專利名稱：低通濾波電路、功率放大器以及高頻通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及實(shí)現(xiàn)改善陡峭度和小型化的低通濾波電路，并涉及包括該低通濾波電路而抑制高次諧波寄生泄漏的功率放大器，還涉及包括上述低通濾波電路而實(shí)現(xiàn)部件數(shù)的削減的高頻通信裝置。
背景技術(shù)：
低通濾波電路是應(yīng)用于非常廣的各種用途中的基本的電路。
圖9表示集中常數(shù)型低通濾波電路的基本結(jié)構(gòu)。該基本結(jié)構(gòu)是公知的技術(shù)，記載于濾波電路技術(shù)的入門書籍中。輸入端子1001和輸出端子1002之間串聯(lián)連接一個(gè)至多個(gè)電感器L1001～L1004。輸入、輸出端子1001、1002以及各電感器L1001～L1004之間的連接點(diǎn)上，電容器C1001～C1004被對(duì)地分路(短路)連接。
接著，圖10表示分布常數(shù)型低通濾波電路的基本結(jié)構(gòu)的一例。該分布常數(shù)型低通濾波電路的基本結(jié)構(gòu)，例如是(日本)特開平7-86803號(hào)公報(bào)(專利文獻(xiàn)1)的圖4等多個(gè)文件中公開了的公知技術(shù)。在圖10所示的分布常數(shù)型低通濾波電路中，為了后述的說明的方便，而且，為了避免圖的記載變得煩雜，而將級(jí)數(shù)抑制為3.5級(jí)的π型。在圖10所示的結(jié)構(gòu)中，由高頻線路T1101～T1103寄生地具有的電感分量置換圖9所示的集中常數(shù)型低通濾波電路中的串聯(lián)的電感器L1001～L1004。該分布常數(shù)型的低通濾波電路是特別在微波～毫米波帶這樣的高頻帶中容易制造的結(jié)構(gòu)。
接著，圖13表示圖10所示的分布常數(shù)型的低通濾波電路的特性的一例。在該例中，使用很一般的市場(chǎng)銷售的電路模擬器(アジレント公司制ADS2003)，作為一例，使用配合IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無線LAN的通過頻帶(4.9～5.85GHz)設(shè)計(jì)的電路。得到圖13所示結(jié)果時(shí)的電路常數(shù)為C1010＝C1103＝0.671848pF，C1102＝C1104＝1.17611pF，高頻線路T1101和T1103是線寬為0.2mm、長(zhǎng)度為2.99343mm的微帶線路，高頻電路T1102是線寬為0.2mm、長(zhǎng)度為3.10267mm的微帶線路，基板是0.6mm厚的普通的玻璃環(huán)氧基板。
在圖13的曲線圖中，S11是表示反射系數(shù)的S參數(shù)，S21是表示透過系數(shù)的S參數(shù)。參數(shù)S21中的E部附近表示通過頻帶的透過特性，參數(shù)S21的F部附近表示附近的陡峭度。如果觀看圖13的參數(shù)S21，則很明顯，在圖21所示的現(xiàn)有的低通濾波電路中，衰減特性平緩，有難以提高通過頻帶(E部)的附近(F部)的陡峭度的缺點(diǎn)。
可是，作為低通濾波電路的應(yīng)用例，有作為功率放大器的輸出匹配電路的應(yīng)用。不限于低通濾波電路，對(duì)于普通濾波電路來說，如果將輸入端子的阻抗和輸出端子的阻抗非對(duì)稱地設(shè)計(jì)，則濾波電路也作為阻抗變換器起作用。因此，在功率放大器的輸出端，經(jīng)常用低通濾波電路結(jié)構(gòu)作為輸出匹配電路。
圖11表示用低通濾波電路結(jié)構(gòu)作為輸出匹配電路的現(xiàn)有技術(shù)的功率放大器的一例。施加到該功率放大器的輸入端子1401的電信號(hào)通過輸入端的匹配電路1403被輸入到功率放大塊1405中。
一般來說，由于功率放大塊1405是其內(nèi)部并聯(lián)連接多個(gè)放大用半導(dǎo)體元件1404的結(jié)構(gòu)，所以最合適的負(fù)載阻抗為極低的值。為了在這種低阻抗值和一般為50Ω系的輸出端子1402之間取得阻抗匹配，而使用低通濾波電路結(jié)構(gòu)1406作為輸出匹配電路。
而且，作為低通濾波電路的其它應(yīng)用例，有多頻帶的高頻通信裝置中的發(fā)送系統(tǒng)的高次諧波除去濾波器。尤其在這里作為焦點(diǎn)的是，使用一個(gè)頻帶是另一個(gè)頻帶的大致兩倍的分離的兩個(gè)頻帶f1和f2的兩個(gè)的所謂雙頻帶的高頻通信裝置。
圖12表示現(xiàn)有技術(shù)的高頻通信裝置的一例示意性方框圖。另外，在該圖12中，高頻通信裝置中一定包含的接收系統(tǒng)電路和頻率變換電路(增頻變頻器、降頻變頻器)與這里的說明沒有直接關(guān)系，所以為了避免復(fù)雜化而省略。頻帶f1的發(fā)送信號(hào)由調(diào)制電路1502生成，并由功率放大器1503放大，通過雙工器(diplexer)1508從天線1501被發(fā)送。另一方面，頻帶f2的發(fā)送信號(hào)由調(diào)制電路1505生成，并由功率放大器1506放大，通過雙工器1508從天線1501被發(fā)送。由于兩個(gè)功率放大器1503、1506一般發(fā)生高次諧波寄生，所以為了除去它的目的，一般在其輸出端追加低通濾波器1504、1507。雙工器1508由低通濾波電路1509和高通濾波電路1510構(gòu)成。
另外，對(duì)于圖10所示的現(xiàn)有的高頻用低頻濾波電路，有透過特性(參數(shù)S21)的陡峭度提高和尺寸小型化的兩個(gè)要求。其中，首先說明尺寸小型化的要求。
如圖10所示的分布常數(shù)型低通濾波電路，如前所述，是在微波～毫米波頻帶那樣的超高頻帶中容易制造的結(jié)構(gòu)，但是，由于多使用高頻線路T1101～T1103，所以有電路面積增大的缺點(diǎn)。因此，以往一直致力于各種小型化。但是，在現(xiàn)有技術(shù)中可以看到的小型化的提案主要限于關(guān)于布局的努力，因此小型化的效果也小。
圖14表示這樣的分布常數(shù)型的低通濾波電路的小型化的一例。本例公開于所述專利文獻(xiàn)1的圖1中。專利文獻(xiàn)1的圖1中繪制2.5級(jí)π型。從而，圖14所示的電路大致對(duì)應(yīng)于所述的圖10所示的電路，但作為電路規(guī)模，比圖10所示的電路小。換言之，圖14所示的電路是從圖10所示的電路中省略了一個(gè)高頻線路T1103和一個(gè)電容器C1104的電路。
圖14所示的電路的端子1201和1202本別對(duì)應(yīng)于圖10的電路中的輸入端子1101和輸出端子1102，圖14的三個(gè)貼片電容器C1201～C1203分別對(duì)應(yīng)于三個(gè)電容分量C1101～C1103。而且，圖14所示的兩個(gè)微帶線路T1201和T1203分別對(duì)應(yīng)于圖10的兩個(gè)高頻線路T1101和T1102。
另外，圖14所示的三個(gè)片狀電容C1201～C1203被分路連接到接地圖形1203上。該接地圖形1203上，為了防止兩個(gè)高頻線路T1201和T1202之間的電磁場(chǎng)耦合的目的而形成通孔(VIA)1204。
如果是該圖14所示的電路那樣的布局，則由于兩個(gè)高頻線路T1201和T1202折疊，所以電路面積確實(shí)減小。
但是，從圖14可知，其小型化的效果很小，更期望可以實(shí)現(xiàn)劃時(shí)代的小型化的新技術(shù)。
接著，說明對(duì)于圖10所示的現(xiàn)有技術(shù)的高頻用低通濾波電路的另一個(gè)要求的透過特性的陡峭度提高。
一般濾波電路其陡峭度越高則越有利。從而，對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)的低通濾波電路，改善圖13中參數(shù)S21例示的典型的透過特性那樣的平緩的衰減特性，提高陡峭度的要求增強(qiáng)。
但是，實(shí)際上，低通濾波電路的陡峭度不僅濾波器一個(gè)的小問題，產(chǎn)生影響到具備它的功率放大器的寄生輻射，或結(jié)果削減通信裝置的部件數(shù)這樣的大問題。
如圖11所示，在現(xiàn)有技術(shù)的功率放大器中，一般在輸出部包含構(gòu)成輸出匹配電路的低通濾波器的電路結(jié)構(gòu)部1406。通過該低通濾波器的電路結(jié)構(gòu)部1406，放大用半導(dǎo)體元件1404發(fā)生的高次諧波寄生自然被抑制到某種程度。
但是，已經(jīng)如圖13所示，一般來說，上述低通濾波器的電路結(jié)構(gòu)部1406的陡峭度低，因此，在高次諧波寄生的頻帶中無法確保足夠大的衰減量。其結(jié)果，已經(jīng)如圖12所示，在構(gòu)成高頻通信裝置時(shí)，有必要在功率放大器1503和1506的輸出端特地追加低通濾波器1504和1507。
換言之，為了削減圖12所示的高頻通信裝置的部件數(shù)，而期望圖11所示的功率放大器的高次諧波寄生的抑制度提高，為了實(shí)現(xiàn)其而進(jìn)一步期望圖10所示的低通濾波電路的陡峭度改善。
而且，在圖12所示的現(xiàn)有技術(shù)的雙頻的高頻通信裝置中，有必需對(duì)應(yīng)于頻率f1的發(fā)送系統(tǒng)電路1502～1504，和對(duì)應(yīng)于頻率f2的發(fā)送系統(tǒng)電路1505～1507的兩個(gè)系統(tǒng)的電路的問題。為了部件數(shù)的削減而想將兩個(gè)系統(tǒng)的電路集中在一個(gè)系統(tǒng)中并共用。
即，一個(gè)多模式調(diào)制電路生成了的發(fā)送信號(hào)，不管頻率是f1還是f2，都期望在由一個(gè)雙頻功率放大器共同放大，并由一個(gè)低通濾波器除去高次諧波寄生的一部分之后，從天線輻射的一個(gè)系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)構(gòu)成的雙頻高頻通信裝置。
這樣的由一個(gè)系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)構(gòu)成的雙頻高頻通信裝置還沒有實(shí)現(xiàn)的理由有幾個(gè)，但這些理由中的一個(gè)是現(xiàn)有技術(shù)的低通濾波器的陡峭度低。參照?qǐng)D7以及圖8所示的頻譜圖，對(duì)此進(jìn)行說明。
當(dāng)前實(shí)用化的雙頻高頻通信裝置中，兩個(gè)頻率f1和f2之間的關(guān)系多為f2＜2×f1。圖7是該狀態(tài)的示意的頻譜圖。在圖7中，作為一例，頻率f1是PDC(Personal Digital Cellular，個(gè)人蜂窩數(shù)字電話)標(biāo)準(zhǔn)的發(fā)送帶(1.4GHz帶)，描述頻率f2為無線LAN標(biāo)準(zhǔn)的發(fā)送帶(2.4GHz)的情況。圖7中，關(guān)于頻率f1(PDC標(biāo)準(zhǔn))的信號(hào)，基波701和其兩倍波寄生704和三倍波寄生706以等間隔排列。另一方面，有關(guān)頻率f2(無線LAN標(biāo)準(zhǔn))的信號(hào)，圖7中繪制基波702和其兩倍波寄生705。
如果要通過一個(gè)系統(tǒng)電路實(shí)現(xiàn)這樣的圖7所示的頻率配置中的雙頻高頻通信裝置，則一個(gè)低通濾波器透過基波701和702，另一方面必需除去高次諧波寄生704、705、706。因此，一個(gè)低頻濾波器必須實(shí)現(xiàn)圖7所示的非常陡峭的低通濾波特性703。即，上述低通濾波器必須實(shí)現(xiàn)低損失透過2.5GHz信號(hào)的基波702，同時(shí)除去作為2.8GHz信號(hào)的兩倍波寄生704的陡峭度。
但是，在圖10所示的現(xiàn)有技術(shù)的低通濾波電路中，難以實(shí)現(xiàn)這樣高的陡峭度，這是無法實(shí)現(xiàn)上述那樣的一個(gè)系統(tǒng)電路的雙頻高頻通信裝置的理由之一。
而且，在當(dāng)前實(shí)用化了的雙頻高頻通信裝置中，兩個(gè)頻率f1和f2之間的關(guān)系多為2×f1＜f2＜3×f1。圖8是該情況的示意的頻譜圖，作為一例，繪制f1為IEEE802.11b無線LAN標(biāo)準(zhǔn)的發(fā)送帶(2.4GHz帶)，f2為IEEE802.11a無線LAN標(biāo)準(zhǔn)的發(fā)送帶(4.9～5.85GHz帶)的情況的頻譜圖。
在圖8的頻譜圖中，對(duì)于頻率f1(.11b標(biāo)準(zhǔn))的信號(hào)，基波801和兩倍波寄生804和三倍波寄生806以等間隔排列。另一方面，在圖8的頻譜圖中，對(duì)于頻率f2(.11a標(biāo)準(zhǔn))的信號(hào)，繪制基波802和兩倍寄生805。
如果要通過一個(gè)系統(tǒng)電路實(shí)現(xiàn)這樣的圖8所示的頻率配置中的高頻通信裝置，則一個(gè)低通濾波器透過基波801和802，另一方面必需除去高次諧波頻譜805、806。因此，一個(gè)低通濾波器必須實(shí)現(xiàn)圖8的非常陡峭的低通濾波特性803。即，上述低通濾波器具有使5.85GHz信號(hào)的基波802低損失通過，同時(shí)除去7.2GHz信號(hào)的三倍波寄生806的陡峭度。此外，對(duì)于頻率f1的兩倍波寄生804，已經(jīng)不能由低通濾波器除去，所以需要通過將功率放大器進(jìn)行差動(dòng)電路化等其它的辦法來抑制。
但是，在圖10所示的現(xiàn)有技術(shù)的低通濾波電路中，難以實(shí)現(xiàn)這樣高的陡峭度，這是無法實(shí)現(xiàn)上述的一個(gè)系統(tǒng)電路的雙頻高頻通信裝置的理由之一。
如果整理以上說明的現(xiàn)有技術(shù)的課題，則對(duì)于圖10的現(xiàn)有技術(shù)的低通濾波電路，期望小型化和陡峭度提高。而對(duì)于圖11的現(xiàn)有技術(shù)的功率放大器來說，期望提高抑制高次諧波寄生功能。而且，對(duì)于圖12的現(xiàn)有技術(shù)的高頻通信裝置，期望削減低通濾波器504、507，進(jìn)一步如上所述，將兩個(gè)系統(tǒng)的發(fā)送系統(tǒng)電路削減為一個(gè)系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的課題是提供一種實(shí)現(xiàn)小型化和陡峭度提高的低通濾波電路，可以提高高次諧波寄生抑制性能的功率放大器，可以用一個(gè)系統(tǒng)的電路應(yīng)對(duì)雙頻的高頻通信裝置。
本發(fā)明的低通濾波電路的特征在于，包括在輸入端子和輸出端子之間串聯(lián)連接的N個(gè)(N為自然數(shù))電路元件，上述N個(gè)電路元件分別包含電感分量，在從上述輸入端子到輸出端子的串聯(lián)連接的順序中，規(guī)定的第M(M為自然數(shù)，M＜N)電路元件，對(duì)于第(M-1)電路元件和第(M+1)電路元件，分別互相大致平行地折回而靠近配置，以產(chǎn)生磁場(chǎng)耦合，上述N個(gè)電路元件中相鄰的兩個(gè)電路元件的連接點(diǎn)和地之間分別分路連接電容部。
根據(jù)本發(fā)明的低通濾波電路，含有電感分量的N個(gè)電路元件被串聯(lián)連接，規(guī)定的電路元件被互相大致平行地折回而靠近配置，以對(duì)相鄰的電路元件引起磁場(chǎng)耦合。這樣，通過將上述電路元件之間接近并聯(lián)配置，從而排除死區(qū)(dead space)，與以往相比，大幅地小型化，而且相鄰的電路元件之間引起磁場(chǎng)耦合，濾波特性中發(fā)生多個(gè)衰減極，與以往相比，可以實(shí)現(xiàn)陡峭度提高的低通濾波電路。
而且，在一實(shí)施方式的低通濾波電路中，上述輸入端子和第一個(gè)電路元件的連接點(diǎn)與地之間，以及上述輸出端子和第N個(gè)電路元件的連接點(diǎn)與地之間，分別分路連接電容部。
根據(jù)本實(shí)施方式的低通濾波電路，可以進(jìn)一步提高上述濾波特性的陡峭度。
而且，在一實(shí)施方式的低通濾波電路中，上述電路元件是高頻線路。
在本實(shí)施方式的低通濾波電路中，通過將上述電路元件設(shè)為高頻線路，產(chǎn)生相鄰的高頻線路間的電磁場(chǎng)耦合，以及不相鄰的高頻線路間的交叉(飛び越し)電場(chǎng)耦合，通過這些電磁場(chǎng)耦合，濾波特性上產(chǎn)生多個(gè)衰減極，與以往相比，可以提高陡峭度。
而且，在一實(shí)施方式的低通濾波器中，上述電路元件是集中常數(shù)電感元件，未夾置上述集中常數(shù)電感元件而直接相鄰的各兩個(gè)集中常數(shù)電感元件引起互感耦合，并且，夾置大于等于一個(gè)的上述集中常數(shù)元件而間接相鄰的規(guī)定的兩個(gè)集中常數(shù)電感元件以交叉耦合的形式引起互感耦合。
在本實(shí)施方式的低通濾波電路中，通過將上述電路元件作為集中常數(shù)電感元件，從而相鄰的集中常數(shù)電感元件之間產(chǎn)生互感耦合，以及不相鄰的集中常數(shù)電感元件間的交叉互感耦合，由于這些互感耦合，在濾波特性上產(chǎn)生多個(gè)衰減極，與以往相比，可以提高陡峭度。
而且，一實(shí)施方式的功率放大器包括上述低通濾波電路，上述低通濾波電路的上述輸入端子的阻抗比上述輸出端子的阻抗低，將上述低通濾波電路作為對(duì)于半導(dǎo)體放大元件的輸出匹配電路。
在本實(shí)施方式的功率放大器中，通過將上述低通濾波電路設(shè)為對(duì)于半導(dǎo)體放大元件的輸出匹配電路，抑制了高頻波寄生泄漏，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)小型化的功率放大器。
而且，在一實(shí)施方式的高頻通信裝置中，包括上述低通濾波電路；以及將第一頻帶的信號(hào)，和作為該第一頻帶的大致兩倍的頻帶的第二頻帶的信號(hào)進(jìn)行放大的發(fā)送系統(tǒng)的應(yīng)對(duì)雙頻的功率放大器，上述低通濾波電路在被連接到上述功率放大器的輸出端，同時(shí)上述第二頻帶小于上述第一頻帶的兩倍的情況下，是除去上述第一頻帶的信號(hào)的兩倍高次諧波寄生的除去濾波器，或者在上述第二頻帶大于等于上述第一頻帶的兩倍，且上述第二頻帶小于上述第一頻帶的三倍的情況下，是除去上述第一頻帶的信號(hào)的三倍高次諧波寄生的除去濾波器。
在本實(shí)施方式的高頻通信裝置中，包括上述低通濾波電路，通過該低通濾波電路連接到上述通信系統(tǒng)的應(yīng)對(duì)雙頻的功率放大器的輸出端，可以用一個(gè)系統(tǒng)的電路實(shí)現(xiàn)可應(yīng)對(duì)雙頻的高頻通信裝置，并可以實(shí)現(xiàn)部件數(shù)大幅度削減的高頻通信裝置。
另外，上述“應(yīng)對(duì)雙頻的功率放大器”可以是僅在第一頻帶f1和第二頻帶f2的兩個(gè)頻帶具有增益的“雙頻匹配型”的功率放大器，也可以是在第一頻帶f1到第二頻帶f2的全頻帶具有增益的“寬頻帶匹配型”的功率放大器。


本發(fā)明通過以下的詳細(xì)說明和附圖可以充分理解。附圖僅用于說明，不是用來限定本發(fā)明。在附圖中，圖1是表示作為本發(fā)明的第一實(shí)施方式的分布常數(shù)型低通濾波電路的圖。
圖2是是表示作為上述第一實(shí)施方式的一變形例的分布常數(shù)型低通濾波電路的圖。
圖3是表示本發(fā)明的第二實(shí)施方式、作為將圖2的電路集中常數(shù)化的一例的集中常數(shù)型低通濾波電路的圖。
圖4是表示圖2的電路的S參數(shù)的特性圖。
圖5是表示作為本發(fā)明的第三實(shí)施方式的功率放大器的結(jié)構(gòu)的圖。
圖6是表示作為本發(fā)明的第四實(shí)施方式的雙頻高頻通信裝置的方框圖。
圖7是表示雙頻高頻通信裝置的f1和f2的關(guān)系的一例的示意的頻譜圖。
圖8是表示雙頻高頻通信裝置的f1和f2的關(guān)系的其它的一例的示意的頻譜圖。
圖9是表示現(xiàn)有的集中常數(shù)型的低通濾波電路的電路圖。
圖10是表示現(xiàn)有的一例分布常數(shù)型低通濾波電路的電路圖。
圖11是表示現(xiàn)有的功率放大器的圖。
圖12是表示現(xiàn)有的雙頻高頻通信裝置的方框圖。
圖13是表示圖10的低通濾波電路的一例S參數(shù)特性的特性圖。
圖14是表示現(xiàn)有的另一例分布常數(shù)型的低通濾波電路的圖。
具體實(shí)施例方式
以下，根據(jù)圖示的實(shí)施方式，詳細(xì)地說明本發(fā)明。
(第一實(shí)施方式)圖1示意地表示作為本發(fā)明的第一實(shí)施方式的分布常數(shù)型的低通濾波電路。
該分布常數(shù)型的低通濾波電路在從輸入端子101到輸入端子102之間串聯(lián)連接大于等于3個(gè)的N個(gè)(N為自然數(shù))高頻線路T101～T106。在該N個(gè)高頻線路T101～T106中，將從輸入端側(cè)第M高頻線路，對(duì)于該第M高頻線路前(輸入端子側(cè))的第(M-1)高頻線路，以及上述第M高頻線路后(輸出端子側(cè))的第(M+1)高頻線路，互相大致平行地折回而靠近配置。通過該靠近配置，各高頻線路T101～T106與相鄰的輸入端的高頻線路以及相鄰的輸出端的高頻線路引起磁場(chǎng)耦合。
而且，在該第一實(shí)施方式中，輸入端子101和第一個(gè)高頻線路T101的連接點(diǎn)與地之間連接有電容部C101，輸出端子102和第N個(gè)高頻線路T106的連接點(diǎn)與地之間連接有電容部C106。而且，相鄰的各兩個(gè)高頻線路T101和T102的連接點(diǎn)、高頻線路T102和T103的連接點(diǎn)、高頻線路T103和T104的連接點(diǎn)、...、高頻線路T105和T106的連接點(diǎn)上，分別連接電容部C102、C103、C104、...、C105，各電容部C102～C105被接地。
即，各上述連接點(diǎn)和地之間分路(短路)連接共計(jì)(N+1)個(gè)電容部C101～C106。
該第一實(shí)施方式與圖14的現(xiàn)有例不同點(diǎn)有兩個(gè)。第一，通過高頻線路T101、T102、...、T106依次串聯(lián)連接，同時(shí)依次向反方向折回地排列，并通過互相大致平行地折回而靠近配置，從而各高頻線路T101～T106排除死區(qū)并密集配置至極限，這一點(diǎn)與上述現(xiàn)有例不同。因此，圖1所示的第一實(shí)施方式的低通濾波電路與上述現(xiàn)有例相比，尺寸大幅度地小型化。
第二，在該第一實(shí)施方式中，通過高頻線路T101～T106間互相平行地折回而靠近配置，從而主動(dòng)地進(jìn)行電磁場(chǎng)耦合，這一點(diǎn)與上述現(xiàn)有例不同。由于該電磁場(chǎng)耦合的效果，參照?qǐng)D4的S參數(shù)并如后述那樣，產(chǎn)生多個(gè)衰減極C、D，從而提高了濾波特性的陡峭度。
此外，在圖14所示的現(xiàn)有例中，沒有使高頻線路T1201和T1202之間主動(dòng)地進(jìn)行電磁場(chǎng)耦合的概念，而是完全相反將電磁場(chǎng)耦合視為妨礙，努力通過通孔1204等想要防止電磁場(chǎng)耦合。
另外，在圖1中，為了簡(jiǎn)化而以相同的線寬和長(zhǎng)度繪制所有的高頻線路T101～T106，但本發(fā)明的低通濾波電路當(dāng)然不受圖1所示的高頻線路T101～T106的形狀那樣的限制。
例如，圖2表示提高了各高頻線路的布局的自由度的上述第一實(shí)施方式的一變形例。該變形例是包括三個(gè)高頻線路T201、T202、T203的低通濾波電路。如圖2所示，在輸入端子201和輸出端子202之間依次串聯(lián)連接三個(gè)高頻線路T201、T202、T203。
從輸入端子201和第一高頻線路T201的連接點(diǎn)朝向地分路連接一個(gè)電容部C201。另一方面，從輸入端子202和第三個(gè)高頻線路T203的連接點(diǎn)朝向地分路連接有一個(gè)電容部C204。而且，從高頻線路T201和高頻線路T202的連接點(diǎn)朝向地分路連接一個(gè)電容部C202。而且，從高頻線路T202和高頻線路T203的連接點(diǎn)朝向地分路連接一個(gè)電容部C203。
如圖2所示，第一高頻線路T201和第三高頻線路T203為大致直線狀延伸的條狀，大致為相同形狀。另一方面，第二高頻線路T202作為整體形成為延長(zhǎng)的大致S形狀，端部T202a和端部T202b從直線部T202c的兩端互相反向大致平行地折回的形狀。該端部T202a連接到第一高頻線路T201，端部T202b連接到第三高頻線路T203。該第二高頻線路T202與第一和第三高頻線路T201和T203相比，線寬粗，并且長(zhǎng)度長(zhǎng)。
在該變形例中，第二高頻線路T202對(duì)于第一高頻線路T201，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起電磁場(chǎng)耦合。而且，第二高頻線路T202對(duì)于第三高頻線路T203，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起電磁場(chǎng)耦合。而且，第一高頻線路T201和第三高頻線路T203對(duì)于第二高頻線路T202，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起電磁場(chǎng)耦合。
在該變形例中，高頻線路T202的長(zhǎng)度和高頻線路T201、T203的長(zhǎng)度不同，但三個(gè)高頻線路T201～T203通過上述那樣的反向并且大致平行地折回而靠近配置，緊湊地配置以排除死區(qū)，同時(shí)互相引起電磁場(chǎng)耦合。
圖4表示圖2所示的變形例的低通濾波電路的S參數(shù)特性的一例。一般地，具有電路規(guī)模(級(jí)數(shù))越增加，越提高濾波電路的特性的趨勢(shì)，但得到圖4所示的S參數(shù)特性時(shí)的上述變形例的電路規(guī)模，與得到圖13所示的S參數(shù)特性時(shí)的圖10的現(xiàn)有例的電路規(guī)模完全相同。
圖4所示的特性使用非常一般的市場(chǎng)銷售的電路模擬器(アジレント公司制ADS2003)，作為一例，具有依據(jù)IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無線LAN的通過頻帶(4.9～5.85GHz)而設(shè)計(jì)的電路的特性。得到該結(jié)果時(shí)的電路常數(shù)是電容部C201＝C204＝0.561404pF，電容部C203＝C202＝0.503389pF。而且，高頻線路T201和T203是線寬為0.409878mm且長(zhǎng)度為4.78304mm的微帶線路。而且，三個(gè)高頻線路T201～T203之間的空間(間隙)的寬度尺寸為0.314286mm，作為基板，設(shè)為0.6mm厚的一般的玻璃環(huán)氧基板。
在得到了圖4的特性的電路例子中，三個(gè)高頻線路T201～T203的長(zhǎng)度相同，如前所述，也可以將三個(gè)高頻線路T201～T203的長(zhǎng)度設(shè)為不同的值。但是，到此為止，即使不提供自由度，在圖2所示的變形例的上述電路例中，也可以得到如圖4所示的良好的特性。
在圖4所示的S參數(shù)特性中，S11是表示反射系數(shù)的S參數(shù)，S21是表示透過系數(shù)的S參數(shù)。參數(shù)S21中的A部附近表示通過頻帶的透過特性，參數(shù)S21的B部附近表示通過頻帶的附近的陡峭度。如圖4所示，表示透過系數(shù)的參數(shù)S21具有衰減極C以及D。該衰減極C、D是圖13所示的現(xiàn)有的S參數(shù)特性的參數(shù)S21中不存在的。在圖4所示的特性中，通過產(chǎn)生該參數(shù)S21的兩個(gè)衰減極C和D，與沒有衰減極的圖13的特性相比，參數(shù)S21的通過頻帶的附近(B部)的陡峭度和衰減量被大幅地改善。例如，7.2GHz的衰減量提高了大約40dB。
(第二實(shí)施方式)接著，圖3表示本發(fā)明的第二實(shí)施方式的集中常數(shù)型的低通濾波電路。
在圖1所說明了的本發(fā)明的第一實(shí)施方式的低通濾波電路中，由于主動(dòng)地利用所有的高頻線路T101～T106間的電磁場(chǎng)耦合，所以級(jí)數(shù)增加時(shí)，集中常數(shù)型等效電路急劇地復(fù)雜化。因此，在該第二實(shí)施方式中，始終作為可以汲取本發(fā)明的主要內(nèi)容的代表性的一例，說明了圖3所示的集中常數(shù)型等價(jià)電路。圖3所示的集中常數(shù)型等價(jià)電路是具有圖2中說明了的三個(gè)高頻線路T201～T203的變形例所對(duì)應(yīng)的集中常數(shù)型等價(jià)電路。
即，圖3所示的輸入端子301、輸出端子302分別對(duì)應(yīng)于圖2的輸入端子201、輸出端子202。而且，圖3所示的四個(gè)電容部C301、C302、C303、C304分別對(duì)應(yīng)于圖2所示的四個(gè)電容部C201、C202、C203、C204。
而且，圖3所示的兩個(gè)電感部L301、L302分別對(duì)應(yīng)于圖2所示的高頻線路T201，圖3的兩個(gè)電感部L303、L304分別對(duì)應(yīng)于圖2的高頻線路T202。而且，圖3所示的兩個(gè)電感部L305、L306對(duì)應(yīng)于圖2所示的高頻線路T203。
圖3的兩個(gè)電感部L302和L303之間的互感耦合系數(shù)K302對(duì)應(yīng)于圖2的兩個(gè)高頻線路T201和T202之間的電磁場(chǎng)耦合。而且，圖3的兩個(gè)電感部L304和L305之間的互感耦合系數(shù)K303對(duì)應(yīng)于圖2的兩個(gè)高頻線路T202和T203之間的電磁場(chǎng)耦合。而且，圖3的兩個(gè)電感部L301和L306之間的互感耦合系數(shù)K301對(duì)應(yīng)于圖2的兩個(gè)高頻線路T201和T203之間的電磁場(chǎng)耦合。
如圖3所示，該第二實(shí)施方式的低通濾波電路包括在輸入端子301和輸出端子302之間串聯(lián)連接了的6個(gè)電感部L301～L306。兩個(gè)電感部L301和L302構(gòu)成第一個(gè)電感元件LS1，兩個(gè)電感部L303和L304構(gòu)成第二個(gè)電感元件LS2，兩個(gè)電感部L305和L306構(gòu)成第三個(gè)電感元件LS3。
上述輸入端子301和第一電感元件LS1的連接點(diǎn)與地之間分路連接電容部C301。而且，第一電感元件LS1和第二電感元件LS2的連接點(diǎn)與地之間分路連接電容部C302。而且，第二電感元件LS2和第三電感元件LS3的連接點(diǎn)與地之間分路連接電容部C303。而且，第三電感元件LS3和輸出端子302的連接點(diǎn)與地之間分路連接有電容部C304。
作為微波電路中的方法，如該第二實(shí)施方式那樣，通過電感部L301～L306以及互感耦合K301～K303，可以由集中常數(shù)元件實(shí)現(xiàn)相當(dāng)于圖2那樣的分布常數(shù)型低通濾波電路的低通濾波電路。
因此，根據(jù)本發(fā)明，不限定于微波～毫米波帶那樣的超高頻帶，在低頻帶中也可以自由地構(gòu)成低通濾波電路。
(第三實(shí)施方式)接著，圖5表示本發(fā)明的第三實(shí)施方式的功率放大器的結(jié)構(gòu)。該圖5所示的功率放大器用于與圖11所示的現(xiàn)有的功率放大器進(jìn)行對(duì)比。該第三實(shí)施方式包括輸出匹配電路407來替代圖11中的輸出匹配電路1406，這一點(diǎn)與圖11的現(xiàn)有的功率放大器有所不同。從而，圖5的輸入端子401和匹配電路403和功率放大塊405以及輸出端子402分別為與圖11的輸入端子1401和匹配電路1403和功率放大塊1405以及輸出端子1402相同的結(jié)構(gòu)。
該第三實(shí)施方式的功率放大器與圖11的現(xiàn)有的功率放大器的不同點(diǎn)在于，將輸出匹配電路407設(shè)為由圖1所示的第一實(shí)施方式的低通濾波電路中的第一～第三高頻電路T101～T103和電容部C101～C104構(gòu)成的電路。
從而，該輸出匹配電路407作為第一實(shí)施方式的小型且高衰減的低通濾波電路起作用。從而，根據(jù)該第三實(shí)施方式的功率放大器，多個(gè)放大用半導(dǎo)體元件404發(fā)生的高次諧波寄生由輸出匹配電路407衰減，從而難以從輸出端子402泄漏。進(jìn)而，根據(jù)該第三實(shí)施方式，通過輸出匹配電路407小型化，實(shí)現(xiàn)了功率放大器整體的尺寸的縮小。
(第四實(shí)施方式)接著，圖6的方框圖表示本發(fā)明的第四實(shí)施方式的雙頻高頻通信裝置。
該雙頻高頻通信裝置包括多模調(diào)制電路602、雙頻功率放大器603、第一實(shí)施方式的低通濾波電路604、天線601。
上述雙頻功率放大器603是將第一頻帶f1的信號(hào)和作為該第一頻帶f1的大致兩倍的頻帶的第二頻帶f2的信號(hào)進(jìn)行放大的發(fā)送系統(tǒng)的應(yīng)對(duì)雙頻的功率放大器。而且，上述低通濾波電路604連接到上述功率放大器603的輸出端。
該低通濾波電路604，作為一例，如圖7所示，在上述第二頻帶f2小于上述第一頻帶f1的兩倍的情況下，可以作為除去上述第一頻帶f1的信號(hào)的兩倍高次諧波寄生的除去濾波器。即，可以將低通濾波電路604設(shè)為如圖7的頻譜圖所示的非常陡峭且高衰減的低通濾波特性703。
而且，該低通濾波電路604，作為一例，如圖8所示，在上述第二頻帶f2大于等于上述第一頻帶f1的兩倍，并且上述第二頻帶f2小于上述第一頻帶f1的三倍的情況下，可以作為除去上述第一頻帶f1的信號(hào)的三倍高次諧波寄生干擾的除去濾波器。即，可以將低通濾波電路604設(shè)為如圖8的頻譜圖所示的非常陡且高衰減的低通濾波特性803。
這樣，根據(jù)第四實(shí)施方式的雙頻高頻通信裝置包括的第一實(shí)施方式的低通濾波電路604，作為一例，可以得到如圖7、圖8的頻譜圖所示的非常陡峭且高衰減的低通濾波特性703、803。從而，根據(jù)第四實(shí)施方式的雙頻高頻通信裝置，可以通過一個(gè)系統(tǒng)的電路實(shí)現(xiàn)可應(yīng)對(duì)雙頻帶的高頻通信裝置，成為部件數(shù)大幅度削減的高頻通信裝置。
以上，說明了本發(fā)明的實(shí)施方式，但實(shí)施方式顯然也可以進(jìn)行各種變更。這樣的變更不應(yīng)被看作脫離本發(fā)明的思想和范圍，本領(lǐng)域技術(shù)人員理解的變更都包含于權(quán)利要求的范圍中。
權(quán)利要求
1.一種低通濾波電路，其特征在于，包括在輸入端子和輸出端子之間串聯(lián)連接的N個(gè)(N為自然數(shù))電路元件，上述N個(gè)電路元件分別包含電感分量，在從上述輸入端子到輸出端子的串聯(lián)連接的順序中，規(guī)定的第M(M為自然數(shù)，M＜N)電路元件，對(duì)于第(M-1)電路元件和第(M+1)個(gè)電路元件，分別互相大致平行地折回而靠近配置，以產(chǎn)生磁場(chǎng)耦合，在上述N個(gè)電路元件中相鄰的各兩個(gè)電路元件的連接點(diǎn)和地之間，電容部被分別分路連接。
2.如權(quán)利要求1所述的低通濾波電路，其特征在于，在上述輸入端子和第一電路元件的連接點(diǎn)與地之間，以及上述輸出端子和第N電路元件的連接點(diǎn)與地之間，電容部被分別分路連接。
3.如權(quán)利要求1所述的低通濾波電路，其特征在于，上述電路元件為高頻線路。
4.如權(quán)利要求1所述的低通濾波電路，其特征在于，上述電路元件為集中常數(shù)電感元件，未夾置上述集中常數(shù)電感元件而直接相鄰的各兩個(gè)集中常數(shù)電感元件產(chǎn)生互感耦合，并且，夾置大于等于一個(gè)的上述集中常數(shù)元件而間接相鄰的規(guī)定的兩個(gè)集中常數(shù)電感元件以交叉耦合的方式產(chǎn)生互感耦合。
5.一種功率放大器，其特征在于，包括權(quán)利要求1所述的低通濾波電路，上述低通濾波電路的上述輸入端子的阻抗比上述輸出端子的阻抗低，將上述低通濾波電路作為對(duì)于半導(dǎo)體放大元件的輸出匹配電路。
6.一種高頻通信裝置，其特征在于，包括權(quán)利要求1所述的低通濾波電路；以及將第一頻帶的信號(hào)、以及頻帶為該第一頻帶的大致兩倍的第二頻帶的信號(hào)進(jìn)行放大的發(fā)送系統(tǒng)的應(yīng)對(duì)雙頻帶的功率放大器，上述低通濾波電路在被連接到上述功率放大器的輸出端，同時(shí)上述第二頻帶不足上述第一頻帶的兩倍的情況下，是除去上述第一頻帶的信號(hào)的兩倍高次諧波寄生干擾的除去濾波器，或者在上述第二頻帶大于等于上述第一頻帶的兩倍，且上述第二頻帶小于上述第一頻帶的三倍的情況下，是除去上述第一頻帶的信號(hào)的三倍高次諧波寄生干擾的除去濾波器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種低通濾波電路、功率放大器以及高頻通信裝置。低通濾波電路將含有電感分量的N個(gè)高頻線路(T101～T106)串聯(lián)連接，高頻線路(T101～T106)以互相反向并大致平行地折回而靠近配置，以對(duì)其它的高頻線路引起磁場(chǎng)耦合。由此，排除死區(qū)，因而與以往相比，大幅地小型化，而且濾波特性上產(chǎn)生多個(gè)衰減極，與以往相比，可以實(shí)現(xiàn)陡峭度提高的低通濾波電路。
文檔編號(hào)H01P1/205GK1707848SQ200510072948
公開日2005年12月14日 申請(qǐng)日期2005年5月18日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月11日
發(fā)明者天野義久 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社