層最接近輸出繞組193并且具有最低電勢變化的層在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處時，輸入繞組191a中包括的高峰值電壓處的振蕩可能通過分布式電容轉移到抵消繞組192a，因此導致產生抵消誤差的問題。圖10用于減輕如上所述的圖8的變壓器19a的問題。變壓器19b將在輸入繞組191b的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層191b-c布置在具有最低電勢變化的繞層191b-a與具有中等電勢變化的繞層之間。這種結構可以防止在圖8的變壓器19a的輸入繞組191a中包括的高峰值電壓處的振蕩通過分布式電容影響其他繞組。在變壓器19b中，在輸入繞組191b的多個繞層之中具有最低電勢變化的繞層191b-a在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處，以調節(jié)向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場的強度。當通過將面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞層191b-a的線的厚度或股數配置成不同于其他繞層191b-b或191b-c來設置匝數時，通過繞層191b-c的電勢向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場的強度可以被設置為不同，從而允許用于抵消的抵消繞組192b的匝數被設置成所需的值。對于圖10的變壓器19b，輸入繞組191b中的每個繞層191b-a至191b-c的位置配置可以根據輸入繞組191b的電勢變化寬度的變化而變化。換句話講，當輸入繞組191b的電勢變化寬度低時，輸入繞組191b的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層191b-c可以在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處。當輸入繞組191b的電勢變化寬度比該值大時，輸入繞組191b的多個繞層之中具有中等電勢變化的繞層191b-b可以在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處，并且當輸入繞組191b的電勢變化寬度非常大時，具有最低電勢變化的繞層191b-a可以在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處。圖11是配置示意圖，圖示了應用變壓器19b的逆向變換器，以及除變壓器19b之外的與圖9的元件相對應的元件。以下將再次概述以上參見圖10和圖11描述的本發(fā)明。在根據圖7的原理1的本發(fā)明的變壓器19b中，通過調節(jié)到輸出繞組193的電容耦合量，來將一個繞層的每單位面積上卷繞的抵消繞組192b的匝數設置為目標值，為此輸入繞組191b的多個繞層之中具有最低電勢變化寬度的繞層191b-a、具有最高電勢變化寬度的繞層191b-c和具有中等電勢變化寬度的繞層191b-b的位置配置被選擇。在根據圖7的原理1的本發(fā)明的變壓器19b中，輸入繞組191b的多個繞層之中具有最高電勢變化寬度的繞層191b-c可以位于具有最低電勢變化寬度的繞層191b-a與輸入繞組的剩余層191b-b之間。此外，在根據圖7的原理1的本發(fā)明的變壓器19b中，輸入繞組191b的多個繞層之中在面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞層的匝數可以被選擇為不同于輸入繞組(191a或191b-a或191b-c)的其他繞層的匝數，以便將一個繞層的每單位面積卷繞的抵消繞組192b的匝數設置成目標值。圖12中原理2提出了不顧輸入繞組191c的電勢變化寬度來設置向面對輸出繞組193的方向的相反方向上形成的電場的強度的方法。圖12中的輸入繞組191c和輸出繞組193對應于圖7中的輸入繞組191a和輸出繞組193。在圖12中，具有與輸入繞組191c的電勢變化的極性相同的極性的電勢的芯偏壓繞組194屏蔽輸入繞組191c的具有高電勢變化的層與變壓器19c的芯196之間的電容耦合，并且由于輸入繞組191c和芯偏壓繞組194中包含的電勢而在向面對輸出繞組193的方向的相反方向上形成電場，使變壓器芯196經由芯的磁路電容耦合到輸出繞組193。抵消繞組192c無間隙地填充輸入繞組191c與輸出繞組193之間的一個繞層，以屏蔽由于從輸入繞組191c向面對輸出繞組193的方向上產生的電場而引起的電容耦合，并且利用抵消繞組192a與輸出繞組193之間產生的電容耦合電流抵消并消除不顧屏蔽而產生的微小耦合電流、和由于從輸入繞組191c和芯偏壓繞組194向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場引起的耦合電流。因此，當以合適的方式選擇芯偏壓繞組194的匝數時，抵消所需的抵消繞組192c的匝數可以被設置為適合于生產率的值。圖13是圖示了根據圖12中的原理2進行配置的變壓器的實施例。在圖13的變壓器19c中，輸入繞組191c的多個繞層之中具有最低電勢變化的繞層卷繞成最接近輸出繞組193，并且具有最高電勢變化的繞層距離輸出繞組193最遠。變壓器19c的其他描述與圖12的變壓器的描述相同。圖14是配置示意圖，圖示了應用變壓器19c的逆向變換器，以及除變壓器19c之外的與圖9的元件相對應的元件。以下將再次概述以上參見圖12至圖14描述的本發(fā)明。根據圖12的原理2的本發(fā)明的變壓器19c可以進一步包括：芯偏壓繞組194，被卷繞在輸入繞組191c的多個繞層之中距離輸出繞組193最遠的繞層與變壓器的芯196之間，以具有極性和輸入繞組191c的末端與開關元件12的末端之間的連接點處的電勢變化的極性相同的電勢變化，其中通過在面對輸出繞組193的方向的相反方向上從在輸入繞組191c面對輸出繞組193的方向的相反方向上位于末端處的繞層的卷繞表面形成的電場產生到輸出繞組193的電容耦合量通過芯偏壓繞組194的匝數進行設置。圖15是圖12的原理2的修改形式。圖12的變壓器19c通過芯偏壓繞組194向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生電場。反之，圖15的變壓器19d允許芯偏壓繞組194d的終端直接連接到變壓器芯196上，從而允許變壓器芯196通過芯偏壓繞組194的電勢產生電場。圖15中的輸入繞組191d、輸出繞組193和抵消繞組192d分別對應于圖12中的輸入繞組191c、輸出繞組193和抵消繞組192c。圖15的抵消繞組192d屏蔽由于從輸入繞組191d向面對輸出繞組193的方向上產生的電場而引起的電容耦合，并且利用由于抵消繞組192d與輸出繞組193之間的電勢差而引起的電容耦合電流抵消并消除不顧屏蔽而產生的微小耦合電流和由于從變壓器芯196產生的電場而引起的耦合電流。因此，通過合適地選擇芯偏壓繞組194d的匝數可以將抵消所需的抵消繞組192d的匝數設置為所需的值。圖16是配置示意圖，圖示了應用圖15的變壓器19d的逆向變換器，以及除變壓器19d之外的與圖9的元件相對應的元件。以下將再次概述以上參見圖15和圖16描述的本發(fā)明。根據圖12的原理2的本發(fā)明的變壓器19d可以進一步包括：芯偏壓繞組194，被卷繞在輸入繞組191d的多個繞層之中距離輸出繞組193最遠的繞層與變壓器的芯196之間，其中具有和輸入繞組191d的末端與開關元件12的末端之間的連接點處的電勢變化的極性相同的極性的電勢變化的一側終端連接到變壓器芯196上，其中通過從變壓器芯196形成的電場而產生到輸出繞組193的電容耦合量是通過芯偏壓繞組194d的匝數進行設置的。如上所述，本發(fā)明可以通過向面對輸出繞組193的方向的相反方向上產生的電場來設置通過變壓器芯196等到輸出繞組193的電容耦合量，從而允許用于減少從電源流到電氣接地的位移電流的抵消繞組192a至192d的匝數被設置成良好生產率的匝數并且適合于抵充輔助電源的匝數。此外，根據本發(fā)明的變壓器19a至19d的抵消繞組192a至192d可以促進卷繞工作以提高生產率，并且通過大量匝數無間隙地填充在一個繞層中的抵消繞組192a至192d的物理位置變化可以很小以產生到輸出繞組的電容耦合的偏差很低，因此，產生的抵消特性的偏差可以很小，從而甚至在大批量生產時也使傳導電磁干擾的偏差穩(wěn)定為較小，并且由于很低的單位生產成本而具有減低成本的效果。[第二實施例]在圖3的現有技術中的變壓器13a和圖8至16中的變壓器19a到19d中，抵消繞組132或192a至192d使輸入繞組131或191a至191d與輸出繞組133或193之間的磁性耦合變差以增加漏電感并且降低效率。此外，抵消繞組132或192a至192d使用傳導電壓來抵消輸入繞組131或191a至191d與輸出繞組133或193之間的電容耦合，其中傳導電壓與輸入繞組131或191a至191d的電壓波形相比可以具有延遲的失真波形，因此抵消效果會因為抵消失誤而在每個頻率帶變化。圖17圖示了原理3，該原理提出了增加輸入繞組與輸出繞組之間的磁性耦合并且減少漏電感以提高效率并且減少抵消失誤以提供在每個頻率帶抵消效果優(yōu)異的解決方案。參見圖17，變壓器芯226、第一輸入繞組221a和輸出繞組223對應于圖7中的變壓器芯196、輸入繞組191a和輸出繞組193，并且用第二輸入繞組222a替換圖7中的抵消繞組192a。與圖7的描述相似，第一輸入繞組221a與輸出繞組223之間的電容耦合通過由于從第一輸入繞組221a向面對輸出繞組223的方向上產生的電場而引起的耦合和由于從第一輸入繞組221a向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場而引起的耦合組成，如圖17所示。第二輸入繞組222a被卷繞成無間隙地填充第一輸入繞組221a與輸出繞組223之間的一個繞層，以屏蔽由于從第一輸入繞組221a向面對輸出繞組223的方向上產生的電場而引起的電容耦合。利用第二輸入繞組222a與輸出繞組223之間的電容耦合電流來抵消和減少不顧屏蔽通過第一輸入繞組221a與輸出繞組223之間彼此相對的表面產生的微小耦合電流和由于在第一輸入繞組221a面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場而引起的通過變壓器芯226的耦合電流。此外，與圖7中抵消繞組192a的描述相似，抵消所需的第二輸入繞組222a的匝數比輸出繞組223的匝數多。圖18圖示了應用圖17中原理3的變壓器22a，并且圖19是應用圖18的變壓器22a的逆向變換器，以下將描述圖18和19。被卷繞在變壓器22a的變壓器芯226周圍的輸入繞組被劃分成第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a。如圖19所示，由于開關元件12的切換，連接在“+”輸入電壓與開關元件12之間的第一輸入繞組221a以及連接在“-”輸入電壓與開關元件12之間的第二輸入繞組222a通過對驅動電路18進行控制來具有彼此極性相反的電勢變化，以及傳遞磁能，并且輸出繞組223的輸出電壓被輸出整流器14a和電容器15整流并平滑化以提供電能到負載。作為輸入繞組的一部分，第二輸入繞組222a轉移能量，從而具有耦合到輸出繞組223的水平很高從而具有很低的漏電感的優(yōu)點，并且能量轉移效率比現有技術的圖3中的變壓器13a和圖8至16中的變壓器19a至19d高。從第一輸入繞組221a產生的電勢變化或高頻噪聲具有與從第二輸入繞組222a產生的電勢變化或高頻噪聲的極性相反的極性，從這兩個繞組轉移到電源內其他元件和線的量被抵消，因此只留下量的差值。因此，如果來自這兩個繞組的電勢變化或高頻噪聲的大小相同，則轉移到電源內的其他元件或線的噪聲值被抵消以變得很小。第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a根據開關元件12的切換操作而具有相同的電流變化，并且這兩個繞組產生在同一時刻具有相反極性的對稱波形。因此，通過使用圖7中的感應電壓，與抵消繞組192a相比，第二輸入繞組222a的電壓具有和第一輸入繞組221a的電壓波形非常相似的波形，因此使得能夠進行更加精確地抵消操作，從而在寬的頻帶寬度內具有優(yōu)異的抵消效果。參見圖18，與圖7的描述相似，為了允許抵消所需的第二輸入繞組222a的匝數比輸出繞組223的匝數多，連接到輸出整流器14a的輸出繞組223的終端的電壓被配置為具有與第一輸入繞組221a的電勢變化的極性相反的極性。因此，如圖19所示，通過輸出整流器14a進行整流并通過電容器15進行平滑化的輸出電壓是“-”電壓。參見圖18，第二輸入繞組222a用第二輸入繞組222a與輸出繞組223之間產生的電容耦合抵消并消除從除第二輸入繞組222a之外的繞組和變壓器芯226到輸出繞組223的電容耦合的總和，從而將通過電源的輸出線17流到電氣接地的位移電流減小到很小的程度。如圖7所示，對于抵消繞組192a，為了抵消從第一輸入繞組221a產生到具有相反極性的電勢的輸出繞組223的電容耦合，第二輸入繞組222a應當具有比輸出繞組223的電勢大的相反極性的電勢并且具有比輸出繞組223的匝數大的匝數。此外，根據由于從第一輸入繞組221a向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場而引起的電容耦合量，用于抵消的第二輸入繞組222a的匝數可以被設置成比輸出繞組223的匝數大很多。此外，第二輸入繞組222a的逆向電壓可以通過二極管20和電容器22整流并平滑化，并且用作驅動電路18的輔助電源。在這種情況下，用于提供輔助電源的額外繞組可能不是必要的，因此簡化了繞組的結構以減少成本。參見圖18，通過圖19中圖示的開關元件12的電流變化從第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲具有彼此對稱相反的極性。當第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a電容耦合以允許從第一輸入繞組221a產生的高頻噪聲與第二輸入繞組222a重疊時，第二輸入繞組222a的高頻噪聲被抵消并減少。在這種情況下，第二輸入繞組222a的低的高頻噪聲轉移到面對第二輸入繞組222a被卷繞并電容耦合到第二輸入繞組222a的輸出繞組223，從而具有的額外優(yōu)點是減少了通過電源的輸出線的高頻噪聲輻射。此外，從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲與第一輸入繞組221a重疊，因此從第一輸入繞組221a產生的高頻噪聲被抵消并弱化。在實際使用中，電阻器和電容器還可以位于合適的位置處，例如第一輸入繞組221a、第二輸入繞組222a、輸出繞組223、開關元件12、輸出整流器14a等，以進一步減少高頻噪聲輻射，但是這是眾所周知的，因此沒有在用于描述本發(fā)明的所有附圖中提出并進行描述。以下將再次概述以上參見圖17至圖19描述的本發(fā)明。根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a可以包括：變壓器的芯226；第一輸入繞組221a，被卷繞在變壓器的芯226周圍并且被連接在“+”輸入電壓終端與開關元件12的一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過開關元件12的切換操作進行切換的；以及第二輸入繞組222a，被卷繞在變壓器的芯226周圍并且被連接在“-”輸入電壓終端與開關元件12的另一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過開關元件12的切換操作進行切換的，其中由于開關元件12的切換操作使第一輸入繞組221a產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響和由于開關元件12的切換操作使第二輸入繞組222a產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響由于它們的相反極性而被互相抵消。此外，根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a可以包括：變壓器的芯226；第一輸入繞組221a，被卷繞在變壓器的芯226周圍并且被連接在“+”輸入電壓終端與開關元件12的一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過開關元件12的切換操作進行切換的；第二輸入繞組222a，被卷繞在變壓器的芯226周圍并且被連接在“-”輸入電壓終端與開關元件12的另一側終端之間，其中電流的流動和磁能的轉移是通過開關元件12的切換操作進行切換的；以及輸出繞組223，被磁性耦合到第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a上以帶走能量，其中由于開關元件12的切換操作使第一輸入繞組221a產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響和由于開關元件12的切換操作使第二輸入繞組222a產生的電勢變化和噪聲施加在外部的影響由于它們的相反極性而被互相抵消。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，通過開關元件12的切換操作從第一輸入繞組221a產生并發(fā)射的高頻噪聲和通過開關元件12的切換操作從第二輸入繞組222a產生并發(fā)射的高頻噪聲具有相反極性并且因此被彼此抵消。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，如圖18的描述所公開的，由于通過開關元件12的切換操作導致的第一輸入繞組221a的電勢變化而引起的產生到電源裝置內部的線和元件的電容耦合和由于通過開關元件12的切換操作導致的第二輸入繞組222a的電勢變化而引起的產生到電源裝置內部的線路和元件的電容耦合由于它們的相反極性而被互相抵消。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，第二輸入繞組222a位于第一輸入繞組221a與輸出繞組223之間。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，為了減少包括變壓器22a的電源的傳導噪聲，用于產生第二輸入繞組222a與輸出繞組223之間的電容耦合的并且用于抵消并減少從除輸出繞組223之外的繞組和變壓器的芯226產生到輸出繞組223的電容耦合的總和的一個繞層的每單位面積卷繞的第二輸入繞組222a的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的輸出繞組223的匝數大。此外，在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，從在第一輸入繞組221a面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處的繞組的卷繞表面第一輸入繞組221a向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場通過變壓器的芯226電容耦合到第二輸入繞組222a。此外，在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，隨著通過從第一輸入繞組221a的多個繞層之中通過面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處的繞層的卷繞表面向面對輸出繞組223的方向的相反方向上形成的電場產生到輸出繞組223的電容耦合量增加，一個繞層的每單位面積卷繞的第二輸入繞組222a的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的輸出繞組223的匝數大。參見圖18，在變壓器22a中，第一輸入繞組221a的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層在面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處并且向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生電場。如圖8所示，當輸入電壓在變壓器22a的結構中非常高時，從第一輸入繞組221a的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層所產生的電場過強，并且因此需要被減小。圖20圖示了與高輸入電壓的情況相對應的實施例的變壓器22b的結構。在圖20的變壓器22b中，第一輸入繞組221b的多個繞層之中具有最低電勢變化的繞層221b-a在面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處并且向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生電場。此外，在變壓器22b中，第一輸入繞組221b的多個繞層之中具有最高電勢變化的繞層221b-c位于具有最低電勢變化的繞層221b-a與具有中等電勢變化的繞層221b-b之間，因此防止了具有最高電勢變化的繞層221b-c的高峰值電壓電容耦合到第二輸入繞組222b，因此防止波形失真并且防止抵消失誤的出現。如圖10的描述公開的，第一輸入繞組221b-a至221b-c的多個繞層之中具有最低電勢變化寬度的繞層、具有最高電勢變化寬度的繞層和具有中等電勢變化寬度的繞層的位置可以根據輸入電壓的大小或第一輸入繞組221b的電勢變化寬度的大小以多種方式進行配置。變壓器22b通過在面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處的繞層的電勢來向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生電場。可以通過選擇第一輸入繞組221b的每個繞層221b-a至221b-c的位置和匝數來設置向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場的強度，并且用于抵消的第二輸入繞組222b的匝數可以被設置成適合于生產率所需的值。另一方面，在變壓器22b中，第一輸入繞組221b-a至221b-c的多個繞層之中具有中等電勢變化的繞層221b-b的高頻噪聲通過分布式電容而被轉移到第二輸入繞組222b使其重疊，從而抵消并減少從第二輸入繞組222b產生的高頻噪聲。圖21是配置示意圖，圖示了應用變壓器22b的逆向變壓器，以及除變壓器22b之外的與圖19的元件相對應的元件。以下將再次概述以上參見圖20和圖21描述的本發(fā)明。在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b的多個繞層之中具有最低電勢變化寬度的繞層221b-a、具有最高電勢變化寬度的繞層221b-b和具有中等電勢變化寬度的繞層221b-c的位置可以按照各種方式進行配置。此外，在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b的多個繞層之中具有最高電勢變化寬度的繞層221b-b可以位于第一輸入繞組221b的多個繞層之中具有最低電勢變化寬度的繞層221b-a與剩余繞層之間。此外，在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b-a至221b-c的多個繞層之中在面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處的繞層的匝數可以被選擇為不同于第一輸入繞組221b-a至221b-c的其他繞層的匝數，以便將一個繞層的每單位面積卷繞的第二輸入繞組222b的匝數設置成目標值。與圖12和13的說明相同，圖22圖示了變壓器22c的結構，其中向面對輸出繞組223的方向的相反方向上產生的電場的強度通過芯偏壓繞組224進行設置，因此用于抵消產生到輸出繞組223的電容耦合的第二輸入繞組222c的匝數設置成所需的值。參見圖22，當用于抵消的第二輸入繞組222c的匝數沒必要大于輸出繞組223的匝數時，芯偏壓繞組224的匝數可以很小，并且根據情況，芯偏壓繞組224的電勢變化可以具有與第一輸入繞組221c的電勢變化的極性相反的極性，并且因此芯偏壓繞組224可以用于屏蔽第一輸入繞組221c和變壓器芯226之間的電容耦合的目的。圖23是配置示意圖，圖示了應用變壓器22c的逆向變換器，并且圖示了變壓器22c的芯偏壓繞組224和第二輸入繞組222c的逆向電壓的總和被二極管30和電容器31整流并平滑并且被用作驅動電路18的備用電源的實施例。其他元件對應于圖19中的元件。以下將再次概述以上參見圖22和圖23描述的本發(fā)明。根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22c可以進一步包括：芯偏壓繞組224，被配置成屏蔽由于在第一輸入繞組221c的多個繞層之中距離輸出繞組223最遠的繞層與變壓器的芯226之間的電勢變化而引起的電容耦合。芯偏壓繞組224可以具有與第一輸入繞組221c的電勢變化的極性相同或相反的極性的電勢變化。此外，根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22c可以進一步包括：芯偏壓繞組224，被卷繞在第一輸入繞組221c的多個繞層之中距離輸出繞組223最遠的繞層與變壓器的芯226之間，以具有極性和第一輸入繞組221c的電勢變化的極性相同的電勢變化，其中通過在面對輸出繞組223的方向的相反方向上從在第一輸入繞組221c面對輸出繞組223的方向的相反方向上位于末端處的繞層的卷繞表面形成的電場產生到輸出繞組223的電容耦合量通過芯偏壓繞組224的匝數進行設置。圖24圖示了第二輸入繞組222d位于第一輸入繞組221d與輸出繞組223之間并且抵消繞組225位于第二輸入繞組222d和輸出繞組223之間的變壓器22d。變壓器22d可以用于防止施加沖擊電壓造成的影響，施加到輸出繞組223的靜電等，并且通過輸出繞組223轉移到抵消繞組225的沖擊電壓被旁路到交流接地，因此減小的電壓被施加到第二輸入繞組222d以保護開關元件12等。變壓器22d的抵消繞組225被無間隙地卷繞以填充第二輸入繞組222d與輸出繞組223之間的一個繞層，并且屏蔽由于從第一輸入繞組221d和第二輸入繞組222d向面對輸出繞組223的方向上產生的電場而引起的電容耦合，從而產生非常低的電場。變壓器22d的抵消繞組225在抵消繞組225與輸出繞組223之間產生電容耦合，以抵消并消除從變壓器22d包括的除抵消繞組225之外的繞組和變壓器芯226產生到輸出繞組223的電容耦合的總和。用于抵消的抵消繞組225的匝數，應當具有比輸出繞組223的電勢變化大的相反極性的電勢變化，以產生與具有極性與輸出繞組223、第一輸入繞組221d和第二輸入繞組222d之間的電容耦合的總和的極性相反的電容耦合，其中該輸出繞組223具有與第一輸入繞組221d的電勢變化的極性相反的極性的電勢變化。為此，用于抵消的抵消繞組225的匝數比輸出繞組223的匝數大。圖25是配置示意圖，圖示了應用變壓器22d的逆向變換器，以及除變壓器22d之外的與圖19的元件相對應的元件。以下將再次概述以上參見圖24和圖25描述的本發(fā)明。根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22d可以進一步包括：抵消繞組225，被配置為屏蔽由于第二輸入繞組222d與輸出繞組223之間的電勢差的變化而引起的電容耦合，并且抵消由于從除輸出繞組223之外的繞組和變壓器芯226產生到輸出繞組的電勢差的變化而引起的電容耦合的總和。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22d中，抵消并且減少由于從除輸出繞組223之外的繞組和變壓器芯226產生到輸出繞組的電勢差的變化而引起的電容耦合的總和所需的一個繞層的每單位面積卷繞的抵消繞組225的匝數比一個繞層的每單位面積卷繞的輸出繞組223的匝數大。圖26圖示了變壓器22e，其中芯偏壓繞組224e的終端連接到變壓器芯226上以允許變壓器芯226具有用芯偏壓繞組224e的電勢形成電場，從而確定到輸出繞組223的電容耦合量，并且通過控制芯偏壓繞組224e的匝數以將抵消所需的第二輸入繞組222e的匝數設置成期望值，并且圖27是配置示意圖，圖示了應用變壓器22e的逆向變換器，并且除變壓器22e之外的元件對應于圖19的元件。以下將再次概述以上參見圖24和圖25描述的本發(fā)明。根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22e可以進一步包括：芯偏壓繞組224e，被卷繞在第一輸入繞組221e的多個繞層之中距離輸出繞組223最遠的繞層與變壓器芯226之間，并且具有和第一輸入繞組221e的電勢變化的極性相同的極性的電勢變化的一側終端連接到變壓器芯226上，其中通過從變壓器芯226中形成的電場而產生到輸出繞組223的電容耦合量是通過芯偏壓繞組224e的匝數進行設置的。圖19、圖21、圖28至圖30是配置示意圖，圖示了用于抑制高頻噪聲產生或防止高頻噪聲轉移到輸出繞組的本發(fā)明的逆向變換器。參見圖19，由于通過驅動開關元件12出現的電流流向的快速變化而引起的從第一輸入繞組221a產生的高頻噪聲具有與從具有相同電流流向的變化的第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲的極性相反的極性。第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a通過分布式電容進行電容耦合，并且從第一輸入繞組221a產生的具有相反極性的高頻噪聲與從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲重疊，因此第二輸入繞組222a的高頻噪聲被抵消并減少。減小的高頻噪聲被轉移到位置面對具有減小的高頻噪聲的第二輸入繞組222a的輸出繞組223，因此減少了通過電源的輸出線的高頻噪聲輻射。此外，從第二輸入繞組222a產生的具有相反極性的高頻噪聲還被轉移到第一輸入繞組221a，并且從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲與從第一輸入繞組221a產生的高頻噪聲重疊，因此抵消并減少第一輸入繞組221a的高頻噪聲。以下將再次概述以上參見圖19描述的本發(fā)明。在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a，第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a被電容耦合，因此抵消并減少從第一輸入繞組221a產生的高頻噪聲與從第二輸入繞組222a產生的具有相反極性的高頻噪聲。此外，在根據圖17中原理3的本發(fā)明的變壓器22a中，第一輸入繞組221a和第二輸入繞組222a被電容耦合，因此從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲通過從第一輸入繞組221a產生的具有相反極性的高頻噪聲而被抵消并減少，并且減少了從第二輸入繞組222a傳遞到輸出繞組223的高頻噪聲。參見圖19，為了抵消并消除從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲，從第一輸入繞組221a傳遞到第二輸入繞組222a的噪聲的大小應當與從第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲的大小相同。為此，在第一輸入繞組221a的多個繞層之中，通過分布式電容來電容耦合到第二輸入繞組222a以轉移具有與第二輸入繞組222a產生的高頻噪聲的大小相同的大小的噪聲的第一輸入繞組221a的繞層應當被選定并耦合。圖21是實現該目的的一個解決方案，圖示了一個實例，其中第一輸入繞組221b的中間層221b-b和第二輸入繞組222b通過繞組之間的分布式電容進行耦合，因此從第二輸入繞組222b產生的高頻噪聲被從第一輸入繞組221b的中間層221b-b產生的具有相反極性的高頻噪聲抵消并消除。第一輸入繞組221b的每層的匝數的比值被選定為將第一輸入繞組221b的中間層221b-b的高頻噪聲的大小設置為消除第二輸入繞組222b的高頻噪聲所需的值。參見圖21，隨著第二輸入繞組222b的匝數相對于第一輸入繞組221b的匝數的比值減小，從第二輸入繞組222b產生的高頻噪聲的大小小于從第一輸入繞組221b產生的高頻噪聲的大小，并且隨著比值增大而大于從第一輸入繞組221b產生的高頻噪聲的大小。因此，應當根據第二輸入繞組222b的匝數相對于第一輸入繞組221b的匝數的比值，來選定耦合至第二輸入繞組222b的第一輸入繞組221b的繞層221b-a至221b-c之一以抵消并消除從第二輸入繞組222b產生的高頻噪聲。此外，為了消除第二輸入繞組222b的高頻噪聲，第一輸入繞組221b的每個繞層221b-a至221b-c的匝數可以被選定，并且通過繞組之間的分布式電容與第二輸入繞組222b重疊的高頻噪聲的大小和第二輸入繞組222b產生的具有相反極性的高頻噪聲的大小能被設置成相等。以下將再次概述以上參見圖21描述的本發(fā)明。在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b和第二輸入繞組222b通過兩個繞組之間的分布式電容進行耦合，因此從第二輸入繞組222b產生的高頻噪聲被從第一輸入繞組221b產生的具有相反極性的高頻噪聲抵消并減小。在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b的位置最接近第二輸入繞組222b的繞層是具有最低電勢變化寬度的繞層221b-a、具有最高電勢變化寬度的繞層221b-c和具有中等電勢變化寬度的繞層221b-b之一。在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b中，第一輸入繞組221b的一個或多個繞層的匝數可以被選定為不同于其他繞層的匝數，以將通過分布式電容耦合到第二輸入繞組222b的第一輸入繞組221b的高頻噪聲的大小設置為抵消所需的最佳大小。圖28圖示了一個實例，圖21中的除了通過繞組之間的分布式電容耦合第一輸入繞組221b的中間層221b-b和第二輸入繞組222b之外，第一輸入繞組221b的一部分和第二輸入繞組222b還通過電阻器24和電容器23耦合。由于耦合而從第一輸入繞組221b轉移的噪聲抵消并消除從第二輸入繞組222b產生的具有相反極性的高頻噪聲，從而防止將高頻噪聲轉移到輸出繞組223。圖29是一個實施例，其中第一輸入繞組251a和251b的分接頭以及第二輸入繞組252之間通過電阻器24和電容器23或電容器23耦合，以抵消第一輸入繞組251的部分繞組的高頻噪聲和具有與第二輸入繞組252的極性相反的極性的高頻噪聲，同時通過具有典型繞組結構的第一輸入繞組251a和251b的繞層與第二輸入繞組252之間的分布式電容抵消高頻噪聲。以下將再次概述以上結合圖28和29進行描述的本發(fā)明。在根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器22b或25中，如圖19、圖21、圖28和29的描述所述，從第一輸入繞組221b或251-a和251-b產生的具有相反極性的高頻噪聲通過第一輸入繞組221b或251-a和251-b與第二輸入繞組222b或252這兩個繞組之間的分布式電容的耦合以及通過一個或多個耦合元件的電容耦合來抵消并消除從第二輸入繞組222b或225產生的高頻噪聲。耦合元件可以是電容器23或電容器23和電阻器24。圖28的電容器23需要高壓性能并且是高成本部件。圖30設置為將其改變或移除為低成本部件。參見圖30，第一耦合繞組264通過分布式電容耦合到第一輸入繞組261的一部分，第一耦合繞組264通過電容器23和電阻器24連接到第二輸入繞組262上，并且從第一輸入繞組261的一部分產生的高頻噪聲通過分布式電容被轉移到第一耦合繞組264并且與極性和第二輸入繞組262的極性相反的高頻噪聲重疊，以抵消第二輸入繞組262的高頻噪聲。這里，第一耦合繞組264可以通過電阻器24連接到第二輸入繞組262上或直接連接到第二輸入繞組262上。參見圖30，當第二輸入繞組262的高頻噪聲被有效地清除時，第一耦合繞組264并不具有高頻噪聲，并且因為高頻噪聲被消除的繞組264和第二輸入繞組262的包圍，第一輸入繞組261不會輻射高頻噪聲到外部。以下將再次概述以上參見圖30描述的本發(fā)明。根據圖17的原理3的本發(fā)明的變壓器26可以進一步包括被卷繞成面對第一輸入繞組261的第一耦合繞組264，如圖30的描述所公開的，并且第一輸入繞組261和第二輸入繞組262通過第一輸入繞組261與第二輸入繞組262之間的分布式電容進行耦合，并且還通過第一輸入繞組261與第一耦合繞組264之間的分布式電容進行耦合，因此從第二輸入繞組262產生的高頻噪聲被從第一輸入繞組261產生的具有相反極性的高頻噪聲抵消并降低。這里，第二輸入繞組262和第一耦合繞組264可以直接互相連接，或通過電容器23連接，或通過電容器23和電阻器24連接，或通過電阻器24連接。根據本發(fā)明的上述實施例，第二輸入繞組222a至222e的匝數可以設置成遠大于輸出繞組223的匝數的適合于生產率的期望值，并且兩股細線可以無間隙地填充并卷繞一個繞層，從而在變壓器的卷繞工作中提高生產率。此外，對第二輸入繞組222a至222e的逆向電壓進行整流以提供輔助電源，因此與輔助繞組應當單獨卷繞的現有技術相比，可以移除輔助繞組，從而減少變壓器的單位成本。此外，無間隙地填充一個層的第二輸入繞組222a至222e的物理位置的變化很少以生成到輸出繞組的耦合的偏差很小，從而甚至在大批量生產時由于均勻的抵消而使電磁干擾的偏差穩(wěn)定為較小。此外，可以減少高頻噪聲的產生和輻射，從而減少線路濾波器等的成本。[第三實施例]圖31圖示了根據本發(fā)明的變壓器27a，具有用于抵消傳導噪聲和高頻輻射噪聲的結構的夾心繞組結構的實施例，并且圖32是配置示意圖，圖示了應用圖31的變壓器27a的逆向變換器。參見圖31和圖32，變壓器27a的輸入繞組被分成第一輸入繞組271和第二輸入繞組272。連接在“+”輸入電壓與開關元件12之間的第一輸入繞組271以及連接在“-”輸入電壓與開關元件12之間的第二輸入繞組272通過開關元件12的切換操作分別具有相反極性的電勢變化存儲并發(fā)射磁能，因此使用輸出整流器14a和電容器15通過輸出繞組273將整流后且平滑后的能量傳遞到負載。變壓器27a的第一輸入繞組271的多個終端之中連接到開關元件12的終端的電勢變化產生為與第二輸入繞組272的多個終端之中連接到開關元件12的終端的電勢變化的極性相反，并且由于通過驅動開關元件12而出現的相同的電流流向的變化而引起的從第一輸入繞組271所產生的高頻噪聲具有與第二輸入繞組272產生的高頻噪聲的極性相反的極性。因此，由于第一輸入繞組271的電勢變化而引起的到輸入線16或輸出繞組273的電容所產生的耦合具有與由于第二輸入繞組272的電勢變化而引起的到輸入線16或輸出繞組273的電容所產生的耦合的極性相反的極性，因此抵消，與圖1相比，很大程度上減少了通過電源的輸入線16或輸出線17流到電氣接地的電流。此外，從第一輸入繞組271產生的并轉移到輸入線16或輸出繞組273的高頻噪聲被從第二輸入繞組272產生的并轉移到輸入線16或輸出繞組273的具有相反極性的高頻噪聲抵消，并且因此與圖1至圖6中的現有技術相比，還在很大程度上減少了通過輸入線16或輸出線17輻射的噪聲。此外，與輸出繞組273的匝數相比，可以采用匝數足夠大的第二輸入繞組272，因此容易使用一股或兩股細線來無間隙地填充和纏繞一個層，此外，可以使用二極管30和電容器31來對第二輸入繞組272的逆向電壓進行整流和平滑以抵充輔助電源電壓，因此可以不需要抵充額外的輔助電壓的輔助繞組。在圖31的變壓器27a中，與圖6中的第二輸入繞組131b的高電勢變化相比，第一輸入繞組271的繞層271b和第二輸入繞組272兩者具有很低的電勢變化，并且甚至當該變壓器具有夾心繞組結構時，也不會出現圖6的現有中公開的大電容耦合。在作為具有夾心繞組結構的實施例的變壓器27a中，輸出繞組273與第一輸入繞組271之間的電容耦合以及輸出繞組273與第二輸入繞組272之間的電容耦合被互相抵消并消除。例如，當第二輸入繞組272的匝數是30T并且在同一方向上輸出繞組273的匝數是8T時，由于輸出繞組273與第二輸入繞組272之間具有相同極性的22T的匝數差而具有電勢差，并且當第一輸入繞組271的多個繞層之中面對輸出繞組273的并且電容耦合到輸出繞組273的繞層271b的匝數變成在相反方向的14T時，由于輸出繞組273與第一輸入繞組271的繞層271b之間存在22T的匝數差而也具有電勢差。無間隙地卷繞以填充一個繞層的第一輸入繞組271的繞層271b屏蔽由于第一輸入繞組271的繞層271a的電勢而引起的電場，但是通過考慮不顧屏蔽而從第一輸入繞組271的繞層271a到輸出繞組273產生的電容耦合，通過將第二輸入繞組272的匝數增加1T至2T或者將第一輸入繞組271的繞層271b的匝數減少1T至2T，可以抵消并消除從第一輸入繞組271和第二輸入繞組272產生到輸出繞組273的電容耦合的總和。此外，從具有高電勢變化的繞層271a和14T的繞層271b產生的并轉移到輸入線16或輸出繞組273的高頻噪聲抵消從30T的第二輸入繞組272產生的并轉移到輸入線16或輸出繞組273的高頻噪聲，因此與圖1至圖6中的現有技術相比，還極大地減少了通過輸入線16或輸出線17輻射的噪聲。圖32的輸出整流器14a對負電壓進行整流并且使用電容器15將其平滑化以從輸出繞組273獲得負輸出電壓，因為變壓器27a的第二輸入繞組272的電勢變化和輸出繞組273的電勢變化具有相同的極性。如果輸出繞組273的電勢變化具有與第一輸入繞組271的電勢變化相同的極性，則輸出整流器14a的方向發(fā)生變化，并且通過使用電容器15進行平滑化而獲得的輸出電壓變?yōu)檎妷骸Ｒ韵聦⒃俅胃攀鲆陨蠀⒁妶D31和圖32描述的本發(fā)明。在圖31的變壓器27a中，輸出繞組273位于第一輸入繞組271與第二輸入繞組272之間。在圖31的變壓器27a中，從第一輸入繞組271產生到輸出繞組273的電容耦合以及從第二輸入繞組272產生到輸出繞組273的電容耦合被抵消并減少。圖33的變壓器27b在第一輸入繞組271、輸出繞組273和第二輸入繞組272的夾心結構中，可以包括在第一輸入繞組271與輸出繞組273之間的第一屏蔽繞組274以及在第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的第二屏蔽繞組275。根據圖31的變壓器27a的實例，公開了電容耦合到輸出繞組273的第二輸入繞組272具有30T并且電容耦合到輸出繞組273的第一輸入繞組271的繞層271b具有14T的實例。從變壓器27a的第二輸入繞組272產生的并且轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小與從第一輸入繞組271的繞層271b產生的并且轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小不同，盡管這比現有技術的大小低，并且因此無法完全將它們抵消。此外，8T的輸出繞組273與30T的第二輸入繞組272之間具有相當于22T的電勢差，因此產生的電容耦合的量很大，即使通過抵消來消除，也存在通過輸出線17來減少傳導噪聲的限制。圖33提供了通過將從第一輸入繞組271轉移到輸出繞組273的高頻噪聲和從第二輸入繞組272轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小設置成相等來有效地抵消并消除這兩個噪聲以及急劇地減少產生的電容耦合的量的方案。參見圖33，變壓器27b的第一屏蔽繞組274和第二屏蔽繞組275屏蔽從第一輸入繞組271和第二輸入繞組272產生到輸出繞組273的電容耦合，并且第一屏蔽繞組274與輸出繞組273之間的電容耦合和第二屏蔽繞組275與輸出繞組273之間的電容耦合抵消不顧屏蔽而產生的耦合。此外，第一輸入繞組271和第二輸入繞組272的多個繞層之中被卷繞成最接近輸出繞組273的層的匝數可以被選定為將從第二輸入繞組272產生的并轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小設置為與從第一輸入繞組271產生的并轉移到輸出繞組273的具有相反極性的高頻噪聲的大小相同，因此抵消并消除了轉移到輸出繞組273的大部分高頻噪聲，從而與圖31的實例相比，進一步減少通過輸出線17輻射的噪聲。以下將再次概述以上參見圖33描述的本發(fā)明。除圖31的變壓器27a之外，圖33的變壓器27b可以進一步包括：第一屏蔽繞組274，用于屏蔽由于第一輸入繞組271和輸出繞組273之間的電勢變化而引起的電容耦合；和第二屏蔽繞組275，用于屏蔽由于第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的電勢變化而引起的電容耦合。除圖31中第一輸入繞組271、輸出繞組273和第二輸入繞組272的夾心結構之外，圖34的變壓器27c還可以包括第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的第二屏蔽繞組275。在這種情況下，第一輸入繞組271的多個繞層之中位置最接近輸出繞組273的繞層271b的匝數可以被選定為與第二輸入繞組272的匝數相同或相似，因此可以允許從第二輸入繞組272產生的并轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小與從第一輸入繞組271產生的并轉移到輸出繞組273的具有相反極性的高頻噪聲的大小相同。第二屏蔽繞組275屏蔽從第二輸入繞組272產生到輸出繞組273的電容耦合，第二屏蔽繞組275與輸出繞組273之間的電容耦合抵消不顧屏蔽而產生的耦合和第一輸入繞組271與輸出繞組273之間的電容耦合。例如，當第一輸入繞組271的多個繞層之中位置最接近輸出繞組273的繞層271b的匝數是30T并且輸出繞組273的匝數在同一方向是8T時，第二輸入繞組272的匝數被選定為約30T以對應于高頻噪聲的大小。第二屏蔽繞組275被選定為14T，與第一輸入繞組271呈相反極性，以產生和由于第一輸入繞組271與輸出繞組273之間的24T電勢差而引起的電容耦合相同大小但是極性相反的電容耦合到輸出繞組273用于抵消。因此，通過輸出線17輻射的噪聲與圖31的實例相比可以進一步減少。以下將再次概述以上參見圖34描述的本發(fā)明。除圖31的變壓器27a之外，圖34的變壓器27c可以進一步包括第二屏蔽繞組275，用于屏蔽由于第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的電勢差的變化而引起的電容耦合。在圖31中第一輸入繞組271、輸出繞組273和第二輸入繞組272的夾心結構中(除其之外)，圖35的變壓器27d可以包括第一輸入繞組271與輸出繞組273之間的第一屏蔽繞組274。參見圖35，第一輸入繞組271的多個繞層之中位置最接近輸出繞組273的繞層271b的匝數可以被選定為與第二輸入繞組272的匝數相同或相似，因此可以允許從第二輸入繞組272產生的并轉移到輸出繞組273的高頻噪聲的大小與從第一輸入繞組271產生的并轉移到輸出繞組273的具有相反極性的高頻噪聲的大小相同。第一屏蔽繞組274屏蔽從第一輸入繞組271產生到輸出繞組273的電容耦合，第一屏蔽繞組274與輸出繞組273之間的電容耦合抵消不顧屏蔽而產生的耦合和第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的電容耦合。例如，當第二輸入繞組272的匝數是30T并且輸出繞組273的匝數在相同方向上是8T時，第一輸入繞組271的多個繞層之中位置最接近輸出繞組273的繞層271b的匝數被選定為約30T以對應于高頻噪聲的大小。第一屏蔽繞組274被選定為14T，與第二輸入繞組272呈相反極性，以產生和由于第二輸入繞組272與輸出繞組273之間的24T電勢差而引起的電容耦合相同大小但是極性相反的電容耦合到輸出繞組273用于抵消。以下將再次概述以上參見圖35描述的本發(fā)明。除圖31的變壓器27a之外，圖35的變壓器27d可以進一步包括第一屏蔽繞組274，用于屏蔽由于第一輸入繞組271與輸出繞組273之間的電勢變化而引起的電容耦合。盡管附圖未示出，但是在圖31至圖35的變壓器27a到27d中，第一輸入繞組271和第二輸入繞組272可以使用圖28至圖30的額外的耦合繞組或外部耦合元件來電容耦合，以抵消從第一輸入繞組271和第二輸入繞組272產生的噪聲。作為圖30的應用實例，變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第一輸入繞組271的一部分的第一耦合繞組，其中第一輸入繞組271的一部分和第二輸入繞組272通過第一輸入繞組271與所述第一耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而允許從第一輸入繞組271的一部分產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲被重疊并抵消。此外，作為圖30的另一個應用實例，變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第二輸入繞組272的第二耦合繞組，其中第二輸入繞組272和第一輸入繞組271通過第二輸入繞組272與所述第二耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而允許從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲被重疊并抵消。此外，作為附圖30的又一個應用實例，變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第一輸入繞組271的一部分的第一耦合繞組和被卷繞成面對第二輸入繞組272的第二耦合繞組，其中第二輸入繞組272和第一輸入繞組271通過第一輸入繞組271與所述第一耦合繞組之間的分布式電容和第二輸入繞組272與所述第二耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而允許從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲被重疊并抵消。以下將再次概述附圖中未圖示的本發(fā)明。在圖31至圖35的變壓器27a至27d中，如圖28至30的描述所公開的，第一輸入繞組271和第二輸入繞組272電容耦合，以允許從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲抵消從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲，以及允許從第二輸入繞組272產生的高頻噪聲抵消從第一輸入繞組271產生的具有相反極性的高頻噪聲，從而減少從這兩個繞組產生的高頻噪聲。此外，在圖31至圖35的變壓器27a至27d中，如圖28至圖30的描述所公開的，第一輸入繞組271和第二輸入繞組272通過一個或多個耦合元件電容耦合，因此從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲互相抵消并減少。耦合元件可以是電容器或電容器和電阻器。耦合元件的一側終端連接到第一輸入繞組271的連接點是第一輸入繞組271與開關元件12之間的連接點或第一輸入繞組271的中央分接頭，并且耦合元件的另一側終端連接到第二輸入繞組272的連接點是第二輸入繞組272與開關元件12之間的連接點或第二輸入繞組272的中央分接頭。此外，盡管附圖未示出，然而作為圖30的應用實例，圖31至圖35的變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第一輸入繞組271的第一耦合繞組，因此第一輸入繞組271和第二輸入繞組272通過第一輸入繞組271與所述第一耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而抵消從第一輸入繞組271的一部分產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲。此外，盡管附圖未示出，然而作為圖30的應用實例，圖31至圖35的變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第二輸入繞組272的第二耦合繞組，因此第二輸入繞組272和第一輸入繞組271通過第二輸入繞組272與所述第二耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而抵消從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲。此外，盡管附圖未示出，然而作為圖30的應用實例，圖31至圖35的變壓器27a至27d可以進一步包括被卷繞成面對第一輸入繞組271的一部分的第一耦合繞組和被卷繞成面對第二輸入繞組272的第二耦合繞組，因此第二輸入繞組272和第一輸入繞組271通過第一輸入繞組271與所述第一耦合繞組之間的分布式電容和第二輸入繞組272與所述第二耦合繞組之間的分布式電容進行耦合，從而抵消從第一輸入繞組271產生的高頻噪聲和從第二輸入繞組272產生的具有相反極性的高頻噪聲。[第四實施例]圖36是圖示了應用圖8的變壓器19a的正向變換器的配置示意圖的實例。使用由電容器11平滑化的電壓作為輸入電壓，通過驅動電路18控制的開關元件12的切換操作，變壓器19a通過輸入繞組191a和輸出繞組193轉移能量。負輸出電壓通過輸出整流器14a、輸出整流器14b、電感器29和電容器15被抵充。甚至在圖36中，輸入繞組191a與輸出繞組193之間的電容耦合通過使用抵消繞組192a被抵消，并且如圖9所示，用于抵消的抵消繞組192a的匝數可以設置成比輸出繞組193的匝數大。圖37是圖示了應用圖18的變壓器22a的正向變換器的配置示意圖的實例。參見圖37，利用著在驅動電路18控制下的開關元件12的切換操作，變壓器22a通過第一輸入繞組221a、第二輸入繞組222a和輸出繞組223轉移能量，第二輸入繞組222a與輸出繞組223之間的電容耦合抵消第一輸入繞組221a與輸出繞組223之間的電容耦合，并且用于抵消的第二輸入繞組222a的匝數可以設置成比輸出繞組223的匝數大。其他元件對應于圖36的元件。如上所述，根據本發(fā)明的具有夾心結構的逆向變換器可以具有以下優(yōu)點：例如，轉移高效率能量，電容耦合引起的傳導噪聲的發(fā)生非常少，由于高頻噪聲抵消而具有低輻射噪聲，不需要抵充輔助電源用的額外的輔助繞組，并且具有不需要線路濾波器強化的結構簡單的變壓器，因此極大地減少了生產成本。