專利名稱：一種基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法及系統(tǒng)，該方法及其系統(tǒng)能夠?qū)斎氲哪M電壓信號(hào)進(jìn)行壓頻變換，然后將所獲得的數(shù)字頻率信號(hào)經(jīng)過(guò)光電隔離傳送到測(cè)量端，最終在測(cè)量端通過(guò)計(jì)數(shù)和數(shù)字濾波降頻處理獲得模數(shù)轉(zhuǎn)換后的采樣數(shù)據(jù)。本發(fā)明屬于數(shù)字化測(cè)量技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
實(shí)際工程現(xiàn)場(chǎng)中，有時(shí)候測(cè)量探頭的安裝點(diǎn)與測(cè)量設(shè)備的距離比較遠(yuǎn)，而且測(cè)量探頭往往處于較惡劣的工況環(huán)境。此時(shí)，需要采用隔離測(cè)量的技術(shù)來(lái)保證測(cè)量的準(zhǔn)確性。比如，在飛機(jī)、汽車引擎溫度的測(cè)量系統(tǒng)中，探頭往往處于較高的測(cè)量溫度；測(cè)量高壓輸電線的電壓和電流時(shí)，互感器處于高壓和高磁場(chǎng)的環(huán)境下。針對(duì)這些應(yīng)用場(chǎng)合，一種常用的測(cè)量方法是采用基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法。在2001年3月的《國(guó)外電子元器件》第3期中，一篇題目為《基于VFC110壓頻變換的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)》的文章介紹了這種已有方法。圖1給出了該方法的基本結(jié)構(gòu)。通過(guò)壓頻變換，將輸入的模擬電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字脈沖信號(hào)。該數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率與模擬電壓信號(hào)的電壓成線性關(guān)系。在已有方法中，對(duì)應(yīng)于輸入信號(hào)的電壓范圍，數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率范圍通常工作在較低的頻率段。比如，文獻(xiàn)所采用的壓頻變換器件VFC110在通常的工作狀態(tài)下，其輸入電壓的范圍是0～10V，其輸出脈沖的頻率范圍是0～2MHz。數(shù)字脈沖信號(hào)通過(guò)光電隔離被傳送到測(cè)量設(shè)備。光電隔離既可以采用簡(jiǎn)單的光耦器件，也可以采用由光纖發(fā)送器、光纖、以及光纖接收器組成的光電隔離系統(tǒng)。光電隔離系統(tǒng)通過(guò)將數(shù)字脈沖信號(hào)的高低電平轉(zhuǎn)化為發(fā)送端光信號(hào)的有無(wú)，然后接收端又將光信號(hào)還原為電平脈沖。通過(guò)光電隔離，既實(shí)現(xiàn)了脈沖信號(hào)的傳輸，又保證了收發(fā)兩端電氣上的隔離。已有文獻(xiàn)在測(cè)量端采用脈沖計(jì)數(shù)的計(jì)算方法獲得最終的采樣數(shù)據(jù)。圖2是其計(jì)數(shù)部分的電路原理圖，圖3是其計(jì)數(shù)部分的信號(hào)時(shí)序圖。在圖2中，頻率為fx的數(shù)字脈沖信號(hào)輸入放大和整形電路，時(shí)鐘發(fā)生器產(chǎn)生頻率為f0的時(shí)鐘信號(hào)。Fx計(jì)數(shù)器和F0計(jì)數(shù)器在同一閘門時(shí)間T內(nèi)分別對(duì)被測(cè)脈沖信號(hào)和時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行計(jì)數(shù)。由于同步閘門是開門脈沖經(jīng)同步處理后得到的，所以閘門時(shí)間T準(zhǔn)確地等于被測(cè)脈沖信號(hào)的整數(shù)倍周期。設(shè)Fx計(jì)數(shù)器和F0計(jì)數(shù)器在同一閘門時(shí)間T內(nèi)的計(jì)數(shù)值分別為Nx和N0。則輸入信號(hào)的頻率可以按照下式計(jì)算fx＝(Nx/N0)·f0頻率數(shù)據(jù)fx再經(jīng)過(guò)常數(shù)加減和比例計(jì)算后，即可獲得被測(cè)電壓信號(hào)的采樣數(shù)據(jù)，完成模數(shù)轉(zhuǎn)換。
假設(shè)時(shí)間T內(nèi)，脈沖平均個(gè)數(shù)為T·fx。顯然，T·fx不一定是整數(shù)。但是，對(duì)脈沖信號(hào)進(jìn)行計(jì)數(shù)時(shí)，由于脈沖發(fā)生時(shí)刻是離散的，同時(shí)計(jì)數(shù)輸出只能是整數(shù)值，所以計(jì)數(shù)結(jié)果只能是floor(T·fx)或者floor(T·fx)+1。其中，函數(shù)floor(x)表示不大于輸入數(shù)據(jù)x的最大整數(shù)。由此，計(jì)數(shù)輸出的結(jié)果相對(duì)脈沖平均個(gè)數(shù)T·fx會(huì)產(chǎn)生誤差。已有的這種基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法不能對(duì)這個(gè)誤差進(jìn)行有效處理，所以采樣過(guò)程的信噪比較大。而且，已有的這種模數(shù)轉(zhuǎn)換方法，由于壓頻變換和計(jì)數(shù)處理的非線性，無(wú)法保證關(guān)心頻帶內(nèi)的測(cè)量系統(tǒng)的線性相位特性。所以，當(dāng)采用已有方法測(cè)量多頻率成分的信號(hào)時(shí)，各頻率信號(hào)經(jīng)過(guò)該測(cè)量系統(tǒng)的相位移與頻率不成正比。由此，輸出的采樣數(shù)據(jù)所恢復(fù)的信號(hào)波形將發(fā)生較大的失真。仿真研究還表明同一頻率的輸入信號(hào)，當(dāng)幅值不同時(shí)，已有方法的相移特性也是不同的。由此，當(dāng)采用已有方法對(duì)多路同頻信號(hào)進(jìn)行采樣測(cè)量時(shí)，各個(gè)通路之間存在較大的相移誤差。因?yàn)檫@個(gè)誤差與各路信號(hào)幅值有關(guān)，所以難以補(bǔ)償。已有的這種方法無(wú)法滿足一些應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)高精度測(cè)量的要求，比如比較多路信號(hào)間的相位，或電力系統(tǒng)中有功和無(wú)功功率的測(cè)量。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提出一種新的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法及系統(tǒng)，希望能夠克服已有方法的不足，提高模數(shù)轉(zhuǎn)換的測(cè)量精度，改善測(cè)量系統(tǒng)的相頻特性，保證采樣波形不失真，減小信號(hào)幅值對(duì)測(cè)量系統(tǒng)相移的影響，使同時(shí)采樣的多路測(cè)量通道都具有相同的幅頻特性和相頻特性。
本發(fā)明基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法含有壓頻變換、光電隔離、過(guò)采樣計(jì)數(shù)、以及濾波和降頻處理的步驟，其特征在于該方法通過(guò)壓頻變換電路將模擬電壓線性變換為數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率，再經(jīng)過(guò)光電隔離電路進(jìn)行傳輸，然后在連續(xù)的短時(shí)間間隔內(nèi)判斷脈沖信號(hào)電平跳變的次數(shù)，最后基于該采樣計(jì)數(shù)過(guò)程的一階過(guò)采樣特性，通過(guò)濾波和降頻獲得采樣數(shù)據(jù)，完成模數(shù)轉(zhuǎn)換，該方法依次包括如下步驟步驟1輸入的模擬電壓信號(hào)通過(guò)壓頻變換電路，得到數(shù)字脈沖信號(hào)；輸出的數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率值線性對(duì)應(yīng)于模擬電壓信號(hào)的電壓大小，模擬電壓信號(hào)的輸入頻率范圍在0～fs/2以內(nèi)，其中fs是模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣頻率；對(duì)應(yīng)于輸入電壓的滿量程，壓頻變換輸出的數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率范圍為fmin～fmax，fmin大于100·fs以上，fmax滿足fmin＜fmax＜10fmin；步驟2數(shù)字脈沖信號(hào)輸入光電隔離電路進(jìn)行隔離傳輸，傳輸后的數(shù)字脈沖信號(hào)輸入到測(cè)量端的過(guò)采樣計(jì)數(shù)部分；
步驟3過(guò)采樣計(jì)數(shù)部分每隔T0=1/f0]]>時(shí)間輸出一次過(guò)采樣間隔時(shí)間內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)的電平跳變次數(shù)；電平跳變?nèi)∩仙靥儭⒒蛘呦陆笛靥?、或者上升沿和下降沿跳變，過(guò)采樣計(jì)數(shù)的頻率f0滿足f0＝M·fs，其中M=(Πi=1pRi)·2q,]]>p是后續(xù)的積分梳狀降頻濾波處理的級(jí)數(shù)，Ri是第i級(jí)積分梳狀降頻濾波處理中的降頻倍數(shù)，q是后續(xù)的半帶濾波和降頻處理的級(jí)數(shù)；步驟4電平跳變的次數(shù)經(jīng)過(guò)一組數(shù)字濾波和降頻處理，最終獲得采樣數(shù)據(jù)；這一組數(shù)字濾波和降頻處理是由p級(jí)積分梳狀降頻濾波處理、增益補(bǔ)償濾波處理、以及q級(jí)半帶濾波和降頻處理串聯(lián)組成，p和q是非負(fù)整數(shù)；在一級(jí)積分梳狀降頻濾波處理中，積分梳狀濾波部分所采用的傳遞函數(shù)形式如下HCICi(ejω)=GCICi·(1-e-jω·D·Ri1-e-jω)a]]>其中，Ri為正整數(shù)，D是取值為1或2的延遲因子，α是正整數(shù)的階次，GCICi是常數(shù)增益；該積分梳狀降頻濾波處理的降頻部分還將對(duì)所濾波的信號(hào)進(jìn)行Ri倍的降頻抽?。辉鲆嫜a(bǔ)償處理的傳遞函數(shù)為HGC(ejω)，在測(cè)量頻率范圍內(nèi)，增益補(bǔ)償處理與前述積分梳狀降頻濾波處理的總傳遞函數(shù)的增益為某一設(shè)定的常數(shù)；在一級(jí)半帶濾波和降頻處理中，半帶濾波部分的傳遞函數(shù)HHBi(ejω)的幅頻特性滿足|HHBi(ejω)|=10≤ω<ωHBi<π40π2-ωHBi<ω≤π2]]>其中，ωHBi是通帶截止角頻率。在一級(jí)半帶濾波和降頻處理中，降頻部分的降頻倍數(shù)為2。
根據(jù)前述的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法，在步驟4的積分梳狀降頻濾波處理中，積分梳狀濾波部分采用前述HCICi(ejω)經(jīng)過(guò)延時(shí)和多項(xiàng)式變換后的改進(jìn)形式，其傳遞函數(shù)形式如下HSCICi(ejω)=Σk=0gi(bik·z-cik·HCICik(ejω))]]>其中，gi是多項(xiàng)式的最高次數(shù)，取正整數(shù)；bik(k＝0，…，gi)是多項(xiàng)式的一組實(shí)系數(shù)；cik(k＝0，…，gi)是一組用于設(shè)置延時(shí)的常數(shù)，取非負(fù)整數(shù)。
根據(jù)前述模數(shù)轉(zhuǎn)換方法而提出的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，其特征在于該系統(tǒng)由如下處理電路依次串聯(lián)組成將模擬電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字脈沖信號(hào)的壓頻變換電路、實(shí)現(xiàn)數(shù)字脈沖信號(hào)隔離傳輸?shù)墓怆姼綦x電路、判斷過(guò)采樣間隔時(shí)間內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)電平跳變次數(shù)的計(jì)數(shù)邏輯電路、對(duì)電平跳變次數(shù)進(jìn)行數(shù)字濾波和降頻的邏輯電路和供用戶讀取采樣數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)接口電路；其中，數(shù)字濾波和降頻的邏輯電路是由一組積分梳狀降頻濾波邏輯電路、增益補(bǔ)償邏輯電路、以及半帶濾波和降頻邏輯電路串聯(lián)組成。
本發(fā)明的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法的原理結(jié)構(gòu)如圖4所示，其中數(shù)字濾波和降頻部分的原理結(jié)構(gòu)如圖5所示，本發(fā)明模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的電路實(shí)現(xiàn)如圖6所示。本發(fā)明方法與已有技術(shù)的不同在于利用了脈沖計(jì)數(shù)過(guò)程中的一階積分特性，然后通過(guò)過(guò)采樣和數(shù)字濾波技術(shù)，實(shí)現(xiàn)高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換過(guò)程。如果壓頻變換所輸出的脈沖信號(hào)的頻率較高，并且頻率下限遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于采樣頻率，就像前述規(guī)定的條件fmin＞100·fs。于是，可以以較高頻率判斷電平跳變次數(shù)。如果計(jì)數(shù)部分每隔T0=1/f0]]>時(shí)間輸出一次前T0時(shí)間內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)的電平跳變次數(shù)，而且f0＝2M·fs。由于f0＞＞fs，則這個(gè)計(jì)數(shù)過(guò)程就是一個(gè)過(guò)采樣的過(guò)程。采樣間隔T0中數(shù)字脈沖信號(hào)電平跳變的平均次數(shù)c是與脈沖信號(hào)的頻率fx(fmin＜fx＜fmax)成正比的。如果過(guò)采樣計(jì)數(shù)過(guò)程判斷上升沿跳變或下降沿跳變，則該平均次數(shù)可以表達(dá)為c＝T0·fx如果過(guò)采樣計(jì)數(shù)過(guò)程判斷上升沿和下降沿跳變，則該平均次數(shù)可以表達(dá)為c＝2·T0·fx因?yàn)閒x與模擬電壓信號(hào)的電壓大小滿足線性關(guān)系，所以c和輸入電壓也成線性關(guān)系。平均次數(shù)c一般是具有小數(shù)部分的。然而，每個(gè)過(guò)采樣點(diǎn)的計(jì)數(shù)輸出結(jié)果只能是整數(shù)，該值不同于c。不妨假設(shè)模擬電壓信號(hào)不變，同時(shí)假設(shè)計(jì)數(shù)部分所輸出的脈沖跳變次數(shù)為序列{c(n)}，于是Σn=0N-1c(n)=floor(N·c‾)]]>或floor(N·c)+1其中，floor(N·c)是取小于N·c的最大整數(shù)。上式說(shuō)明，隨著采樣點(diǎn)數(shù)的增加，實(shí)際累計(jì)的脈沖跳變次數(shù) 總是以±1的最大誤差逼近于概率意義上的次數(shù)真值N·c。換言之，即使本次采樣計(jì)數(shù)所輸出的數(shù)據(jù)是c(n)＝floor(c)或c(n)＝floor(c)+1，每次采樣計(jì)數(shù)的殘余誤差(c(n)-c)在-1至+1之間。但是，依據(jù)脈沖發(fā)生時(shí)刻在時(shí)間上的一次積分關(guān)系，每次的采樣計(jì)數(shù)誤差將在下一次計(jì)數(shù)中被累積。因而，過(guò)采樣計(jì)數(shù)的量化誤差e(n)=Σi=0n(c(n)-c‾)]]>總是被限制在-1至+1之間。量化誤差e(n)可視為(-1，1)內(nèi)均值為0的隨機(jī)白噪聲。如果c(n)、c(n)和e(n)的Z變換形式依次為C(z)、C(z)和E(z)，則有
C(z)＝C(z)+(1-z-1)E(z)由此，采樣計(jì)數(shù)過(guò)程包含一階過(guò)采樣特性。該特性又可稱為一階∑-Δ調(diào)制特性(First OrderSigma-Delta Modulation Characteristic)。在一階過(guò)采樣處理中，輸出噪聲功率譜線的示意圖如圖7所示。由于一階過(guò)采樣處理所輸出的噪聲主要集中在高頻，即頻率越低，則噪聲越小。所以，如果實(shí)際的采樣頻率fs遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于過(guò)采樣計(jì)數(shù)的頻率f0，如圖7中左邊虛框中的區(qū)域，則可以先通過(guò)濾波技術(shù)有效抑制高頻噪聲，然后通過(guò)降頻技術(shù)，獲得高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果。
為了討論模數(shù)轉(zhuǎn)換的精度，不妨假設(shè)計(jì)數(shù)過(guò)程僅判斷上升沿跳變。如果采用已有的計(jì)數(shù)方法進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，則該過(guò)程等同于對(duì)采樣間隔內(nèi)的脈沖跳變直接利用計(jì)數(shù)時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行量化。假設(shè)已有方法的采樣頻率也是fs，而且其用于計(jì)數(shù)判斷的時(shí)鐘信號(hào)頻率是f0＝2M·fs，則依據(jù)前述該方法的工作原理，其計(jì)數(shù)量化對(duì)頻率測(cè)量所造成的噪聲為Δf=f^x-fx=NxN^0·f0-NxN0·f0=N0-N^0N^0·fx]]>上式中，Nx是輸入的數(shù)字脈沖信號(hào)的準(zhǔn)確計(jì)數(shù)次數(shù)，N0是計(jì)數(shù)判斷時(shí)鐘的平均計(jì)數(shù)值，它對(duì)應(yīng)于實(shí)際的數(shù)字脈沖信號(hào)頻率fx，即N0=Nxfx·f0,]]>而 是計(jì)數(shù)量化的結(jié)果， 是計(jì)數(shù)量化后觀測(cè)的信號(hào)頻率。當(dāng)輸入信號(hào)頻率與計(jì)數(shù)頻率都遠(yuǎn)高于采樣頻率時(shí)，N0和 將略小于但接近于2M，令計(jì)數(shù)值的量化噪聲為ΔN=N0-N^0,]]>則有Δf=ΔN2M·fx]]>一般可以認(rèn)為，ΔN在(-1，1)區(qū)間內(nèi)是均勻分布的，并且與fx不相關(guān)。于是，頻率數(shù)據(jù)中噪聲的功率為Pnoise_cnt=E{Δf2}=13×22M·E{fx2}]]>其中，E{ξ}是隨機(jī)變量ξ的數(shù)學(xué)期望。
如果采用本發(fā)明方法，假設(shè)從第n+1個(gè)過(guò)采樣間隔至第 個(gè)過(guò)采樣間隔所觀測(cè)到的脈沖跳變總數(shù)為Nx，即有Σi=n+1n+N^0c(i)=Nx=N0·fxf0]]>其中，N0是對(duì)應(yīng)于數(shù)字脈沖信號(hào)的準(zhǔn)確頻率值fx的平均計(jì)數(shù)值。依據(jù)過(guò)采樣計(jì)數(shù)的量化誤差公式e(n)=Σi=0n(c(n)-c‾)=Σi=0n(c(n)-fxf0)]]>
則(e(n+N^0)-e(n))·f0=Σi=n+1n+N^0(c(n)-fxf0)·f0=(N0-N^0)·fx=ΔN·fx]]>當(dāng) 很大時(shí)，可以視e(n)與 不相關(guān)。加之，e(n)和 的隨機(jī)特性相同，且其均值為0，于是E{[e(n)·f0]2}=12E{[(e(n+N^0)-e(n))·f0]2}=12·E{(ΔN·fx)2}]]>ΔN在(-1，1)區(qū)間內(nèi)是均勻分布的，并且與fx不相關(guān)，則有E{[e(n)·f0]2}=16·E{fx2}]]>一階過(guò)采樣計(jì)數(shù)量化所造成的頻率測(cè)量噪聲為Δf=f^x-fx=(c(n)-c‾)·f0=(e(n)-e(n-1))·f0]]>Δf可視為e(n)·f0經(jīng)過(guò)(1-z-1)系統(tǒng)后的輸出。于是，Δf在頻域的功率譜為Pnoise_∑Δ(ω)＝|1-e-jω|2·E{(e(n)·f0)2}其中，ω＝2πf/f0。一階過(guò)采樣計(jì)數(shù)的輸出經(jīng)過(guò)一系列的濾波和降頻處理后，高于采樣頻率fs的頻率范圍內(nèi)的噪聲被有效抑制，于是處理后的噪聲總功率為Pnoise_ΣΔ=π23·(2fsf0)3·E{[e(n)·f0]2}=4π29·23M·E{fx2}]]>設(shè)實(shí)際的信號(hào)功率為Px，則基于上述噪聲功率的分析，本發(fā)明方法實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換后的信噪比SNR∑Δ與已有方法信噪比SNRcnt的差為SNRΣΔ-SNRcnt=10·log(PxPnoise_ΣΔ)-10·log(PxPnoise_cnt)]]>=3.01·M-11.19(dB)]]>由此可見，在相同的采樣頻率要求下，隨著過(guò)采樣計(jì)數(shù)工作頻率f0的提高，本發(fā)明方法的信噪比將比已有方法顯著提高。
在本發(fā)明的方法及系統(tǒng)中，如果增益補(bǔ)償和半帶濾波采用具有線性相位的濾波器，則由于數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率和過(guò)采樣計(jì)數(shù)的工作頻率都很高，所以能夠保證采樣頻率內(nèi)的某一頻率信號(hào)在經(jīng)過(guò)本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)后的相位移與其頻率成正比，而且該相位移不受信號(hào)幅值的影響。由此，采用本發(fā)明方法進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣時(shí)，獲得的輸出波形不會(huì)發(fā)生失真。
當(dāng)應(yīng)用本發(fā)明方法組成多路的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)時(shí)，各測(cè)量探頭和輔助電路所提供的模擬電壓信號(hào)將首先被壓頻變換，然后通過(guò)各自的光耦隔離電路，將數(shù)字脈沖信號(hào)傳送到測(cè)量設(shè)備端。測(cè)量設(shè)備端的數(shù)字邏輯電路或軟件算法同時(shí)對(duì)多路輸入進(jìn)行相同的過(guò)采樣計(jì)數(shù)、濾波和降頻處理，而后通過(guò)數(shù)據(jù)接口電路以同一采樣頻率輸出各路的模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果。按照本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法，采樣數(shù)據(jù)相對(duì)模擬電壓信號(hào)的相移僅受信號(hào)頻率影響，輸入信號(hào)的幅值不會(huì)影響采樣數(shù)據(jù)的相移。而且，當(dāng)采用相同的數(shù)字濾波和降頻處理時(shí)，由于本發(fā)明方法對(duì)各路采樣通道具有相同的線性相位特性，所以各路采樣結(jié)果可以應(yīng)用于高精度的相位比較、功率測(cè)量等場(chǎng)合。
仿真實(shí)驗(yàn)表明，本發(fā)明基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法及系統(tǒng)均達(dá)到實(shí)用要求。


圖1是已有的一種基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法的基本結(jié)構(gòu)。
圖2是已有方法計(jì)數(shù)部分的電路原理圖。
圖3是已有方法計(jì)數(shù)部分的信號(hào)時(shí)序圖。
圖4是本發(fā)明的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法的原理結(jié)構(gòu)。
圖5是本發(fā)明模數(shù)轉(zhuǎn)換方法數(shù)字濾波和降頻部分的原理結(jié)構(gòu)。
圖6是本發(fā)明的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的原理結(jié)構(gòu)。
圖7是一階過(guò)采樣中輸出噪聲功率譜線的示意圖。
圖8是第一個(gè)實(shí)施例所采用的積分梳狀濾波器的歸一化幅頻特性曲線。
圖9是第一個(gè)實(shí)施例所采用的增益補(bǔ)償濾波器的幅頻特性曲線。
圖10是第一個(gè)實(shí)施例中積分梳狀降頻濾波和增益補(bǔ)償濾波串聯(lián)后的歸一化幅頻特性曲線。
圖11是第一個(gè)實(shí)施例所采用的第1級(jí)半帶濾波器的幅頻特性曲線。
圖12是第一個(gè)實(shí)施例所采用的第2級(jí)半帶濾波器的幅頻特性曲線。
圖13是采用已有方法進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)的采樣數(shù)據(jù)的功率譜曲線。
圖14是采用第一個(gè)實(shí)施例進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)的采樣數(shù)據(jù)的功率譜曲線。
圖15是第二個(gè)實(shí)施例所采用的積分梳狀濾波器的歸一化幅頻特性曲線。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例是一個(gè)采樣率為fs＝5kHz的具有光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。該實(shí)施例采用圖6所示的電路結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。輸入的模擬電壓信號(hào)通過(guò)壓頻變換電路，得到數(shù)字脈沖信號(hào)。壓頻變換電路的輸入電壓范圍從-1至+1V，輸入的電壓大小線性對(duì)應(yīng)于輸出的數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率，數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率下限為fmin＝10MHz，數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率上限為fmax＝20MHz。顯然，fmin滿足fmin＞100·fs，fmax滿足fmin＜fmax＜10fmin。由光纖發(fā)送器、光纖、以及光纖接收器組成的光電隔離電路將數(shù)字脈沖信號(hào)傳輸?shù)綔y(cè)量端的過(guò)采樣計(jì)數(shù)電路。
過(guò)采樣計(jì)數(shù)電路的時(shí)鐘頻率f0＝20MHz，該頻率相對(duì)于采樣率的倍數(shù)為M＝4000。過(guò)采樣計(jì)數(shù)電路每隔50ns判斷該時(shí)間間隔內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)上升沿跳變的次數(shù)。依據(jù)數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率范圍，由于fmax≤f0，所以過(guò)采樣計(jì)數(shù)輸出的數(shù)據(jù)為0或1。
在本實(shí)施例中，過(guò)采樣計(jì)數(shù)電路輸出的由0、1組成的碼流以20MHz輸入1級(jí)積分梳狀降頻濾波邏輯電路，并且降頻倍數(shù)為R1＝1000倍。其積分梳狀濾波部分的Z變換形式為HCICi(z)=(1-z-2×100001-z-1)6]]>即延遲因子D＝2，階次a＝6，常數(shù)增益GCICi＝1。HCICi(z)是一種低通濾波器，并且具有線性相位特性。將該積分梳狀降頻濾波器的直流增益歸一到1后的幅頻特性|HCICi(ejω)|/6.4×1019的曲線如圖8所示。經(jīng)過(guò)抽取后，積分梳狀降頻邏輯電路以20kHz輸出濾波降頻的結(jié)果。該結(jié)果又被輸入增益補(bǔ)償邏輯電路，增益補(bǔ)償濾波采用有限沖擊響應(yīng)類型的數(shù)字濾波器。有限沖擊響應(yīng)類型的數(shù)字濾波器具有如下的Z變換形式HFIR(z)=Σn=0lb(l)·z-n]]>其中，l是濾波器的階次，b(l)是濾波器的系數(shù)。本實(shí)施例中的增益補(bǔ)償濾波器采用10階的有限沖擊響應(yīng)類型的數(shù)字濾波器，其系數(shù)bGC(0)～bGC(10)依次為-0.085611863601，0.9650146754，-5.03082341617，15.7813587878，-32.1479839079，42.0360913143，-32.1479839079，15.7813587878，-5.03082341617，0.9650146754，-0.085611863601依據(jù)有限沖擊響應(yīng)類型的數(shù)字濾波器的性質(zhì)，該增益補(bǔ)償濾波器具有線性相位。增益補(bǔ)償濾波器的幅頻特性曲線如圖9所示，積分梳狀降頻濾波和增益補(bǔ)償濾波串聯(lián)后的歸一化幅頻特性曲線如圖10所示。由圖10可見，在關(guān)心的信號(hào)帶寬0～2000Hz內(nèi)，積分梳狀降頻濾波和增益補(bǔ)償濾波串聯(lián)后的增益相對(duì)于常數(shù)6.4×1019的偏差小于0.000002dB。
本實(shí)施例采用了兩級(jí)半帶濾波和降頻邏輯電路。這兩級(jí)的半帶濾波器均采用有限沖擊響應(yīng)類型的數(shù)字濾波器。第1級(jí)半帶濾波器以20kHz對(duì)增益補(bǔ)償濾波器的輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波，其階次為26，其系數(shù)bHB1(0)～bHB1(26)依次為0.00010910154906，0，-0.00089312182912，0，0.00398874281588，0，-0.01283769838301，0，0.03400417599694，0，-0.08499629276976，0，0.31062555508428，0.5，0.31062555508428，0，-0.08499629276976，0，0.03400417599694，0，-0.01283769838301，0，0.00398874281588，0，-0.00089312182912，0，0.00010910154906依據(jù)上述系數(shù)，第1級(jí)半帶濾波器具有線性相位，其幅頻特性曲線如圖11所示。由圖11可見，第1級(jí)半帶濾波器在頻帶0～2000Hz內(nèi)的紋波偏差小于0.00002dB。第1級(jí)半帶濾波器的輸出數(shù)據(jù)將被2倍抽取，所以第1級(jí)半帶濾波和降頻處理將輸出10kHz的數(shù)據(jù)流。
第1級(jí)半帶濾波和降頻邏輯電路輸出的數(shù)據(jù)流將經(jīng)過(guò)第2級(jí)半帶濾波和降頻邏輯電路。第2級(jí)半帶濾波器的處理速度為10kHz，其階次為126，其系數(shù)bHB1(0)～bHB1(126)依次為-0.00000756984856，0，0.00001429335714，0，-0.00002732853298，0，0.00004770928881，0，-0.00007814922533，0，0.00012199017397，0，-0.00018327130848，0，0.00026679594930，0，-0.00037819227548，0，0.00052397325032，0，-0.00071160227604，0，0.00094956739363，0，-0.00124747113522，0，0.00161616671364，0，-0.00206793100554，0，0.00261677496826，0，-0.00327884317024，0，0.00407311556231，0，-0.00502240861099，0，0.00615498096217，0，-0.00750705646296，0，0.00912685959382，0，-0.01108132768829，0，0.01346764897991，0，-0.01643409919525，0，0.02022021425872，0，-0.02524083095276，0，0.03228216628229，0，-0.04303397691420，0，0.06189870246633，0，0.10503673401640，0，0.31795292234696，0.5，0.31795292234696，0，-0.10503673401640，0，0.06189870246633，0，-0.04303397691420，0，0.03228216628229，0，-0.02524083095276，0，0.02022021425872，0，-0.01643409919525，0，0.01346764897991，0，-0.01108132768829，0，0.00912685959382，0，-0.00750705646296，0，0.00615498096217，0，-0.00502240861099，0，0.00407311556231，0，-0.00327884317024，0，0.00261677496826，0，-0.00206793100554，0，0.00161616671364，0，-0.00124747113522，0，0.00094956739363，0，-0.00071160227604，0，0.00052397325032，0，-0.00037819227548，0，0.00026679594930，0，-0.00018327130848，0，0.00012199017397，0，-0.00007814922533，0，0.00004770928881，0，-0.00002732853298，0，0.00001429335714，0，-0.00000756984856依據(jù)上述系數(shù)，第2級(jí)半帶濾波器具有線性相位，其幅頻特性曲線如圖12所示。由圖12可見，第2級(jí)半帶濾波器在頻帶0～2000Hz內(nèi)的紋波偏差小于0.00006dB。第2級(jí)半帶濾波器的輸出數(shù)據(jù)將被2倍抽取，所以第2級(jí)半帶濾波和降頻處理將輸出5kHz的數(shù)據(jù)流。該數(shù)據(jù)流就是最終獲得的采樣數(shù)據(jù)。最后，通過(guò)數(shù)據(jù)接口電路，用戶可以讀取這些采樣數(shù)據(jù)。
對(duì)該實(shí)施例進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。仿真中輸入的模擬電壓信號(hào)是由524Hz和1797Hz兩個(gè)正弦頻率信號(hào)合成的，幅值分別為0.45和0.15。該信號(hào)經(jīng)過(guò)壓頻變換和光電隔離后，如果采用圖2所示的已有方法進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。當(dāng)時(shí)鐘頻率為20MHz，采樣率為5kHz時(shí)，采樣2048個(gè)點(diǎn)。每個(gè)點(diǎn)采樣數(shù)據(jù)還要經(jīng)過(guò)零偏補(bǔ)償和比例變換，最終通過(guò)傅立葉分析計(jì)算524Hz和1797Hz的信號(hào)幅值。已有模數(shù)轉(zhuǎn)換方法獲得的結(jié)果為0.44171和0.12006。采用本發(fā)明實(shí)施例給出的模數(shù)變換方法，同樣以5kHz采樣2048點(diǎn)，再通過(guò)傅立葉分析計(jì)算524Hz和1797Hz的信號(hào)幅值，其結(jié)果為0.44978和0.14993。本發(fā)明實(shí)施例的測(cè)量結(jié)果明顯好于已有方法。對(duì)已有方法所獲得的2048個(gè)采樣點(diǎn)進(jìn)行功率譜分析的結(jié)果如圖13所示，其噪聲譜線在-110dB左右。然而，通過(guò)本發(fā)明實(shí)施例獲得的2048個(gè)采樣點(diǎn)的功率譜線如圖14所示，其噪聲譜線在-130dB以下，并且越靠近低頻，則噪聲譜線越低。上述的仿真結(jié)果說(shuō)明本發(fā)明的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法具有更高的測(cè)量精度。加之，本發(fā)明實(shí)施例中的濾波和降頻處理具有線性相位，所以該模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的仿真輸出波形與輸入的模擬電壓信號(hào)波形一致。同時(shí)，仿真還證明該實(shí)施例輸出的采樣數(shù)據(jù)相對(duì)于輸入的模擬電壓信號(hào)的相移僅跟信號(hào)頻率有關(guān)，輸入信號(hào)的幅值不會(huì)影響采樣數(shù)據(jù)的相移。所以，該實(shí)施例可以應(yīng)用于多路模擬信號(hào)的同步采樣，其模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果可以應(yīng)用于各路信號(hào)的相位比較、功率測(cè)量等應(yīng)用。
本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例是在前述的第一個(gè)實(shí)施例基礎(chǔ)上對(duì)其積分梳狀濾波部分和增益補(bǔ)償濾波器進(jìn)行修改后實(shí)現(xiàn)的。積分梳狀濾波部分采用改進(jìn)的濾波形式，即依據(jù)基本的積分梳狀濾波器的傳遞函數(shù)形式HCICi(z)，經(jīng)過(guò)延時(shí)和多項(xiàng)式變換后獲得的改進(jìn)積分梳狀濾波器。本實(shí)施例所采用的基本的積分梳狀濾波器的傳遞函數(shù)形式為HCICi(z)=11.6×1013·(1-z-2×10001-z-1)4]]>改進(jìn)積分梳狀濾波器的傳遞函數(shù)形式為HSCICi(z)=3·z-4000·HCICi2(z)-2·HCICi3(z)]]>=3·z-4000·(11.6×1013·(1-z-2×10001-z-1)4)2-2·(11.6×1013·(1-z-2×10001-z-1)4)3]]>該濾波器的幅頻特性曲線如圖15所示，該濾波的幅頻特性在低頻段比較平坦。第二個(gè)實(shí)施例所采用的增益補(bǔ)償濾波器的傳遞函數(shù)為1，即不進(jìn)行增益補(bǔ)償。雖然第二個(gè)實(shí)施例在0～2500Hz的頻帶內(nèi)的幅頻特性不理想，但該實(shí)施例能夠保證0～150Hz內(nèi)的低頻信號(hào)的測(cè)量準(zhǔn)確度，可以應(yīng)用于對(duì)交流電網(wǎng)基波電壓或基波電流的測(cè)量。本實(shí)施例說(shuō)明可以通過(guò)積分梳狀濾波器的改進(jìn)設(shè)計(jì)，改善該濾波器在測(cè)量頻帶內(nèi)的幅頻特性，進(jìn)而簡(jiǎn)化增益補(bǔ)償濾波器的設(shè)計(jì)。
權(quán)利要求
1.基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法含有壓頻變換、光電隔離、過(guò)采樣計(jì)數(shù)、以及濾波和降頻處理的步驟，其特征在于該方法通過(guò)壓頻變換電路將模擬電壓線性變換為數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率，再經(jīng)過(guò)光電隔離電路進(jìn)行傳輸，然后在連續(xù)的短時(shí)間間隔內(nèi)判斷脈沖信號(hào)電平跳變的次數(shù)，最后基于該采樣計(jì)數(shù)過(guò)程的一階過(guò)采樣特性，通過(guò)濾波和降頻獲得采樣數(shù)據(jù)，完成模數(shù)轉(zhuǎn)換，該方法依次包括如下步驟步驟1輸入的模擬電壓信號(hào)通過(guò)壓頻變換電路，得到數(shù)字脈沖信號(hào)；輸出的數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率值線性對(duì)應(yīng)于模擬電壓信號(hào)的電壓大小，模擬電壓信號(hào)的輸入頻率范圍在0～fs/2以內(nèi)，其中fs是模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣頻率；對(duì)應(yīng)于輸入電壓的滿量程，壓頻變換輸出的數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率范圍為fmin～fmax，fmin大于100·fs以上，fmax滿足fmin＜fmax＜10fmin；步驟2數(shù)字脈沖信號(hào)輸入光電隔離電路進(jìn)行隔離傳輸，傳輸后的數(shù)字脈沖信號(hào)輸入到測(cè)量端的過(guò)采樣計(jì)數(shù)部分；步驟3過(guò)采樣計(jì)數(shù)部分每隔T0=1f0]]>時(shí)間輸出一次過(guò)采樣間隔時(shí)間內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)的電平跳變次數(shù)；電平跳變?nèi)∩仙靥?、或者下降沿跳變、或者上升沿和下降沿跳變，過(guò)采樣計(jì)數(shù)的頻率f0滿足f0＝M·fs，其中M=(Πi=1pRi)·2q,]]>p是后續(xù)的積分梳狀降頻濾波處理的級(jí)數(shù)，Ri是第i級(jí)積分梳狀降頻濾波處理中的降頻倍數(shù)，q是后續(xù)的半帶濾波和降頻處理的級(jí)數(shù)；步驟4電平跳變的次數(shù)經(jīng)過(guò)一組數(shù)字濾波和降頻處理，最終獲得采樣數(shù)據(jù)；這一組數(shù)字濾波和降頻處理是由p級(jí)積分梳狀降頻濾波處理、增益補(bǔ)償濾波處理、以及q級(jí)半帶濾波和降頻處理串聯(lián)組成，p和q是非負(fù)整數(shù)；在一級(jí)積分梳狀降頻濾波處理中，積分梳狀濾波部分所采用的傳遞函數(shù)形式如下HCICi(ejω)=GCICi·(1-e-jω·D·Ri1-e-jω)a]]>其中，Ri為正整數(shù)，D是取值為1或2的延遲因子，a是正整數(shù)的階次，GCICi是常數(shù)增益；該積分梳狀降頻濾波處理的降頻部分將對(duì)所濾波的信號(hào)進(jìn)行Ri倍的降頻抽取；增益補(bǔ)償處理的傳遞函數(shù)為HGC(ejω)，在測(cè)量頻率范圍內(nèi)，增益補(bǔ)償處理與前述積分梳狀降頻濾波處理的總傳遞函數(shù)的增益為某一設(shè)定的常數(shù)；在一級(jí)半帶濾波和降頻處理中，半帶濾波部分的傳遞函數(shù)HHBi(ejω)的幅頻特性滿足|HHBi(ejω)|=10≤ω<ωHBi<π40π2-ωHBi<ω≤π2]]>其中，ωHBi是通帶截止角頻率。在一級(jí)半帶濾波和降頻處理中，降頻部分的降頻倍數(shù)為2。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法，其特征在于在所述的步驟4的積分梳狀降頻濾波處理中，積分梳狀濾波部分采用前述HCICi(ejω)經(jīng)過(guò)延時(shí)和多項(xiàng)式變換后的改進(jìn)形式，其傳遞函數(shù)形式如下HSCICi(ejω)=Σk=0gi(bik·z-cik·HCICik(ejω))]]>其中，gi是多項(xiàng)式的最高次數(shù)，取正整數(shù)；bik(k＝0，…，gi)是多項(xiàng)式的一組實(shí)系數(shù)；cik(k＝0，…，gi)是一組用于設(shè)置延時(shí)的常數(shù)，取非負(fù)整數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法而提出的基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，其特征在于該系統(tǒng)由如下處理電路依次串聯(lián)組成將模擬電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字脈沖信號(hào)的壓頻變換電路、實(shí)現(xiàn)數(shù)字脈沖信號(hào)隔離傳輸?shù)墓怆姼綦x電路、判斷過(guò)采樣間隔時(shí)間內(nèi)數(shù)字脈沖信號(hào)電平跳變次數(shù)的計(jì)數(shù)邏輯電路、對(duì)電平跳變次數(shù)進(jìn)行數(shù)字濾波和降頻的邏輯電路和供用戶讀取采樣數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)接口電路；其中，數(shù)字濾波和降頻的邏輯電路是由一組積分梳狀降頻濾波邏輯電路、增益補(bǔ)償邏輯電路、以及半帶濾波和降頻邏輯電路串聯(lián)組成。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種基于壓頻變換和光電隔離的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法及系統(tǒng)，屬于數(shù)字化測(cè)量技術(shù)領(lǐng)域。其特征在于該方法是一種通過(guò)壓頻變換將模擬電壓線性變換為數(shù)字脈沖信號(hào)的頻率，再經(jīng)過(guò)光電隔離傳輸，然后在連續(xù)的短時(shí)間間隔內(nèi)判斷脈沖信號(hào)電平跳變的次數(shù)，最后通過(guò)濾波降頻獲得采樣數(shù)據(jù)的模數(shù)轉(zhuǎn)換方法；由該方法提出的系統(tǒng)的特性在于該系統(tǒng)由壓頻變換電路、光電隔離電路、計(jì)數(shù)電路、數(shù)字濾波和降頻電路、以及數(shù)據(jù)接口串聯(lián)組成。本發(fā)明方法不僅保證了信號(hào)的隔離測(cè)量，還利用計(jì)數(shù)過(guò)程的一階過(guò)采樣特性，通過(guò)濾波降頻方法提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換的精度；本發(fā)明系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)線性相位特性，從而保證采樣波形不失真；本發(fā)明還適合于多路信號(hào)同步采樣的測(cè)量應(yīng)用。
文檔編號(hào)G08C19/36GK1710622SQ200510012068
公開日2005年12月21日 申請(qǐng)日期2005年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月1日
發(fā)明者龐浩, 王贊基 申請(qǐng)人:清華大學(xué)