本發(fā)明涉及射頻集成電路技術(shù)應(yīng)用領(lǐng)域，尤其涉及一種應(yīng)用于超高頻RFID集成模擬自干擾抵消電路。

背景技術(shù)：

射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification，RFID)是一種非接觸式的自動(dòng)識(shí)別技術(shù)，它主要利用射頻信號(hào)通過(guò)空間耦合來(lái)實(shí)現(xiàn)自動(dòng)識(shí)別和信息傳遞。其中超高頻(Ultra High Frequency，UHF)遠(yuǎn)距離射頻識(shí)別系統(tǒng)的工作頻段為840～960MHz，具有識(shí)別距離遠(yuǎn)，讀寫(xiě)速度快，天線尺寸小等特點(diǎn)，其在物流管理，交通收費(fèi)，安全防護(hù)等多個(gè)領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景。一個(gè)典型的RFID系統(tǒng)，由讀寫(xiě)器、標(biāo)簽和主機(jī)三部分組成。在無(wú)源超高頻RFID應(yīng)用中，讀寫(xiě)器在接收來(lái)自標(biāo)簽的有用信號(hào)的同時(shí)，還要向標(biāo)簽發(fā)射連續(xù)載波來(lái)給標(biāo)簽提供能量。作為一個(gè)全雙工的無(wú)線收發(fā)系統(tǒng)，讀寫(xiě)器發(fā)射機(jī)的載波信號(hào)會(huì)因環(huán)行器或定向耦合器的隔離度有限而泄漏到接收機(jī)前端，這個(gè)泄漏的信號(hào)就被稱(chēng)為自干擾信號(hào)。一般自干擾信號(hào)的功率較大(大于+5dBm)，會(huì)影響接收機(jī)的靈敏度。而且由于自干擾信號(hào)與接收信號(hào)同頻，它很難被片外的濾波器消除。

現(xiàn)有的自干擾消除技術(shù)大體上可分為有源自干擾消除和無(wú)源自干擾消除技術(shù)。無(wú)源自干擾消除技術(shù)通過(guò)在收發(fā)端增加天線、正交混合器等無(wú)源器件，來(lái)降低自干擾信號(hào)的能量。這些結(jié)構(gòu)雖然能很好地抑制自干擾信號(hào)，但其集成度低，有效的工作頻帶較窄，成本較高。從有源自干擾消除技術(shù)的角度來(lái)說(shuō)，建立輔助通路將自干擾信號(hào)提取出來(lái)，并與主通路干擾信號(hào)疊加，或添加阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，在中頻帶將自干擾信號(hào)濾除，抑或產(chǎn)生一路抵消信號(hào)與自干擾信號(hào)進(jìn)行相減，都可以達(dá)到抑制自干擾信號(hào)的目標(biāo)，但它們能處理的自干擾信號(hào)功率相對(duì)較小。相比于無(wú)源自干擾抵消技術(shù)，在保證足夠的自干擾抑制能力下，有源消除技術(shù)，能夠降低芯片面積，符合現(xiàn)代芯片趨于高集成度和無(wú)線通信低成本的發(fā)展需求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的在于提供一種集成模擬自干擾消除電路，來(lái)解決超高頻RFID閱讀器中自干擾信號(hào)對(duì)接收性能的影響，以及現(xiàn)有消除技術(shù)成本高、可處理的自干擾信號(hào)功率小的問(wèn)題。

本發(fā)明提出的自干擾抵消電路主要由有源移相器，緩沖器和增益可控的功率放大器以及功率合成器組成。本發(fā)明除了功率合成器，所有電路都集成在芯片內(nèi)，大大減少了電路的面積和成本，另外采用可控增益的功率放大器來(lái)控制抵消信號(hào)幅度，增大了可處理的自干擾信號(hào)的功率。

有源移相器由多相濾波器和矢量相加電路組成。多相濾波器作為用來(lái)將差分的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成四路正交信號(hào)，多相濾波器由級(jí)聯(lián)的RC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，其相位的正交化是通過(guò)RC網(wǎng)絡(luò)形成的低通或高通濾波器本身的相位偏移聯(lián)合實(shí)現(xiàn)的，其占用面積小，易于集成?？紤]到工作的帶寬和插損，本發(fā)明采用兩級(jí)多相濾波器。矢量相加電路主要用來(lái)將I、Q兩路正交信號(hào)進(jìn)行矢量合成，它由吉爾伯特單元(M1-M8)、象限和坐標(biāo)軸控制開(kāi)關(guān)(M9-M16)以及電流偏置DAC單元(S₀-S₅，S₀B-S₅B)構(gòu)成。正交的電壓輸入信號(hào)通過(guò)吉爾伯特單元轉(zhuǎn)換成電流。通過(guò)控制電流DAC單元，改變I、Q路電流的分量，通過(guò)控制象控制坐標(biāo)軸和象限的開(kāi)關(guān)，選擇在某個(gè)象限內(nèi)的相位偏移，坐標(biāo)軸控制開(kāi)關(guān)的引入，簡(jiǎn)化了數(shù)字編碼邏輯，減少了數(shù)字編碼模塊的面積，最后由負(fù)載電阻將I、Q電流合成，實(shí)現(xiàn)在某個(gè)象限內(nèi)的相位偏移?？紤]到實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度和精度，本發(fā)明的有源移相器控制位數(shù)為6比特，相位精度為5.625°。

本發(fā)明采用的緩沖器由電容交叉耦合緩沖器和源極跟隨器組成，電容交叉耦合緩沖器(M1-M4)作為第一級(jí)，其目的是為了將差分信號(hào)轉(zhuǎn)換為單端信號(hào)，其中左半邊電路是為了保證其差分輸入電容相同，以此平衡有源移相器的輸出負(fù)載，保證有源移相器輸出的差分性。為了減少有源移相器的負(fù)載，我們將交叉耦合緩沖器的管子尺寸減少，但這會(huì)增加其輸出阻抗，不利于與功率放大器的匹配，所以我們采用源極跟隨器(M5-M6)作為第二級(jí)，驅(qū)動(dòng)下一級(jí)功率放大器。

自干擾抵消電路的幅度控制模塊為增益可調(diào)的功率放大器，其原因有兩點(diǎn)：一是前級(jí)有源移相器輸入1dB壓縮點(diǎn)的限制，提高1dB壓縮點(diǎn)，勢(shì)必會(huì)增加功耗；二是功率合成器或巴倫輸入阻抗較低(一般為50歐姆)，如果使用源極跟隨器，其輸出擺幅很難提升，自干擾抵消的效果受到影響，而其他類(lèi)型的放大器又難以驅(qū)動(dòng)較低的阻抗。本發(fā)明設(shè)計(jì)的可控增益功率放大器主要由3-8譯碼器、8通道電阻衰減網(wǎng)絡(luò)和功率放大器組成。3-8譯碼器將3位數(shù)控信號(hào)編譯成8通道電阻衰減網(wǎng)絡(luò)的選通信號(hào)，并輸入到8通道衰減網(wǎng)絡(luò)中，完成衰減通道的選擇。8通道衰減網(wǎng)絡(luò)采用對(duì)稱(chēng)的π型的電阻型衰減器，衰減步進(jìn)為1dB。緩沖器的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)選通的衰減通道，將信號(hào)送入到功率放大器進(jìn)行放大。在功率放大器之前對(duì)信號(hào)進(jìn)行衰減，以控制整個(gè)電路的輸出功率。這樣的結(jié)構(gòu)可以提高整個(gè)幅度控制模塊增益調(diào)節(jié)的線性度。

本發(fā)明的功率放大器使用兩級(jí)放大器級(jí)聯(lián)來(lái)提供足夠大的增益，考慮到放大器的可靠性和耐久性問(wèn)題，兩級(jí)都采用cascode結(jié)構(gòu)，同時(shí)cascode結(jié)構(gòu)還可以增加輸入輸出之間隔離度。同時(shí)為了減少兩級(jí)之間地的串?dāng)_，兩級(jí)地分別接不同的地，并在版圖上采用深N阱將兩級(jí)隔離。為了使輸出功率在1～8dBm范圍內(nèi)線性可控，功率放大器偏置在ClassAB，是線性度和效率的一個(gè)良好折衷。同時(shí)為了減少幅度-相位失真，在共源管MN3柵極接一個(gè)補(bǔ)償PMOS，只要選擇好PMOS尺寸和偏置電壓VPP，PMOS電容Cggp就能補(bǔ)償MN3的柵極電容Cgs隨輸入電壓的變化。電容Cf和Rf形成第二級(jí)輸出輸入的反饋，增加功率放大器的穩(wěn)定性。同時(shí)為了在840～960MHz的工作頻率范圍內(nèi)保持較好的增益平坦度，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)采用T型匹配，來(lái)獲得一個(gè)合適的Q值。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比優(yōu)點(diǎn)在于：

本發(fā)明所述的自干擾抵消電路面積小，成本低，主要由以下幾方面共同作用：相位控制模塊和幅度控制模塊全為片上集成；有源移相器添加坐標(biāo)控制單元，簡(jiǎn)化了數(shù)字編碼邏輯；功率放大器采用單端輸入單端輸出結(jié)構(gòu)，減少片上無(wú)源器件的使用。通過(guò)對(duì)功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)的合理選取，本發(fā)明在840～960MHz的工作帶寬內(nèi)，輸出功率變化小于1dBm；采用可控增益功率放大器作為幅度控制模塊，可以處理的自干擾信號(hào)功率大，本發(fā)明最大可處理的自干擾信號(hào)功率可達(dá)8dBm。

附圖說(shuō)明

圖1為自干擾抵消原理框圖；

圖2為本發(fā)明采用的多相濾波器結(jié)構(gòu)圖；

圖3為兩級(jí)多相濾波器的相位與幅度變化圖，其中，圖3(a)為輸入的差分信號(hào)，圖3(b)為多相濾波器第一級(jí)的輸出信號(hào)，圖3(c)為第二級(jí)輸出信號(hào)；

圖4為矢量相加電路結(jié)構(gòu)圖；

圖5為可降位編碼在笛卡爾直角坐標(biāo)系表示；

圖6為緩沖器電路結(jié)構(gòu)圖；

圖7為可調(diào)增益功率放大器原理框圖；

圖8為功率放大器電路結(jié)構(gòu)圖；

圖9為抵消電路的自干擾抵消性能圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖以及具體實(shí)施方式進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明。

如圖1所示，本發(fā)明提出的自干擾抵消電路由有源移相器、緩沖器和增益可控的功率放大器組成。通過(guò)矢量相加關(guān)系的數(shù)學(xué)計(jì)算，為了達(dá)到一定的抵消效果，我們選擇6位的有源移相器和3位的可控增益功率放大器。

有源移相器由多相濾波器和矢量相加電路組成，首先差分輸入信號(hào)，經(jīng)過(guò)兩級(jí)的多相濾波器，如圖2所示，信號(hào)在經(jīng)過(guò)第一級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)后變成四路信號(hào)V_1i+、V_1i-、V_2i+、V_2i-，在頻率ω＝1/RC處，四路信號(hào)相位正交，幅度相同，四路信號(hào)信號(hào)經(jīng)過(guò)第二級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)后，輸出的四路信號(hào)V_oi+、V_oi-、V_oq+、V_oq-在ω＝1/RC處相位仍然正交，如圖3所示，但采用兩級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)可以增大多相濾波器的工作帶寬，減少帶寬內(nèi)的相位失配。多相濾波器的正交輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)吉爾伯特單元將電壓轉(zhuǎn)化為電流，我們通過(guò)控制電流偏置DAC單元，改變I、Q路電流的分量，通過(guò)選擇象限控制單元M9-M12選擇不同的象限，通過(guò)選擇坐標(biāo)軸控制單元M13-M16控制坐標(biāo)軸的選擇，使得每一象限內(nèi)的采用相同的DAC編碼，具體如圖5所示，最終由負(fù)載電阻R將I、Q電流合成，實(shí)現(xiàn)信號(hào)相位的偏移。如圖6所示，有源移相器的差分輸出信號(hào)輸入到緩沖器第一級(jí)(M1-M4)的柵極，M3-M4是為了保證前一級(jí)負(fù)載的差分性，M1-M2將差分信號(hào)轉(zhuǎn)化為單端信號(hào)輸入到第二級(jí)M6的柵端，第二級(jí)為源極跟隨器，緩是為了保證其輸出阻抗與可控增益功率放大器的匹配。

圖2所示的多相濾波器輸出產(chǎn)生的四路正交信號(hào)，輸入到圖4所示的矢量相加電路，進(jìn)行矢量合成，輸出為相位發(fā)生一定偏移的差分信號(hào)，輸出的差分信號(hào)通過(guò)圖6所示的緩沖器，轉(zhuǎn)換為單端信號(hào)，這個(gè)單端信號(hào)輸入到圖7所示的可控增益功率放大器，經(jīng)過(guò)8通道的衰減通道進(jìn)行一定衰減后，輸入到圖8所示的功率放大器的輸入端，進(jìn)行功率放大，最后輸出相位和幅度都發(fā)生一定偏移的抵消信號(hào)。

如圖7所示，緩沖器的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)可控增益放大器的8通道衰減網(wǎng)絡(luò)的某一衰減通道，這個(gè)特定的衰減通道是由外部的3位數(shù)控信號(hào)經(jīng)由3-8譯碼器編譯成的選通信號(hào)選通的，這里8通道衰減網(wǎng)絡(luò)采用的是對(duì)稱(chēng)型的π型衰減網(wǎng)絡(luò)，其輸入輸出阻抗相同。經(jīng)過(guò)特定衰減通道之后的信號(hào)送到功率放大器進(jìn)行放大，功率放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖9所示，采用的兩級(jí)cascode結(jié)構(gòu)，輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)由電容DCB、C_m1、C_m2，電感L_m1組成的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)到第一級(jí)的共源管MN1的柵端進(jìn)行預(yù)放大，電感L_c1即作為直流扼流圈，也作為級(jí)間匹配的原件，第一級(jí)的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)L_c1、C_m3、C_m4后到第二級(jí)的MN3輸入端，PMOS晶體管MP作為補(bǔ)償MN3柵漏電容變化的補(bǔ)償晶體管，用來(lái)提高功率放大器的幅度-相位失真，電容C_f、電阻R_f用來(lái)保證整個(gè)功率放大器的穩(wěn)定，輸出端電感L_r、電容C_r組成并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，諧振頻率為900MHz，用來(lái)抑制高次諧波，最后功率放大器輸出的信號(hào)和接收端的接收信號(hào)在功率合成器上進(jìn)行疊加，最終達(dá)到自干擾消除的目的。圖9為考慮自干擾信號(hào)功率為8dBm時(shí)，本發(fā)明的自干擾抑制性能，從圖中可以看出顯示在840～960MHz的工作頻帶內(nèi)，自干擾抑制比最大可達(dá)到38dB，在840～940M的100MHz帶寬內(nèi)自干擾抑制比大于28dB。

本發(fā)明中涉及到的本領(lǐng)域公知技術(shù)未詳細(xì)闡述。