專利名稱：：基于連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及數(shù)字通信中的信號(hào)檢測(cè)，具體說(shuō)是一種可以對(duì)連續(xù)相位信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)的方法，可用于移動(dòng)通信，衛(wèi)星通信、深空通信等領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
：在現(xiàn)代通信中，隨著大容量和遠(yuǎn)距離數(shù)字通信技術(shù)的發(fā)展，傳統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制方式已經(jīng)不能滿足應(yīng)用的要求，需要采用更高效的數(shù)字調(diào)制方式來(lái)減小信道帶寬以及非線性對(duì)傳輸信號(hào)的影響，以便在有限帶寬資源的條件下獲得更好的性能。連續(xù)相位調(diào)制CPM(ContinuousPhaseModulation)是一種具有恒定包絡(luò)的先進(jìn)調(diào)制技術(shù)，有高效的頻帶利用率與功率利用率。由于它的恒包絡(luò)特性，因此不必考慮放大器的非線性問(wèn)題，也就不必使用價(jià)格昂貴，功率較低的線性功率放大器，大大降低了接收端的復(fù)雜度。另外由于CPM信號(hào)具有連續(xù)相位的特點(diǎn)，使得該信號(hào)具有比以往的數(shù)字信號(hào)更好的頻譜特性，使得其帶外功率要小于其它的數(shù)字信號(hào)，更適合于帶寬受限的信道，對(duì)于同樣的符號(hào)速率，CPM信號(hào)所占用的帶寬要更小一些。目前二進(jìn)制CPM調(diào)制在目前的通信系統(tǒng)中已經(jīng)得到了應(yīng)用，比如MSK(MinimumShiftKeying)調(diào)制和第二代移動(dòng)通信GSM中使用的GMSK(GaussianMinimumShiftKeying)調(diào)制等，在衛(wèi)星通信、深空通信及軍事通信等對(duì)頻譜效率和功率效率要求更高的系統(tǒng)當(dāng)中，具有恒包絡(luò)和高頻譜利用率的連續(xù)相位調(diào)制是十分適宜的，因此該信號(hào)也成為了通信領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)之一。對(duì)于上述二進(jìn)制CPM信號(hào)的檢測(cè)，在AWGN環(huán)境下，相干解調(diào)的性能要明顯優(yōu)于非相干解調(diào)，但是由于信號(hào)經(jīng)過(guò)移動(dòng)信道后產(chǎn)生了嚴(yán)重衰落和載波漂移的因素，對(duì)于相干載波的提取有很大難度，并且相干接收機(jī)的設(shè)計(jì)也有較大的復(fù)雜性。而非相干解調(diào)盡管理論上性能比相干解調(diào)差一些，但對(duì)信道衰落等因素的影響卻不太敏感，即使在信道衰落較大的情況下，誤碼性能的惡化也不會(huì)太嚴(yán)重，而且非相干解調(diào)在硬件實(shí)現(xiàn)上要比相干解調(diào)簡(jiǎn)單得多。相比之下，非相干解調(diào)方案比相干解調(diào)有更大的可取性。在實(shí)現(xiàn)非相干解調(diào)時(shí)，通常所采用的都是常規(guī)N比特差分檢測(cè)，或者是結(jié)合判決反饋，等增益合并等技術(shù)來(lái)改善接收性能。但是傳統(tǒng)的N比特差分檢測(cè)在性能上還是有很大的提升空間。以GMSK調(diào)制為例，通過(guò)采用高斯脈沖這一平滑的相位函數(shù)，對(duì)于數(shù)據(jù)序列進(jìn)行濾波使得信號(hào)的相位連續(xù)變化，從而獲得更高的頻譜利用率。然而更緊湊的頻譜利用率是以犧牲信號(hào)之間的歐式距離為代價(jià)的。尤其當(dāng)高斯濾波器的3dB歸一化帶寬BbT較小或脈沖擴(kuò)展長(zhǎng)度L較大時(shí)，傳統(tǒng)的N比特差分檢測(cè)的性能急劇惡化。針對(duì)這一問(wèn)題，Kee-HoonLee提出了一種分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)FMDD(FractionalMulti-bitDifferentialDetection)技術(shù)，將多個(gè)分?jǐn)?shù)比特間隔的相位增量信號(hào)經(jīng)過(guò)相位和時(shí)延調(diào)整，疊加后再進(jìn)行判決，以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度最小的代價(jià)獲得性能的改善。通常，Λ重分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)所采用的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。圖中λ代表分?jǐn)?shù)延遲差分檢測(cè)FDD(FractionalDifferentialDetection)結(jié)構(gòu)的分支序號(hào)，總的分支數(shù)為Λ，1彡λ彡Λ。假定接收信號(hào)的采樣率為fs=m/T,延遲的采樣點(diǎn)數(shù)為λ，F(xiàn)DD的延遲時(shí)間可以表示為(λ/πι)Τ。令k=1/m，即k為以樣點(diǎn)間隔計(jì)的基本分?jǐn)?shù)延遲單元。假定信道為高斯白噪聲信道，則到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)可以表示為x(t)=R(t)cos(2πfc(t)+(J)(t，α)+η(t))(1)其中，f。為載波頻率，Φα,α)為發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列α經(jīng)過(guò)成形濾波的相位函數(shù)，n(t)為高斯白噪聲引起的相位變化，R(t)表示接收信號(hào)的幅度。x(t)經(jīng)過(guò)第λ條分支的AkT延時(shí)和90°相移的信號(hào)可以表示為X(t-XkT)9Q。χ(t-λkT)90。=R(t-XkT)cos(2Jifc(t-XkT)+<j5(t-XkT，α)+η(t-λkT)+90°)(2)其中，R(t-AkT)表示經(jīng)過(guò)λkT延時(shí)和90°相移后接收信號(hào)的幅度，Φ(t-λkT，α)為發(fā)送的數(shù)據(jù)序列α經(jīng)過(guò)成形濾波并延時(shí)XkT個(gè)時(shí)間單位后的相位函數(shù)，n(t-AkT)為高斯白噪聲經(jīng)過(guò)XkT延時(shí)引起的相位變化。將接收信號(hào)x(t)與Χα-λkT)9(1。相乘并去除二次諧波后得到FDD輸出rAt(r)rAt(t)=x(t)x(t-XkT)90。LPR(t)R(t-XkT)nn<l=2——sin(2nfcXkT+Αφ(λ^)+ΑηλΙ)(3)其中2πf。λkT是由載波在λkT時(shí)延內(nèi)引起的相位偏移，LP表示低通濾波器，信號(hào)通過(guò)該濾波器后將會(huì)去除二次諧波。Δφ(λkT)=Φ(t,α)-φ(t-λkT,α)Δnλ1=n(t)-n(t-λkT)(4)ΔΦ(AkT)和Δηλ1分別代表分?jǐn)?shù)比特間隔XkT內(nèi)信號(hào)相位的變化量和噪聲引起的相移。在FMDD接收機(jī)結(jié)構(gòu)中引入了相位和時(shí)延調(diào)整模塊以抵消相偏2πf。λkT的影響以及不同F(xiàn)DD分支的時(shí)延差。定義相位調(diào)整量為Ψλ1，時(shí)延調(diào)整量*DAkT，則當(dāng)Ψλ1滿足2πf。λkT+ΨAk=2π時(shí)2πf。λkT的影響得以抵消，DAkT的選取需使得不同的FDD分支保持同步，當(dāng)DAkT滿足DAkT=(λ-l)kT/2時(shí)，不同的FDD分支的眼圖張開(kāi)最大點(diǎn)保持一致。經(jīng)過(guò)調(diào)整模塊校正的信號(hào)合并后得到f(t)，其中，AiJlh指經(jīng)過(guò)DAkT時(shí)延調(diào)整后FDD輸出/(0=1>』(5)A=I再經(jīng)過(guò)低通濾波器得到，假定接收信號(hào)已通過(guò)硬限幅電路消除了幅度的變化，Λd{t)=Yusin(Αφ(λ^)+ΔT7^)(6)A=I如果每個(gè)FDD分支的檢測(cè)相位非常小，由于ΔηAk服從(-π，π)區(qū)間上的均勻分布，不同分支的噪聲相移是獨(dú)立的，因此將不同分支合并可以使得噪聲相移減小、改善信噪比，從而獲得性能增益。根據(jù)d(t)的極性就可以對(duì)信息碼元做出判決。通過(guò)多個(gè)分支的合并，類似于對(duì)信號(hào)進(jìn)行時(shí)間分集合并。每一個(gè)參與分集的支路來(lái)自于一個(gè)接收信號(hào)的不同間隔的采樣值。對(duì)多個(gè)分支的分?jǐn)?shù)比特差分輸出進(jìn)行合并，與傳統(tǒng)的1比特差分檢測(cè)IDD相比加大了不同相位狀態(tài)之間的距離，即檢測(cè)的面積增大了。這樣以零電平為門限進(jìn)行判決時(shí)，不同相位狀態(tài)之間的冗余度更大。Kee-HoonLee對(duì)藍(lán)牙系統(tǒng)采用的高斯頻移鍵控信號(hào)GFSK進(jìn)行五重FMDD檢測(cè)，在誤碼率為10_4時(shí)，與1比特差分檢測(cè)相比可以獲得1.SdB的增益。但是這與相干解調(diào)性能上還是有著一定的差距的，，由于高斯濾波器的引入，使得已知碼元對(duì)當(dāng)前碼元的干擾還比較嚴(yán)重，降低了整個(gè)系統(tǒng)誤碼率性能。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于克服上述已有技術(shù)的缺點(diǎn)，在傳統(tǒng)的分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)方法中引入了判決反饋，提出一種基于連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)的方法，通過(guò)減小已知碼元對(duì)當(dāng)前碼元的干擾，來(lái)提高整個(gè)系統(tǒng)的誤碼率性能，從而實(shí)現(xiàn)可靠地傳$H!jfn息。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明基于連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)的方法包括如下步驟(1)在第i個(gè)碼元時(shí)刻，將接收機(jī)所接收到的信號(hào)x(t)的第λ個(gè)分支進(jìn)行λkT時(shí)延和90°相移，得到差分信號(hào)x(t-XkT)9C1。，其中λ=1Λ，Λ表示接收信號(hào)x(t)的分支數(shù)，k為以樣點(diǎn)間隔計(jì)的基本分?jǐn)?shù)延遲單元，t為當(dāng)前時(shí)刻，T為碼元周期；(2)加入判決反饋，在第i個(gè)碼元周期內(nèi)，用差分信號(hào)x(t-XkT)9C1。的相位減去相位平移量，得到新的差分信號(hào)功—ΜΤ’其中，αη指./>0j>0j第i-j個(gè)碼元時(shí)刻的發(fā)送碼元；Qj為發(fā)送碼元αH引起的反饋相位，其表示式為Oj=Kfg(T-jT)dz，式中，km=π/2Τ，g(τ-jT)為脈沖響應(yīng)曲線，j為正整數(shù)；^U)Kl/Z(3)將新的差分信號(hào)_—與原接收信號(hào)x(t)相乘，得到第λ個(gè)7>0分支的輸出信號(hào)hk(t)；(4)將每個(gè)分支的輸出信號(hào)rAk(t)進(jìn)行時(shí)延和相位調(diào)整，得到新的輸出信號(hào)QG-A^k.，其中，DAkT為時(shí)延調(diào)整的大小，DAkT=(A-l)kT/2,Ψλ1為相位調(diào)整大小，Ψλ1=2π-2πfcλkT，fc為載波頻率；(5)合并輸出信號(hào)"；^-Ab^W的各個(gè)分支，得到總輸出信號(hào)f⑴；(6)將總輸出信號(hào)f(t)通過(guò)低通濾波器，得到限幅信號(hào)d(t)；(7)對(duì)限幅信號(hào)d(t)進(jìn)行抽樣判決，當(dāng)抽樣判決值大于等于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為1，當(dāng)抽樣判決值小于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為-1；(8)在當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，將步驟(7)中得到的碼元反饋給步驟(2)進(jìn)行循環(huán)，得到所有的碼元序列。本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)1.連續(xù)相位信號(hào)是以引入碼間干擾，犧牲誤碼率性能來(lái)提高頻譜利用率的。本發(fā)明由于采用了帶有判決反饋的分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)，將多個(gè)分?jǐn)?shù)比特間隔的相位增量經(jīng)過(guò)時(shí)延相位，疊加后進(jìn)行判決，在保證頻譜利用率的前提下，減少了碼間干擾帶來(lái)的影響。同時(shí)對(duì)已知碼元進(jìn)行反饋，減去了已知碼元所引起的相位增量，消除了已知碼元對(duì)當(dāng)前碼元的影響，減少了由于高斯濾波器引入的碼間干擾，使得其抗干擾性能向相干解調(diào)逼近，同時(shí)又是適合于移動(dòng)信道的簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)的解調(diào)方案，適合市場(chǎng)對(duì)移動(dòng)設(shè)備小型化，低成本的要求。2、本發(fā)明有著結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，性能穩(wěn)定的特點(diǎn)，不需要載波恢復(fù)電路，容易適應(yīng)傳輸介質(zhì)相位急劇變化的信道，如高斯信道和瑞利信道。3、雖然在本發(fā)明中，對(duì)多個(gè)分支進(jìn)行差分檢測(cè)，但是由于各分支的檢測(cè)方法都是相同的，因此并沒(méi)有增加實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜度。圖1是現(xiàn)有技術(shù)中不帶反饋的Λ重FMDD結(jié)構(gòu)框圖；圖2是本發(fā)明中加入判決反饋后的Λ重FMDD結(jié)構(gòu)框圖；圖3是現(xiàn)有技術(shù)中不帶判決反饋的Λ重FMDD系統(tǒng)的誤碼率特性曲線圖；圖4是本發(fā)明中加入判決反饋的Λ重FMDD系統(tǒng)的誤碼率特性曲線圖；圖5是Λ取不同值時(shí)運(yùn)用判決反饋前后系統(tǒng)的誤碼率特性的比較。具體實(shí)施例方式本發(fā)明的目的、特征及優(yōu)點(diǎn)將結(jié)合實(shí)施例，參照附圖作進(jìn)一步的說(shuō)明。參照?qǐng)D2，本實(shí)施例取BbT=0.5、km=π/2Τ，k=1/4，脈沖擴(kuò)展長(zhǎng)度為3T的輸入信號(hào)。采用信號(hào)處理器的軟件方式實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的檢測(cè)。此實(shí)施例中，用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)時(shí)需要將時(shí)間離散化，本實(shí)施例中每個(gè)碼元間隔T取4個(gè)采樣點(diǎn)，在信號(hào)檢測(cè)的過(guò)程中，取Λ=5。其具體步驟如下第一步，將接收信號(hào)x(t)進(jìn)行λkT碼元延遲和90°相移，得到經(jīng)過(guò)時(shí)延和相移后的差分信號(hào)為χ(t-λkT)90。=R(t-XkT)cos(2Jifc(t-XkT)+<j5(t-XkT，α)+η(t-XkT)+90°)(7)式中，R(t-XkT)=/T+nc{t-IkT)^+n](t-XkT)(8)_8]的-(9)f-XkT^φ{(diào)—λΚΤ,α)=Inh^a,S(T—iT)dr(10)/=—OC其中，λ=1Λ，Τ為碼元周期，fc為載波頻率，E為符號(hào)能量，h為調(diào)制指數(shù)，Cii為碼元序列，nc(t-AkT)分別為高斯白噪聲的正弦分量和余弦分量，g(τ-jT)為脈沖響應(yīng)曲線，j為正整數(shù)。第二步，根據(jù)下式求出第i個(gè)碼元時(shí)刻反饋相位θj的值θ}=Κ\τ+{^τηξ(τ-Τ)τ(11)由于碼元αi_2的影響較小，在此只考慮碼元α的影響，即只考慮θ工，表1給出了λ=19的θi值。表1BbT=0.5時(shí)的θi值<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>第三步，加入判決反饋，在第i個(gè)碼元周期內(nèi)，將差分信號(hào)χα-λkT)9(l。相位減去而，得到新的差分信號(hào)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(12)第四步，將新的差分信號(hào)與接收信號(hào)x(t)相乘，得到第λ個(gè)分支的輸出信號(hào)rAk(t)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(13)對(duì)(13)式積化和差后可得<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>+<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(14)式中，Δφ(λkT)和ΔηAk分別代表分?jǐn)?shù)比特間隔λkT內(nèi)信號(hào)相位的變化量和噪聲引起的相移。第五步，對(duì)不同分支的輸出信號(hào)rAk(t)進(jìn)行時(shí)延調(diào)整和相位調(diào)整，得到新的輸出信號(hào)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(15)式中，DAkT和Ψλ1分別表示時(shí)延調(diào)整量和相位調(diào)整量，且DAkT=(A-l)kT/2=(λ-1)Τ/8,Ψλ1=23i-2JifcXkT。第六步，合并經(jīng)過(guò)調(diào)整后各分支的輸出信號(hào)f\k(t)，得到總輸出信號(hào)f(t)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(16)此時(shí)不同的分?jǐn)?shù)延遲差分檢測(cè)FDD分支的眼圖張開(kāi)最大點(diǎn)保持一致，合并后輸出信號(hào)的幅度能夠達(dá)到最大。第七步，將總輸出信號(hào)f(t)通過(guò)低通濾波器，并通過(guò)硬限幅電路消除幅度的變化，得到低頻限幅信號(hào)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(17)第八步，對(duì)低頻限幅信號(hào)d(t)進(jìn)行抽樣判決，當(dāng)抽樣判決值大于等于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為1，當(dāng)抽樣判決值小于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為-1。第九步，將當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，將步驟八得到的碼元反饋給步驟三進(jìn)行循環(huán)，得到所有的碼元序列。根據(jù)檢測(cè)得到的碼元序列和發(fā)送的碼元序列，能夠得到不同信噪比時(shí)5重分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)FMDD的誤碼率。類似地，也能夠得到Λ=69時(shí)系統(tǒng)的誤碼率。本發(fā)明的效果可以通過(guò)以下仿真進(jìn)一步說(shuō)明。圖3給出了BbT=0.5、km=π/2Τ，k=1/4，脈沖擴(kuò)展長(zhǎng)度為3T時(shí)，現(xiàn)有技術(shù)不帶判決反饋時(shí)Λ重分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)FMDD誤碼率特性曲線，其中，ADD表示不帶判決反饋Λ重FMDD。從圖3可以看出，隨著分?jǐn)?shù)比特間隔的擴(kuò)大，獲得的性能增益不斷提高，但是分?jǐn)?shù)比特間隔并不能一直增加下去，當(dāng)σ=7Τ/4時(shí)，系統(tǒng)達(dá)到最大性能增益，也就是說(shuō)在不加判決反饋時(shí)，7FMDD的性能最好。除此之外還可以看出6FMDD與7FMDD性能接近，5FMDD和8FMDD性能接近，而9FMDD的分?jǐn)?shù)比特間隔雖然最大，但是性能卻是最差的。在誤比特率為1(Γ3時(shí)7FMDD/6FMDD與5FMDD/8FMDD相比可獲得約0.7dB的增益。圖4給出了本發(fā)明加入判決反饋后的Λ重FMDD的誤碼率特性曲線，其中，ΛDF表示帶判決反饋Λ重FMDD。從圖4可以看出，加入判決反饋后，隨著分支數(shù)的增加，誤碼率性能越來(lái)越好，在9FMDD時(shí)達(dá)到最好。圖5是Λ取不同值時(shí)，加入判決反饋前后系統(tǒng)的誤碼率性能的比較。其中，圖5a是加入判決反饋前后5重FMDD的誤碼率性能的比較，圖5b是加入判決反饋前后6重FMDD的誤碼率性能的比較，圖5c是加入判決反饋前后7重FMDD的誤碼率性能的比較，圖5d是加入判決反饋前后8重FMDD的誤碼率性能的比較，圖5e是加入判決反饋前后9重FMDD的誤碼率性能的比較。從圖5a可以看出，當(dāng)誤碼率為10_3時(shí)，5FMDD反饋后性能比反饋前提高了0.5dB；從圖5b可以看出，當(dāng)誤碼率為10_3時(shí)，6FMDD反饋后性能比反饋前提高了0.6dB；從圖5c可以看出，當(dāng)誤碼率為10_3時(shí)，7FMDD反饋后較反饋前有大約IdB的提高；從圖5d可以看出，當(dāng)誤碼率為10_3時(shí)，8FMDD反饋前后的性能增益為2.IdB；從圖5e可以看出，當(dāng)誤碼率為10_3時(shí)，Λ=9，加入反饋比無(wú)反饋情況下的性能有將近3.SdB的提高。可見(jiàn)采用本發(fā)明提出連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)方法，在保證高頻譜利用率優(yōu)點(diǎn)的前提下，大大減小了碼間干擾對(duì)系統(tǒng)的影響，使系統(tǒng)的性能得到了改善，進(jìn)一步逼近了相干解調(diào)的性能。同時(shí)沒(méi)有增加整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜度，適用于市場(chǎng)對(duì)移動(dòng)設(shè)備的要求。權(quán)利要求一種基于連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)方法，包括如下步驟1)在第i個(gè)碼元時(shí)刻，將接收機(jī)所接收到的信號(hào)x(t)的第λ個(gè)分支進(jìn)行λkT時(shí)延和90°相移，得到差分信號(hào)x(t-λkT)90°，其中λ＝1～Λ，Λ表示接收信號(hào)x(t)的分支數(shù)，k為以樣點(diǎn)間隔計(jì)的基本分?jǐn)?shù)延遲單元，t為當(dāng)前時(shí)刻，T為碼元周期；2)加入判決反饋，在第i個(gè)碼元周期內(nèi)，用差分信號(hào)x(t-λkT)90°的相位減去相位平移量得到新的差分信號(hào)其中，αi-j指第i-j個(gè)碼元時(shí)刻的發(fā)送碼元；θj為發(fā)送碼元αi-j引起的反饋相位，其表示式為式中，km＝π/2T，g(τ-jT)為脈沖響應(yīng)曲線，j為正整數(shù)；3)將新的差分信號(hào)與原接收信號(hào)x(t)相乘，得到第λ個(gè)分支的輸出信號(hào)rλk(t)；4)將每個(gè)分支的輸出信號(hào)rλk(t)進(jìn)行時(shí)延和相位調(diào)整，得到新的輸出信號(hào)其中，DλkT為時(shí)延調(diào)整的大小，DλkT＝(λ-1)kT/2，ψλk為相位調(diào)整大小，ψλk＝2π-2πfcλkT，fc為載波頻率；5)合并輸出信號(hào)的各個(gè)分支，得到總輸出信號(hào)f(t)；6)將總輸出信號(hào)f(t)通過(guò)低通濾波器并進(jìn)行限幅，得到低頻限幅信號(hào)d(t)；7)對(duì)低頻限幅信號(hào)d(t)進(jìn)行抽樣判決，當(dāng)抽樣判決值大于等于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為1，當(dāng)抽樣判決值小于0時(shí)，當(dāng)前碼元判為-1；8)在當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，將步驟7)中得到的碼元反饋給步驟2)進(jìn)行循環(huán)，得到所有的碼元序列。FSA00000085974300011.tif,FSA00000085974300012.tif,FSA00000085974300013.tif,FSA00000085974300014.tif,FSA00000085974300015.tif,FSA00000085974300016.tif全文摘要本發(fā)明公開(kāi)了一種基于連續(xù)相位信號(hào)的判決反饋分?jǐn)?shù)多比特差分檢測(cè)方法，它屬于通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，主要解決現(xiàn)有方法中已知碼元引起的碼間干擾對(duì)系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響的問(wèn)題。其實(shí)現(xiàn)步驟是先對(duì)接受信號(hào)各分支進(jìn)行相位平移和時(shí)間延遲得到差分信號(hào)；然后對(duì)該差分信號(hào)的相位進(jìn)行判決反饋后與接受信號(hào)相乘實(shí)現(xiàn)差分檢測(cè)；最后將各分支的信號(hào)合并，并進(jìn)行抽樣判決得到發(fā)送碼元。本發(fā)明在保證頻譜利用率的前提下，減小了已知碼元對(duì)當(dāng)前碼元的干擾，提高整個(gè)系統(tǒng)的誤碼率性能，從而實(shí)現(xiàn)可靠地傳輸信息，可用于連續(xù)相位信號(hào)通過(guò)傳輸信道的信號(hào)檢測(cè)。文檔編號(hào)H04L27/233GK101827056SQ20101014951公開(kāi)日2010年9月8日申請(qǐng)日期2010年4月16日優(yōu)先權(quán)日2010年4月16日發(fā)明者吳小均,孫錦華,王立君申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)