一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其中，反饋電阻R3和第一反相器構(gòu)成第一單級(jí)放大器，反饋電阻R4和第二反相器構(gòu)成另第二單級(jí)放大器，第一單級(jí)放大器和第二單級(jí)放大器用于熱噪聲源的電壓放大，第二反相器輸出帶有熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)；比較器通過(guò)比較熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)與參考電壓，在比較器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。本發(fā)明相對(duì)于傳統(tǒng)的基于熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的改進(jìn)之處在于采用CMOS單級(jí)放大器，沒(méi)有采用傳統(tǒng)的低噪聲放大器，因此設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且放大倍數(shù)高，穩(wěn)定性好，并可以有效的節(jié)約芯片面積，降低功耗。
【專利說(shuō)明】
-種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明設(shè)及集成電路設(shè)計(jì)領(lǐng)域，更具體地說(shuō)，設(shè)及一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī) 數(shù)發(fā)生器。
【背景技術(shù)】
[0002] 近年來(lái)，利用硬件來(lái)構(gòu)造真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器(TRNG)已經(jīng)逐漸成為新的發(fā)展方向。目 前世界上已經(jīng)研發(fā)出一些真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器:基于混濁的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器、基于電阻熱噪聲 的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器和基于振蕩器的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器。下面將分別介紹W上=種真隨機(jī)數(shù)產(chǎn) 生器
[0003] -、基于混濁的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器
[0004] 目前基于分段線性離散映射的混濁RNG技術(shù)已趨于成熟，現(xiàn)在此類研究多利用 Pipeline-ADC同時(shí)產(chǎn)生多位的二進(jìn)制隨機(jī)數(shù)。主要是利用如下的分段線性一維離散映射實(shí) 現(xiàn)：
[0005]
[0006] 通過(guò)選取適當(dāng)?shù)腁、B值可W使得上述映射具有混濁特性，而且滿足隨機(jī)性的要求。 該映射主要包括W下幾個(gè)操作：加、減運(yùn)算，倍乘運(yùn)算和采樣/保持?；诜侄尉€性映射的 RNG電路實(shí)現(xiàn)方法主要有兩種:開(kāi)關(guān)電容技術(shù)和開(kāi)關(guān)電流技術(shù)。采用開(kāi)關(guān)電容技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方 法如圖1所示。由于采用開(kāi)關(guān)電容的方法不可避免的要使用到運(yùn)放和比較器，在多級(jí)的 Pipeline ADC結(jié)構(gòu)時(shí)會(huì)占用很大的忍片面積且功耗很大。
[0007] 二、基于振蕩器的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器
[000引運(yùn)種隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器是利用CMOS環(huán)形振蕩器中的定時(shí)抖動(dòng)或振蕩頻率漂移作為隨 機(jī)源。定時(shí)抖動(dòng)是由環(huán)形振蕩器中晶體管表現(xiàn)出的熱噪聲引起的一種隨機(jī)現(xiàn)象。用振蕩器 產(chǎn)生隨機(jī)數(shù)的方法如圖2所示。利用一個(gè)D觸發(fā)器來(lái)實(shí)現(xiàn)低頻振蕩器對(duì)高頻振蕩器的采樣， 如果振蕩器的頻率在每個(gè)周期（抖動(dòng)的）都是漂移的，那么輸出位流將是隨機(jī)的。隨機(jī)的級(jí) 別依賴于振蕩器的平均頻率分離和可得到的頻率漂移量。
[0009] S、傳統(tǒng)的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器
[0010] 基于混濁的RNG雖然可W滿足隨機(jī)性測(cè)試，但是對(duì)于密碼學(xué)家來(lái)說(shuō)，運(yùn)并不能符合 他們的要求。原因很簡(jiǎn)單，因?yàn)樵擃愲S機(jī)數(shù)發(fā)生器的隨機(jī)源不是直接來(lái)源于自然界的（如： 白噪聲源），而是利用混濁函數(shù)。由于電子的布朗運(yùn)動(dòng)，電阻兩端的電壓會(huì)隨機(jī)波動(dòng)。運(yùn)種電 阻電壓的波動(dòng)被稱為電阻熱噪聲，只與溫度和阻值有關(guān)，與通過(guò)的電流無(wú)關(guān)。運(yùn)是一種正態(tài) 分布的白噪聲，它的功耗頻譜密度為:S( f )= 4kRT。作為一個(gè)非確定性的連續(xù)時(shí)間隨機(jī)噪聲 源，白噪聲可W用來(lái)產(chǎn)生隨機(jī)序列。在給定頻率帶寬范圍內(nèi)，有均勻噪聲譜密度的白噪聲源 的輸出幅值將會(huì)展示高斯分布。在任意給定的時(shí)間，噪聲電壓值高于或低于平均值的概率 相同?；陔娮锜嵩肼曋苯臃糯蟮腞NG的基本結(jié)構(gòu)如圖3所示。從上圖可W看出該隨機(jī)數(shù)發(fā) 生器包含=部分:物理噪聲源、噪聲放大器和比較器，后者用來(lái)量化噪聲并產(chǎn)生隨機(jī)序列。 對(duì)于物理噪聲源的選取來(lái)說(shuō)，白噪聲可W用來(lái)作為隨機(jī)源產(chǎn)生輸出序列。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0011] 本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題在于，提供一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器。
[0012] 本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案是:構(gòu)造一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī) 數(shù)發(fā)生器，包括：電阻RU電阻R2、反饋電阻R3、反饋電阻R4、電容CU電容C2、第一反相器、第 二反相器、比較器，其中，
[001 ；3 ] 熱噪聲源的正極AVDD通過(guò)串聯(lián)所述電阻Rl和所述電阻R2接地，所述電阻Rl和所述 電阻R2的連接點(diǎn)通過(guò)所述電容Cl連接所述第一反相器的輸入端，所述第一反相器的輸入端 通過(guò)所述反饋電阻R3連接所述第一反相器的輸出端，所述第一反相器的輸出端通過(guò)所述電 容C2連接所述第二反相器的輸入端，所述第二反相器的輸入端通過(guò)所述反饋電阻R4連接所 述第二反相器的輸出端，所述第二反相器的輸出端連接所述比較器的同相輸入端，所述比 較器的反相輸入端連接參考電壓，所述比較器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。
[0014] 在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述反饋電阻R3和所述第 一反相器構(gòu)成第一單級(jí)放大器，所述反饋電阻R4和所述第二反相器構(gòu)成另第二單級(jí)放大 器，所述第一單級(jí)放大器和所述第二單級(jí)放大器用于熱噪聲源的電壓放大。
[0015] 在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述第二反相器輸出帶有 熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)；
[0016] 所述比較器通過(guò)比較熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)與所述參考電壓，在所述比較 器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。
[0017] 優(yōu)選地，在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述第一反相器 和所述第二反相器為CMOS反相器。
[0018] 優(yōu)選地，在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述第一反相器 和所述第二反相器內(nèi)的CMOS管都工作在飽和區(qū)。
[0019] 優(yōu)選地，在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述CMOS反相器 包括NMOS管和PMOS管，且所述NMOS管和所述PMOS管都工作在飽和區(qū)。
[0020] 在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述CMOS反相器的輸入端 Vin分別連接所述匪OS管和所述PMOS管的柵極，所述PMOS管的漏極連接熱噪聲源的正極 AVDD，所述PMOS管的源極連接所述NMOS管的漏極，所述NMOS管的源極接地，所述CMOS反相器 的輸入端Vin通過(guò)反饋電阻Rf連接所述CMOS反相器的輸出端Vout。
[0021] 優(yōu)選地，在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，若所述醒OS管和 所述PMOS管參數(shù)一致，則所述CMOS反相器的直流工作點(diǎn)為AVDD/2。
[0022] 在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述第一單級(jí)放大器和所 述第二單級(jí)放大器的閉環(huán)增益為：
[0023] Af = X〇/Xs=A/(l+M)
[0024] 其中，X代表電壓或電流信號(hào)，X。為輸出信號(hào)，Xs為源信號(hào)，A為開(kāi)環(huán)增益，0為反饋系 數(shù)。
[0025] 在本發(fā)明所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，所述開(kāi)環(huán)增益A為：
[0026] A = -2gm(Rs//Rf) (r〇n//r〇p//Rf)
[0027] 其中，所述gm為MOS管跨導(dǎo)，所述Rs為電流源內(nèi)阻，所述Rf為反饋電阻，所述r〇n為 NMOS小信號(hào)輸出電阻，所述r〇p為PMOS小信號(hào)輸出電阻，所述反饋系數(shù)e = -l/Rf，所述Rf為反 饋電阻。
[0028] 實(shí)施本發(fā)明的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，具有W下有益效果:本發(fā)明相 對(duì)于傳統(tǒng)的基于熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的改進(jìn)之處在于采用CMOS單級(jí)放大器，沒(méi)有采用 傳統(tǒng)的低噪聲放大器，因此設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且放大倍數(shù)高，穩(wěn)定性好，并可W有效的節(jié)約 忍片面積，降低功耗。
【附圖說(shuō)明】
[0029] 下面將結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說(shuō)明，附圖中：
[0030] 圖1是開(kāi)關(guān)電容混濁TRNG的電路框圖；
[0031] 圖2是基于振蕩器TRNG的基本原理圖；
[0032] 圖3是基于電阻熱噪聲TRNG的基本原理圖；
[0033] 圖4是本發(fā)明基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的改進(jìn)型基于電阻熱噪聲TRNG原 理圖的電路原理圖；
[0034] 圖5是本發(fā)明基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的CMOS反相器的工作曲線；
[0035] 圖6是本發(fā)明基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的CMOS單級(jí)放大器基本結(jié)構(gòu)；
[0036] 圖7是本發(fā)明基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的反饋放大器的電路結(jié)構(gòu)示意圖
[0037] 圖8是本發(fā)明基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的CMOS單級(jí)放大器的小信號(hào)模 型。
【具體實(shí)施方式】
[0038] 如圖4所示，在本實(shí)施例的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器第一實(shí)施例。
[0039] 本實(shí)施例公開(kāi)一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，包括：電阻RU電阻R2、反 饋電阻R3、反饋電阻R4、電容CU電容C2、第一反相器、第二反相器、比較器，其中，
[0040] 熱噪聲源的正極AVDD通過(guò)串聯(lián)電阻Rl和電阻R2接地，電阻R巧日電阻R2的連接點(diǎn)通 過(guò)電容Cl連接第一反相器的輸入端，第一反相器的輸入端通過(guò)反饋電阻R3連接第一反相器 的輸出端，第一反相器的輸出端通過(guò)電容C2連接第二反相器的輸入端，第二反相器的輸入 端通過(guò)反饋電阻R4連接第二反相器的輸出端，第二反相器的輸出端連接比較器的同相輸入 端，比較器的反相輸入端連接參考電壓，比較器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。
[0041 ] 本實(shí)施例的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，工作過(guò)程中，電阻Rl和電阻R2上 的熱噪聲，通過(guò)電容Cl的禪合，反饋電阻R3和第一反相器構(gòu)成第一單級(jí)放大器，反饋電阻R4 和第二反相器構(gòu)成另第二單級(jí)放大器，第一單級(jí)放大器和第二單級(jí)放大器用于熱噪聲源的 電壓放大，第二反相器輸出帶有熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)；比較器通過(guò)比較熱噪聲源 噪聲信息的電壓信號(hào)與參考電壓，在比較器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。
[0042]優(yōu)選地，在本實(shí)施例的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，第一反相器和第二 反相器為CMOS反相器，第一反相器和第二反相器內(nèi)的CMOS管都工作在飽和區(qū)。工作過(guò)程中 電阻Rl和電阻R2上的熱噪聲，通過(guò)電容Cl的禪合，被傳送到第一反相器的輸入端，第一反相 器與反饋電阻R3構(gòu)成了一個(gè)CMOS單級(jí)放大器，工作時(shí)構(gòu)成反相器的MOS管均工作在飽和區(qū)， 將輸入端的熱噪聲電壓檢測(cè)并且放大，第二CMOS單級(jí)放大器進(jìn)一步將得到的噪聲電壓放 大，得到一個(gè)容易被比較器識(shí)別的帶有噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)，之后再通過(guò)比較器與 參考電壓進(jìn)行比較，在比較器輸出端得到隨機(jī)信號(hào)。
[0043] 如圖5所示，是CMOS反相器的工作曲線，展示CMOS單級(jí)放大器工作區(qū)間。
[0044] 具體的，對(duì)于CMOS反相器而言有5個(gè)工作區(qū)域：
[0045] 第1工作區(qū):Vin<Vtn，Vout = VDD，此時(shí)NMOS管截止，PMOS管線性；；
[0046] 第2工作區(qū):Vin〉Vtn，此時(shí)NMOS管飽和，PMOS管線性；
[0047] 第3工作區(qū):NM0S管，PMOS管均飽和，此時(shí)有最大的小信號(hào)增益；
[004引第4工作區(qū):Vin〉VDD/2,此時(shí)NMOS管線性，PMOS管飽和；
[0049] 第5工作區(qū):Vin〉(VDD-V化），此時(shí)NMOS管線性，PMOS管截止；
[0050] 其中，Vin為CMOS反相器輸入電壓，Vout為CMOS反相器輸出電壓，Vtn為NMOS管闊值 電壓，np為PMOS管闊值電壓，為了保證CMOS單級(jí)放大器有足夠的增益，要保證CMOS反相器 工作在第3工作區(qū)。
[0051] 對(duì)于圖6帶有反饋電阻的反向器我們對(duì)其直流工作點(diǎn)作如下分析：因?yàn)檩斎攵私?的是MOS管的柵極有著很大的輸入阻抗，可W將Iin視為零，而輸入信號(hào)是電阻的熱噪聲幅 度很小，不會(huì)影響反相器的直流工作點(diǎn)。由于反饋信號(hào)的存在，Vout不可能保持在高或者低 電平，假設(shè)反相器的PMOS和NMOS參數(shù)一致，則最終反相器直流工作點(diǎn)將穩(wěn)定在VDD/2。
[0052] 具體的，如圖6所示，在本實(shí)施例的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，CMOS反 相器的輸入端Vin分別連接匪OS管和PMOS管的柵極，PMOS管的漏極連接熱噪聲源的正極 AVDD ,PMOS管的源極連接醒OS管的漏極，醒OS管的源極接地，CMOS反相器的輸入端Vin通過(guò) 反饋電阻Rf連接CMOS反相器的輸出端Vout。
[0053] 優(yōu)選地，在本實(shí)施例的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，若醒OS管和PMOS管 參數(shù)一致，則CMOS反相器的直流工作點(diǎn)為AVDD/2。
[0054] 如圖7和圖8所示，是對(duì)于單級(jí)放大器小信號(hào)的分析，在本實(shí)施例的基于電阻熱噪 聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器中，
[0055] 圖7為反饋放大器的基本電路結(jié)構(gòu)，X代表電壓或者電流信號(hào)。其中Xi = Xs-Xf,閉環(huán) 增益
[0056] Af = X〇/Xs=A/(l+M),
[0化7] 其中，Af為閉環(huán)增益，Xo為閉環(huán)輸出，Xs為閉環(huán)輸入，A為開(kāi)環(huán)增益。
[005引對(duì)于CMOS單級(jí)放大器來(lái)說(shuō)，開(kāi)環(huán)增益A為V '。/1' S，反饋系數(shù)0為If/V。，其中，V '。為開(kāi) 環(huán)電壓輸出，I'S為開(kāi)環(huán)電流輸入。
[0059] 圖8為CMOS單級(jí)放大器的小信號(hào)等效電路，其中：
[0060] P = -IZRf
[0061 ] A = V' c/ r S = -2gm( Rs//Rf) (r〇n//r〇p//Rf)
[0062]
[0063]
[0064] 其中，gm為MOS管跨導(dǎo)，運(yùn)里PMOS，NMOS跨導(dǎo)相等。
[0065] Rs:電流源內(nèi)阻，Rf:反饋電阻，r〇n:醒OS小信號(hào)輸出電阻，r〇p: PMOS小信號(hào)輸出電 阻，Av:閉環(huán)電壓增益。
[0066] 若3:>>1?3，貝1^>-2抑^。。/7。。//^)。
[0067] 由上式可知CMOS單級(jí)放大器的電壓增益除了取決于CMOS本身的特性 與反饋電阻Rf有關(guān)，反饋電阻應(yīng)該遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于r。。Jdp的并聯(lián)值W保證放大器有足夠的增益。由 于電容和寄生參數(shù)等影響，實(shí)際增益達(dá)不到理論值，所W采用兩級(jí)CMOS單級(jí)放大器。
[0068] 本發(fā)明相對(duì)于傳統(tǒng)的基于熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器的改進(jìn)之處在于采用CMOS單 級(jí)放大器，沒(méi)有采用傳統(tǒng)的低噪聲放大器，因此設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且放大倍數(shù)高，穩(wěn)定性好， 并可W有效的節(jié)約忍片面積，降低功耗。
[0069] W上發(fā)明只為說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)構(gòu)思及特點(diǎn)，其目的在于讓熟悉此項(xiàng)技術(shù)的人± 能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)此實(shí)施，并不能限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡跟本發(fā)明權(quán)利要求 范圍所做的均等變化與修飾，均應(yīng)屬于本發(fā)明權(quán)利要求的涵蓋范圍。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，包括：電阻R1、電阻R2、反饋電 阻R3、反饋電阻R4、電容C1、電容C2、第一反相器、第二反相器、比較器，其中， 熱噪聲源的正極AVDD通過(guò)串聯(lián)所述電阻R1和所述電阻R2接地，所述電阻R1和所述電阻 R2的連接點(diǎn)通過(guò)所述電容C1連接所述第一反相器的輸入端，所述第一反相器的輸入端通過(guò) 所述反饋電阻R3連接所述第一反相器的輸出端，所述第一反相器的輸出端通過(guò)所述電容C2 連接所述第二反相器的輸入端，所述第二反相器的輸入端通過(guò)所述反饋電阻R4連接所述第 二反相器的輸出端，所述第二反相器的輸出端連接所述比較器的同相輸入端，所述比較器 的反相輸入端連接參考電壓，所述比較器的輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述反饋電 阻R3和所述第一反相器構(gòu)成第一單級(jí)放大器，所述反饋電阻R4和所述第二反相器構(gòu)成另第 二單級(jí)放大器，所述第一單級(jí)放大器和所述第二單級(jí)放大器用于熱噪聲源的電壓放大。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述第二反 相器輸出帶有熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)； 所述比較器通過(guò)比較熱噪聲源噪聲信息的電壓信號(hào)與所述參考電壓，在所述比較器的 輸出端輸出隨機(jī)信號(hào)。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述第一反 相器和所述第二反相器為CMOS反相器。5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述第一反 相器和所述第二反相器內(nèi)的CMOS管都工作在飽和區(qū)。6. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述CMOS反 相器包括NM0S管和PM0S管，且所述NM0S管和所述PM0S管都工作在飽和區(qū)。7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述CMOS反 相器的輸入端Vin分別連接所述NM0S管和所述PM0S管的柵極，所述PM0S管的漏極連接熱噪 聲源的正極AVDD，所述PM0S管的源極連接所述NM0S管的漏極，所述NM0S管的源極接地，所述 CMOS反相器的輸入端Vin通過(guò)反饋電阻Rf連接所述CMOS反相器的輸出端Vout。8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，若所述匪OS 管和所述PM0S管參數(shù)一致，則所述CMOS反相器的直流工作點(diǎn)為AVDD/2。9. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述第一單 級(jí)放大器和所述第二單級(jí)放大器的閉環(huán)增益為： Af = X〇/Xs=A/ (1 +βΑ) 其中，X代表電壓或電流信號(hào)，X。為輸出信號(hào)，Xs為源信號(hào)，Α為開(kāi)環(huán)增益，β為反饋系數(shù)。10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的基于電阻熱噪聲的真隨機(jī)數(shù)發(fā)生器，其特征在于，所述開(kāi)環(huán) 增益Α為： A = -2gm(Rs//Rf) (r〇n//r〇P//Rf) 其中，所述g^MOS管跨導(dǎo)，所述Rs為電流源內(nèi)阻，所述Rf為反饋電阻，所述r〇 n為匪OS小 信號(hào)輸出電阻，所述r〇PSPM0S小信號(hào)輸出電阻，所述反饋系數(shù)i3 = -l/Rf，所述Rf為反饋電 阻。
【文檔編號(hào)】G06F7/58GK106020770SQ201610346245
【公開(kāi)日】2016年10月12日
【申請(qǐng)日】2016年5月23日
【發(fā)明人】唐枋, 曾廣旺, 舒洲, 葉楷, 周喜川, 胡盛東, 甘平, 李世平, 殷鵬, 陳卓, 陳銀暉, 譚躍, 王忠杰, 黃莎琳, 李明東
【申請(qǐng)人】深圳華視微電子有限公司