專利名稱：帶有部分響應(yīng)譯碼器的磁性重放設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種適于帶有部分響應(yīng)譯碼器的磁性重放設(shè)備，使已通過部分響應(yīng)編碼器，在磁性記錄媒體上磁性記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)的重放。
用于磁性記錄和重放數(shù)字數(shù)據(jù)的系統(tǒng)通常是部分響應(yīng)配置的，其中，數(shù)字數(shù)據(jù)通過一個部分響應(yīng)編碼器記錄在磁性記錄媒體上，以便通過對記錄系統(tǒng)進行頻譜成形處理來增大記錄密度或統(tǒng)計地消除DC分量，并且，數(shù)字數(shù)據(jù)是通過一個部分響應(yīng)譯碼器從由磁性記錄媒體再現(xiàn)的信號中獲得的。
部分響應(yīng)方案容許數(shù)字數(shù)據(jù)在理想傳輸條件下高效地記錄和重放。不過，如果記錄和重放系統(tǒng)的頻帶不足夠?qū)?，或者雖然頻帶本身足夠?qū)?，但是總頻率特性受到劣化，那么，部分響應(yīng)設(shè)計會受到碼間干擾，從而導(dǎo)致差錯率大為增加。
因此，本發(fā)明的一個目的是要提供一種磁性重放設(shè)備，用于精確地從磁性記錄媒體上重放數(shù)字數(shù)據(jù)，這種數(shù)字數(shù)據(jù)已通過一個部分響應(yīng)編碼器磁性記錄于媒體上。
根據(jù)本發(fā)明，所提供的用于使已通過部分響應(yīng)編碼器磁性記錄有數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性記錄媒體重放的磁性重放設(shè)備包括同步信號數(shù)據(jù)檢測裝置，用于從重放的信號數(shù)據(jù)組中檢測同步信號數(shù)據(jù)部分;傳輸路徑特性評價裝置，用于以由同步信號數(shù)據(jù)檢測裝置檢測的同步信號數(shù)據(jù)部分作為基準信號，使記錄系統(tǒng)和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化;以及譯碼裝置，用于根據(jù)由傳輸路徑特性評價裝置產(chǎn)生的傳輸模型，按照Viterbi算法解譯所記錄的信號數(shù)據(jù)組。
傳輸路徑特性評價裝置可能包括模型化裝置，此模型化裝置以同步信號數(shù)據(jù)部分作為基準信號，采用最小二乘法，使記錄系統(tǒng)和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化，還包括一個ROM(只讀存儲器)，用于存儲用在最小二乘法中的系數(shù)矩陣。存儲于ROM中的數(shù)據(jù)可以是在系數(shù)矩陣進行L.u分解時產(chǎn)生的數(shù)值或者系數(shù)矩陣的逆矩陣。
為了重放使已通過部分響應(yīng)編碼器在磁性記錄媒體上記錄有數(shù)字數(shù)據(jù)，采用Viterbi均衡器作為部分響應(yīng)譯碼器，并且根據(jù)最大可能系列估計(maximum-likelihood series estimation)譯碼所記錄的信號數(shù)據(jù)。因此，數(shù)字數(shù)據(jù)可以很好地重放。
因為以檢測的同步信號圖式部分作為基準信號，采用最小二乘法，使記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化，因此記錄和重放系統(tǒng)間的脈沖響應(yīng)單值地模型化。就依據(jù)最小二乘法的評價而言，與此確定的模型會產(chǎn)生最小的誤差，從而導(dǎo)致良好的均衡特性。ROM存儲事先已計算出的系數(shù)矩陣。當(dāng)傳輸路徑特性評價裝置采用最小二乘法進行計算時，它采用存儲于ROM中的系數(shù)矩陣。結(jié)果，可減少計算步驟，從而導(dǎo)致以較高速度運算。
通過參照附圖閱讀對示出的實施例的以下說明，可以清楚地了解本發(fā)明的上述和其它目的、特征和優(yōu)點，在附圖中，相同參考符號代表相同或相似的含義。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的用于重放數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性重放設(shè)備的方框圖;
圖2是圖1所示的磁性重放設(shè)備中的Viterbi均衡器的方框圖;
圖3是顯示記錄和重放系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)模型的示意圖;
圖4A至4C是顯示用于數(shù)字數(shù)據(jù)的記錄格式的示意圖;
圖5是顯示信道響應(yīng)、同步(SYNC)圖譜表(patterns)和其它數(shù)據(jù)的圖表;
圖6是顯示信道響應(yīng)的圖表;
圖7是顯示具有不同參數(shù)的信道響應(yīng)的圖表;
圖8是顯示帶有不同參數(shù)的計算步驟數(shù)的圖表;
圖9是一種通用的傳輸路徑等效模型的示意圖;
圖10是一種特定的傳輸路徑等效模型的示意圖;
圖11是顯示格狀表示方式的示意圖;
圖12是顯示格狀表示方式的示意圖;
圖13是顯示測量(metric)計算和殘存路徑的示意圖;
圖14是Viterbi均衡器的工作程序的流程圖。
下面參照圖1描述根據(jù)本發(fā)明的用于重放數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性重放設(shè)備。
數(shù)字數(shù)據(jù)輸入端6接收要被記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)。要被記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)通過數(shù)字數(shù)據(jù)輸入端6供給部分響應(yīng)編碼器1的延遲元件1a，由延遲元件1a延遲的數(shù)字數(shù)據(jù)供給部分響應(yīng)編碼器1的減法器1b的輸入端。由數(shù)字數(shù)據(jù)輸入端6供給的數(shù)字數(shù)據(jù)還供給減法器1b的另一輸入端。
部分響應(yīng)編碼器1為由下列等式(1)表示的(1，-1)型或雙極碼型的R(D)＝1-D…(1)這里D為延遲元件。
換言之，部分響應(yīng)編碼器1可被認為是具有下列抑制
(Constraint)長度和比率的卷積編碼器抑制長度K＝2，和比率r＝1/1。
因此，可采用Viterbi算法以低差錯率解碼數(shù)據(jù)。在用于以高速度磁性記錄和重放高密度數(shù)字數(shù)據(jù)的系統(tǒng)中，各種劣化因素是不能忽略的，這包括磁頭的記錄和重放特性、均衡器特性以及放大電路特性?？紤]了這些劣化因素的總傳輸特性可根據(jù)下列等式(2)表示為FIR形式，等式(2)與等式(1)是一致的，如圖3所示T(D)＝1+a·D+b·D2…(2)等式(2)的第二和第三項代表導(dǎo)致產(chǎn)生碼間干擾的劣化因素。
考慮了用于部分響應(yīng)傳輸?shù)木幋a器的傳輸特性和記錄及重放系統(tǒng)的傳輸特性后，總特性由下列等式表示H(D)＝R(D)·T(D)＝(1-D)(1+a·D+b·D2)＝1+h+1·D+h+2·D2+h+3·D3…(3)這里h+1，h+2，H+3是由下面各式給出的系數(shù)h+1＝a-1，h+2＝b-1，h+3＝-b磁性記錄和重放系統(tǒng)中的數(shù)字數(shù)據(jù)通常是具有如圖4A所示的幀結(jié)構(gòu)的記錄格式。如圖4A所示，每個幀包括多個數(shù)據(jù)塊，每個塊包括作為其第一數(shù)據(jù)的同步信號數(shù)據(jù)(見圖4B)，后者具有公知圖式(pattern)。例如，同步信號數(shù)據(jù)可能是具有組長度＝31的M組信號中的一個，如圖4C所示。
如圖1所示，從部分響應(yīng)編碼器1的輸出信號由磁性記錄系統(tǒng)7記錄在諸如磁帶的磁性記錄媒體2上。
磁性記錄媒體2由重放系統(tǒng)8重放，重放系統(tǒng)8的重放信號通過部分響應(yīng)譯碼器供給數(shù)字數(shù)據(jù)輸出端10。
根據(jù)本發(fā)明，部分響應(yīng)譯碼器包括一個如圖2所示的Viterbi均衡器9。
在圖2中，Viterbi均衡器9具有接收重放信號的輸入端9a。輸入的重放信號供給分支(branch)測量(metric)運算電路21和同步信號數(shù)據(jù)檢測器3。同步信號數(shù)據(jù)檢測器3檢測出同步信號數(shù)據(jù)，后者供給傳輸路徑特性評價器4。
同步信號數(shù)據(jù)的圖式(pattern)(SYNc圖式)是公知的，例如，象圖4C所示的那樣。因此，傳輸路徑特性評價器4采用同步信號數(shù)據(jù)來評價記錄系統(tǒng)7重放系統(tǒng)8之間的脈沖響應(yīng)(此后稱之為“信道響應(yīng)”)。
下面將討論一個例子，其中信道響應(yīng)示于圖5(準確地講，信道響應(yīng)是不知道的)。在此例中，在等式(2)中代表劣化因素的參數(shù)a和b由下式給出a＝0.4000，b＝0.1000。
在圖6中示出了理想的(1，-1)部分響應(yīng)傳輸系統(tǒng)的部分響應(yīng)，在此系統(tǒng)中可忽略記錄和重放系統(tǒng)的劣化因素。在圖5和6中，時基單位等于傳輸符號間隔。圖5所示的同步信號(SYNC)圖式與圖4C所示的同步信號圖式是相同的。
當(dāng)數(shù)字數(shù)據(jù)通過具有這樣的信道響應(yīng)的傳輸系統(tǒng)傳輸時，所重放的同步信號數(shù)據(jù)可由下列等式表示yi=Σn=-km+kphn· xi - n…(4)]]>這里Xi代表同步信號圖式，hi代表信道響應(yīng)，它們每一個均是按符號時間間隔取樣的。
當(dāng)根據(jù)等式(4)計算相應(yīng)于同步信號數(shù)據(jù)部分的重放信號時，可得到圖5中“重放信號(y)”欄中示出的輸出信號。重放系統(tǒng)中已知的信息包括同步信號圖式Xi和重放信號Yi。
在這個例子中，傳輸路徑特性評價器4的配置如下面所述。信道響應(yīng)象圖7所示的那樣模型化。根據(jù)這樣模型化的信息響應(yīng)，希望重放的信號Yi可由上述等式(4)表示。
如果以Yi表示實際重放的信號，那么相對于第i個符號的誤差εi由下式表示εi＝y(tǒng)i-Yi…(5).
因此，這些誤差的平方之和E可由下式確定
E=Σi=-1+mεi2=Σi=-1+m｛Σn=-km+kphn· xi-n-Yi ｝2…(6)]]>脈沖組hn是這樣確定的，即，使誤差E最小。在這個例子中，采用了最小二乘法。為此，如下式所示，相對于hn對等式(6)進行偏微分 當(dāng)將n＝-km，-(km-1)，…，0，…，+(kp-1)，+kp代入等式(7)中時，可得到下列聯(lián)立等式
在上述等式(8)中，當(dāng)將參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝11.Km＝0，kp＝3，并且信道響應(yīng)長度設(shè)定為4時，可得到下列聯(lián)立等式 當(dāng)在分別將參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝5，(1+m)＝11，(1+m)＝21的條件下使信道響應(yīng)模型化時，所得到的計算結(jié)果示于圖7中，計算數(shù)字示于圖8中。
圖7所示的計算結(jié)果表明，正如從與圖5示出的信道響應(yīng)(hi)的比較可清楚了解的那樣，當(dāng)參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝5，(1+m)＝11，(1+m)＝21時，信息響應(yīng)可以是高精度的相同。
如圖8所示，當(dāng)參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝5時，系數(shù)矩陣的乘法(運算次)數(shù)(MPY)為50，右側(cè)的Vec的乘法數(shù)(MPY)為20，L·U分解的乘法數(shù)(MPY)為14，除法數(shù)(DIV)為6，前后置換的乘法數(shù)(MPY)為12，而除法數(shù)(DIC)為4。當(dāng)參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝11時，系數(shù)矩陣的乘法數(shù)(MPY)為110，右側(cè)的Vec的乘法數(shù)(MPY)為44，L·U分解的乘法數(shù)(MPY)為14，除法數(shù)(DIV)為6，前后置換的乘法數(shù)(MPY)為12，而除法數(shù)(DIV)為4。當(dāng)參數(shù)設(shè)定為(1+m)＝21時，系數(shù)矩陣的乘法數(shù)(MPY)為210，右側(cè)的Vec的乘法數(shù)(MPY)為84，L·U分解的乘法數(shù)(MPY)為14，除法數(shù)(DIV)為16，前后置換的乘法數(shù)(MPY)為12，而除法數(shù)(DIV)為4。
從圖8中可以看出，系數(shù)矩陣和L.U分解過程中的乘法數(shù)占計算數(shù)的主要部分。
在這個例子中，傳輸路徑特性評價器4根據(jù)下列等式(10)(例如，還連同等式(9)計算系數(shù)矩陣 然后，將計算出的系數(shù)矩陣存儲于ROM 4a中。當(dāng)特性評價器4計算等式(8)時，它采用存儲于ROM 4a中的系數(shù)矩陣。
一旦給出要模型化的信道響應(yīng)長度和等式(8)的參數(shù)，根據(jù)等式(10)的系數(shù)矩陣就唯一地確定了，這與傳輸路徑特性無關(guān)。
許多可預(yù)計的系數(shù)矩陣事先計算出并作為一個表存儲于ROM 4a中。為了在ROM 4a中存儲系數(shù)矩陣，首先識別同步信號圖式，然后計算系數(shù)矩陣，最后將計算出的系數(shù)矩陣作為一個表存儲于ROM 4a中。
在識別了信道響應(yīng)之后，采用Viterbi算法解碼所記錄的數(shù)據(jù)組。
下面描述圖10中示出的例子，它是在圖9所示的通用模型之后，采用特別限定的信道響應(yīng)長度來模型化的。
圖10中示出的模型可被認為是具有下列抑制長度和比率的卷積編碼器抑制長度K＝4比率r＝1/1。
這種卷積編碼器與普通的卷積編碼器的不同在于，加法器81線性工作，輸入到移位寄存器T0、T1、T2、T3的符號是二進制數(shù)值<0>或<1>，在由相應(yīng)于信道響應(yīng)的數(shù)值加權(quán)后，從移位寄存器輸出的信號加至加法器81。
從圖10中示出的模型發(fā)出的符號G可根據(jù)下列等式來表示G=Σn=0+3hn· ＜Tn＞=ho ·<To>+h+1 · <T1>+h+2 · <T2>+h+3 · <T3> …(11)]]>這里<Tj>表示存儲于移位寄存儲Tj中的內(nèi)容。
圖11是顯示圖10所示的傳輸路徑模型的傳輸路徑的內(nèi)部狀態(tài)之變化的格狀示意圖。與相應(yīng)狀態(tài)節(jié)點Si對應(yīng)的三位數(shù)數(shù)字代表在相應(yīng)時隙中移位寄存器T0、T1、T2、T3的內(nèi)部狀態(tài)。此格狀示意圖是普通柵格結(jié)構(gòu)示意圖的變型，它表明，當(dāng)輸入信息輸入符號<0>時，產(chǎn)生實線所示的變化;而當(dāng)輸入信息輸入符號<1>時，產(chǎn)生虛線所示的變化。
重放的信號數(shù)據(jù)Yk輸入至分支測量(metric)運算電路21，它計算相對于轉(zhuǎn)變的可能。盡管已提出幾種措施來確定可能，但Hamming距離用得很廣泛，因為它是Viterbi譯碼器中最通用的評價標(biāo)準。
在時隙t(k)中的分支測量按下式計算b(k，Si→Sn)＝|Yk-Gk|這里Yk代表接收到的數(shù)字數(shù)據(jù)，Gk代表從等效傳輸路徑模型傳輸?shù)牟⑹杖×烁鶕?jù)等式(11)計算出的一個數(shù)值的符號。
由分支測量計算電路21產(chǎn)生的分支測量供給ACS(加法比較選擇)電路22。ACS電路22由一個加法器、一個比較器和一個選擇器組成，它使分支測量和存儲在路徑測量存儲器23中的在先時隙中的路徑測量相加，并選擇較小值的一個測量作為可能的殘存路徑。路徑測量是這樣一個值，它代表殘存路徑中的分支測量之和。
由ACS電路22輸出的信號通過標(biāo)準化電路24供給路徑測量存儲器23，還供給最大可能路徑檢測器25。
最大可能路徑檢測器25檢測具有最小路徑測量值的路徑，并輸出與檢測到的路徑相應(yīng)的路徑存儲器26的內(nèi)容作為譯碼的數(shù)據(jù)，路徑存儲器26是一個用于估算和存儲信息位組的存儲器。
構(gòu)成Viterbi均衡器的邏輯單元示于圖12中。在圖12中，各種測量代表下列內(nèi)容P(K-1，Si)在時隙t(k-1)中已到達狀態(tài)節(jié)點Si的殘存路徑具有的路徑測量;
P(K-1，Sj)在時隙t(k-1)中已到達狀態(tài)節(jié)點Sj的殘存路徑具有的路徑測量;
b(K，Si→Sn)與在時隙t(k)中從狀態(tài)節(jié)點Si變化到達狀態(tài)節(jié)點Sn相應(yīng)的轉(zhuǎn)變的分支測量;
b(K，Sj→Sn)與在時隙t(k)中從狀態(tài)節(jié)點Sj變化到達狀態(tài)節(jié)點Sn相應(yīng)的轉(zhuǎn)變的分支測量;
M(K-1，Si)在時隙t(K-1)中已到達狀態(tài)節(jié)點Si的殘存路徑具有的路徑存儲;
M(K-1，Sj)在時隙t(K-1)中已到達狀態(tài)節(jié)點Sj的殘存路徑具有的路徑存儲;
<-0>,<+1>在時隙t(k)中發(fā)出的估計信息符號;
P(K，Sn)在時隙t(K)中已到達狀態(tài)節(jié)點Sn的殘存路徑具有的路徑測量;
M(K，Sn)在時隙t(K)中已到達狀態(tài)節(jié)點Sn的殘存路徑具有的路徑存儲。
如果抑制長度為K，由于狀態(tài)數(shù)為2k-1，圖12所示的邏輯單元數(shù)基本上應(yīng)為2k-1。
通常的做法是，通過設(shè)置圖2中所示的標(biāo)準化電路24，來減小路徑測量存儲器23的定標(biāo)(Scale)并防止在計算路徑測量時產(chǎn)生的溢出。
標(biāo)準化電路24具體以下述方式工作首先，它檢測路徑測量的最小值，然后從每個路徑測量中減去此最小值。因此有2k-1個殘存路徑供選擇，這與狀態(tài)數(shù)一樣多。
在每個時隙中，選擇殘存路徑的過程以及修改相應(yīng)于殘存路徑的路徑測量和路徑存儲器26的過程是重復(fù)的。已經(jīng)知道，如果上述過程進行足夠長的時間周期，那么路徑會在一確定的時前點之間合并成同一路徑，如圖13所示。從最后進行時間至路徑合并時路徑長度被稱為截斷路徑長度。
在確定最大可能時，檢測具有最小路徑測量值的路徑，并在追溯一個截斷路徑長度(它通常被設(shè)定為抑制長度的3或4倍)的時間輸出與所檢測出的路徑相應(yīng)的路徑存儲器的內(nèi)容作為信息符號。
下面參照圖14說明Viterbi均衡器的工作情況。
當(dāng)重放的信號數(shù)據(jù)Yk供給輸入端9a時，在步驟S1中，通過使重放的信號數(shù)據(jù)Yk與存儲的同步信號圖式相關(guān)聯(lián)，檢測出同步信號圖式部分。
隨后，在步驟S2中，從傳輸路徑特性評價器4的ROM 4a中讀出一個特定的系數(shù)矩陣。以檢測出的同步信號圖式部分作為參考信號，在步驟S3中，采用最小二乘法，使記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化。然后，在步驟S4中認別信道響應(yīng)。
因為用于計算等式(8)的系數(shù)矩陣已計算出來并存儲于ROM 4a中，等式(8)的計算實際上是不必要的。因此，信道響應(yīng)可以快速認別。
隨后，在步驟S5中，分支測量計算電路21計算分支測量，并在步驟S6中開始進行對應(yīng)于第N個狀態(tài)的計算。此后，在步驟S7中，分支測量計算電路21為前一時隙中的狀態(tài)-1設(shè)定一地址，并在步驟S8中，從所設(shè)地址中讀出存儲于路徑測量存儲器23中的路徑測量。讀出的路徑測量由ACS電路22加至在步驟S5中運算出的分支測量，并且在步驟S9中和輸出信號存儲于寄存器P1中。
在下一步驟S10中，分支測量運算電路21為前一時隙中的狀態(tài)-2設(shè)定一個地址。在步驟S11中，分支測量運算電路21從所設(shè)地址中讀出存儲于路徑測量存儲器23中的路徑測量。讀出的路徑測量由ACS電路22加至在步驟S5中計算出的分支測量，并且在步驟S12中和輸出信號存儲于寄存器P2中。
在步驟S13和S14中，ACS電路22比較和選擇存儲于相應(yīng)寄存器P1和P2中的值，并在步驟S15中輸出選出的值。隨后，在步驟S16中，對路徑測量存儲器23用所選出的值進行修改，并在步驟S17中還對路徑存儲器26用所選出的值進行修改。
在步驟S18中，按狀態(tài)數(shù)，即2k-1次，重復(fù)步驟S6至S17的循環(huán)。
此后，在步驟S19中，最大可能路徑檢測器25檢測具有最小路徑測量值的路徑，并在步驟S20中，通過從各路徑測量中減去最小值使路徑測量標(biāo)準化。
隨后，在步驟S21中，最大可能路徑檢測器25設(shè)定一個最大可能路徑地址，并在步驟S22中作為譯碼數(shù)據(jù)輸出路徑存儲器26的內(nèi)容。
根據(jù)上述方式，為了使已通過部分響應(yīng)編碼器1記錄有數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性記錄媒體2重放，采用Viterbi均衡器作為部分響應(yīng)譯碼器，并根據(jù)最大可能系列估計譯碼器所記錄的信號數(shù)據(jù)。因此，數(shù)字數(shù)據(jù)可很好地重放。
另外，因為以檢測出的同步信號圖式部分作為基準信號，采用最小二乘法，使記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化，因此記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)可單值地模型化。
由于傳輸模型是采用最小二乘法評價的，因此模型有最小誤差，并提供很好的均衡特性。
再者，ROM 4a存儲事先計算出的系數(shù)矩陣，并且當(dāng)傳輸路徑特性評價器4采用最小二乘法進行運算時，它采用存儲于ROM 4a中的系數(shù)矩陣。結(jié)果，可減少計算步驟，從而以更高速度工作。
在上述實施例中，系數(shù)矩陣作為一個表存儲于ROM 4a中。不過，因為在求解聯(lián)立等式(8)時對系數(shù)矩陣進行L·U分解是切實可行的，所以存儲于ROM 4a中的數(shù)據(jù)可能是在系數(shù)矩陣進行L·U分解之后產(chǎn)生的值。
采用這種改進方式，可進一步減少計算步驟，從而以高得多的速率工作。
通常，當(dāng)一特定矩陣與其逆矩陣相乘時，會產(chǎn)生一單位矩陣。由于等式(8)可采用系數(shù)矩陣和單位矩陣求解，因此存儲在ROM 4a中的數(shù)據(jù)可以是系數(shù)矩陣的逆矩陣。
因為系數(shù)矩陣如上面所述的那樣單值地確定，故其逆矩陣也可事先確定。例如，根據(jù)等式(9)的系數(shù)矩陣的逆矩陣由下式給出
根據(jù)本發(fā)明，如上所述，為了使已通過部分響應(yīng)編碼器記錄有數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性記錄媒體重放，采用Viterbi均衡器作為部分響應(yīng)譯碼器，并且根據(jù)最大可能系列評價譯碼所記錄的信號數(shù)據(jù)。因此，數(shù)字數(shù)據(jù)可很好地重放。
此外，由于以檢測出的同步信號圖式部分作為基準信號，采用最小二乘法，使記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化，因此記錄和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)可單值地模型化。由此確定的模型具有最小誤差，因為是根據(jù)最小二乘法評價的，從而導(dǎo)致良好的均衡特性。ROM 4a存儲事先計算出的系數(shù)矩陣、系數(shù)矩陣進行L·U分解時產(chǎn)生的值、或那些系數(shù)矩陣的逆矩陣。當(dāng)傳輸路徑特性評價器4采用最小二乘法進行運算時，它采用存儲于ROM 4a中的系數(shù)矩陣、系數(shù)矩陣進行L·U分解時產(chǎn)生的值、或其逆矩陣。因此，可以減少計算步驟，以更高速度工作。
盡管已參照附圖描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，但應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明并不限于此具體實施例，在不脫離由所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍的情況下，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可實現(xiàn)各種變化和修改。
權(quán)利要求
1.一種磁性量放設(shè)備，用于使已通過部分響應(yīng)編碼器，在磁性記錄媒體上磁性記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)的重放，包括同步信號數(shù)據(jù)檢測裝置，用于從重放的信號數(shù)據(jù)組中檢測出同步信號數(shù)據(jù)部分；傳輸路徑特性評價裝置，用于以由所述同步信號數(shù)據(jù)檢測裝置檢測出的同步信號數(shù)據(jù)部分為基準信號，使記錄系統(tǒng)和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化；和譯碼裝置，用于根據(jù)由所述傳輸路徑特性評價裝置產(chǎn)生的傳輸模型，按Viterbi算法譯碼記錄的信號數(shù)據(jù)組。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的磁性重放設(shè)備，其中所述的傳輸路徑特性評價裝置包括模型化裝置和ROM，模型化裝置以同步信號數(shù)據(jù)部分作為參考信號，采用最小二乘法使記錄系統(tǒng)和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化，ROM用于存儲最小二乘法中使用的系數(shù)矩陣。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的磁性重放設(shè)備，其中存儲于所述ROM中的數(shù)據(jù)是在系數(shù)矩陣進行L·U分解時產(chǎn)生的值。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的磁性重放設(shè)備，其中存儲于所述ROM存儲器中的數(shù)據(jù)為系數(shù)矩陣的逆矩陣。
全文摘要
一種磁性重放設(shè)備，它使已通過部分響應(yīng)編碼器，磁性記錄有數(shù)字數(shù)據(jù)的磁性記錄媒體重放。此磁性重放設(shè)備包括用于從重放的信號數(shù)據(jù)組中檢測同步信號數(shù)據(jù)部分的同步信號數(shù)據(jù)檢測器，傳輸路徑特性評價器，它以由同步信號數(shù)據(jù)檢測器檢測出的同步信號數(shù)據(jù)部分作為基準信號使記錄系統(tǒng)和重放系統(tǒng)之間的脈沖響應(yīng)模型化；以及譯碼器，它根據(jù)由傳輸路徑特性評價器產(chǎn)生的傳輸模型，按Viterbi算法譯碼所記錄的信號數(shù)據(jù)組。
文檔編號G11B20/18GK1107599SQ9410863
公開日1995年8月30日 申請日期1994年7月29日 優(yōu)先權(quán)日1993年7月29日
發(fā)明者佐藤輝雄, 戶波靖雄 申請人:索尼公司