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一種應(yīng)用于超高頻RFID的集成模擬自干擾抵消電路的制作方法

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一種應(yīng)用于超高頻RFID的集成模擬自干擾抵消電路的制作方法與工藝

本發(fā)明涉及射頻集成電路技術(shù)應(yīng)用領(lǐng)域,尤其涉及一種應(yīng)用于超高頻RFID集成模擬自干擾抵消電路。



背景技術(shù):

射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification,RFID)是一種非接觸式的自動(dòng)識(shí)別技術(shù),它主要利用射頻信號(hào)通過(guò)空間耦合來(lái)實(shí)現(xiàn)自動(dòng)識(shí)別和信息傳遞。其中超高頻(Ultra High Frequency,UHF)遠(yuǎn)距離射頻識(shí)別系統(tǒng)的工作頻段為840~960MHz,具有識(shí)別距離遠(yuǎn),讀寫(xiě)速度快,天線尺寸小等特點(diǎn),其在物流管理,交通收費(fèi),安全防護(hù)等多個(gè)領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景。一個(gè)典型的RFID系統(tǒng),由讀寫(xiě)器、標(biāo)簽和主機(jī)三部分組成。在無(wú)源超高頻RFID應(yīng)用中,讀寫(xiě)器在接收來(lái)自標(biāo)簽的有用信號(hào)的同時(shí),還要向標(biāo)簽發(fā)射連續(xù)載波來(lái)給標(biāo)簽提供能量。作為一個(gè)全雙工的無(wú)線收發(fā)系統(tǒng),讀寫(xiě)器發(fā)射機(jī)的載波信號(hào)會(huì)因環(huán)行器或定向耦合器的隔離度有限而泄漏到接收機(jī)前端,這個(gè)泄漏的信號(hào)就被稱(chēng)為自干擾信號(hào)。一般自干擾信號(hào)的功率較大(大于+5dBm),會(huì)影響接收機(jī)的靈敏度。而且由于自干擾信號(hào)與接收信號(hào)同頻,它很難被片外的濾波器消除。

現(xiàn)有的自干擾消除技術(shù)大體上可分為有源自干擾消除和無(wú)源自干擾消除技術(shù)。無(wú)源自干擾消除技術(shù)通過(guò)在收發(fā)端增加天線、正交混合器等無(wú)源器件,來(lái)降低自干擾信號(hào)的能量。這些結(jié)構(gòu)雖然能很好地抑制自干擾信號(hào),但其集成度低,有效的工作頻帶較窄,成本較高。從有源自干擾消除技術(shù)的角度來(lái)說(shuō),建立輔助通路將自干擾信號(hào)提取出來(lái),并與主通路干擾信號(hào)疊加,或添加阻抗變換網(wǎng)絡(luò),在中頻帶將自干擾信號(hào)濾除,抑或產(chǎn)生一路抵消信號(hào)與自干擾信號(hào)進(jìn)行相減,都可以達(dá)到抑制自干擾信號(hào)的目標(biāo),但它們能處理的自干擾信號(hào)功率相對(duì)較小。相比于無(wú)源自干擾抵消技術(shù),在保證足夠的自干擾抑制能力下,有源消除技術(shù),能夠降低芯片面積,符合現(xiàn)代芯片趨于高集成度和無(wú)線通信低成本的發(fā)展需求。



技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素:

本發(fā)明目的在于提供一種集成模擬自干擾消除電路,來(lái)解決超高頻RFID閱讀器中自干擾信號(hào)對(duì)接收性能的影響,以及現(xiàn)有消除技術(shù)成本高、可處理的自干擾信號(hào)功率小的問(wèn)題。

本發(fā)明提出的自干擾抵消電路主要由有源移相器,緩沖器和增益可控的功率放大器以及功率合成器組成。本發(fā)明除了功率合成器,所有電路都集成在芯片內(nèi),大大減少了電路的面積和成本,另外采用可控增益的功率放大器來(lái)控制抵消信號(hào)幅度,增大了可處理的自干擾信號(hào)的功率。

有源移相器由多相濾波器和矢量相加電路組成。多相濾波器作為用來(lái)將差分的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成四路正交信號(hào),多相濾波器由級(jí)聯(lián)的RC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成,其相位的正交化是通過(guò)RC網(wǎng)絡(luò)形成的低通或高通濾波器本身的相位偏移聯(lián)合實(shí)現(xiàn)的,其占用面積小,易于集成??紤]到工作的帶寬和插損,本發(fā)明采用兩級(jí)多相濾波器。矢量相加電路主要用來(lái)將I、Q兩路正交信號(hào)進(jìn)行矢量合成,它由吉爾伯特單元(M1-M8)、象限和坐標(biāo)軸控制開(kāi)關(guān)(M9-M16)以及電流偏置DAC單元(S0-S5,S0B-S5B)構(gòu)成。正交的電壓輸入信號(hào)通過(guò)吉爾伯特單元轉(zhuǎn)換成電流。通過(guò)控制電流DAC單元,改變I、Q路電流的分量,通過(guò)控制象控制坐標(biāo)軸和象限的開(kāi)關(guān),選擇在某個(gè)象限內(nèi)的相位偏移,坐標(biāo)軸控制開(kāi)關(guān)的引入,簡(jiǎn)化了數(shù)字編碼邏輯,減少了數(shù)字編碼模塊的面積,最后由負(fù)載電阻將I、Q電流合成,實(shí)現(xiàn)在某個(gè)象限內(nèi)的相位偏移??紤]到實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度和精度,本發(fā)明的有源移相器控制位數(shù)為6比特,相位精度為5.625°。

本發(fā)明采用的緩沖器由電容交叉耦合緩沖器和源極跟隨器組成,電容交叉耦合緩沖器(M1-M4)作為第一級(jí),其目的是為了將差分信號(hào)轉(zhuǎn)換為單端信號(hào),其中左半邊電路是為了保證其差分輸入電容相同,以此平衡有源移相器的輸出負(fù)載,保證有源移相器輸出的差分性。為了減少有源移相器的負(fù)載,我們將交叉耦合緩沖器的管子尺寸減少,但這會(huì)增加其輸出阻抗,不利于與功率放大器的匹配,所以我們采用源極跟隨器(M5-M6)作為第二級(jí),驅(qū)動(dòng)下一級(jí)功率放大器。

自干擾抵消電路的幅度控制模塊為增益可調(diào)的功率放大器,其原因有兩點(diǎn):一是前級(jí)有源移相器輸入1dB壓縮點(diǎn)的限制,提高1dB壓縮點(diǎn),勢(shì)必會(huì)增加功耗;二是功率合成器或巴倫輸入阻抗較低(一般為50歐姆),如果使用源極跟隨器,其輸出擺幅很難提升,自干擾抵消的效果受到影響,而其他類(lèi)型的放大器又難以驅(qū)動(dòng)較低的阻抗。本發(fā)明設(shè)計(jì)的可控增益功率放大器主要由3-8譯碼器、8通道電阻衰減網(wǎng)絡(luò)和功率放大器組成。3-8譯碼器將3位數(shù)控信號(hào)編譯成8通道電阻衰減網(wǎng)絡(luò)的選通信號(hào),并輸入到8通道衰減網(wǎng)絡(luò)中,完成衰減通道的選擇。8通道衰減網(wǎng)絡(luò)采用對(duì)稱(chēng)的π型的電阻型衰減器,衰減步進(jìn)為1dB。緩沖器的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)選通的衰減通道,將信號(hào)送入到功率放大器進(jìn)行放大。在功率放大器之前對(duì)信號(hào)進(jìn)行衰減,以控制整個(gè)電路的輸出功率。這樣的結(jié)構(gòu)可以提高整個(gè)幅度控制模塊增益調(diào)節(jié)的線性度。

本發(fā)明的功率放大器使用兩級(jí)放大器級(jí)聯(lián)來(lái)提供足夠大的增益,考慮到放大器的可靠性和耐久性問(wèn)題,兩級(jí)都采用cascode結(jié)構(gòu),同時(shí)cascode結(jié)構(gòu)還可以增加輸入輸出之間隔離度。同時(shí)為了減少兩級(jí)之間地的串?dāng)_,兩級(jí)地分別接不同的地,并在版圖上采用深N阱將兩級(jí)隔離。為了使輸出功率在1~8dBm范圍內(nèi)線性可控,功率放大器偏置在ClassAB,是線性度和效率的一個(gè)良好折衷。同時(shí)為了減少幅度-相位失真,在共源管MN3柵極接一個(gè)補(bǔ)償PMOS,只要選擇好PMOS尺寸和偏置電壓VPP,PMOS電容Cggp就能補(bǔ)償MN3的柵極電容Cgs隨輸入電壓的變化。電容Cf和Rf形成第二級(jí)輸出輸入的反饋,增加功率放大器的穩(wěn)定性。同時(shí)為了在840~960MHz的工作頻率范圍內(nèi)保持較好的增益平坦度,輸入匹配網(wǎng)絡(luò)采用T型匹配,來(lái)獲得一個(gè)合適的Q值。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比優(yōu)點(diǎn)在于:

本發(fā)明所述的自干擾抵消電路面積小,成本低,主要由以下幾方面共同作用:相位控制模塊和幅度控制模塊全為片上集成;有源移相器添加坐標(biāo)控制單元,簡(jiǎn)化了數(shù)字編碼邏輯;功率放大器采用單端輸入單端輸出結(jié)構(gòu),減少片上無(wú)源器件的使用。通過(guò)對(duì)功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)的合理選取,本發(fā)明在840~960MHz的工作帶寬內(nèi),輸出功率變化小于1dBm;采用可控增益功率放大器作為幅度控制模塊,可以處理的自干擾信號(hào)功率大,本發(fā)明最大可處理的自干擾信號(hào)功率可達(dá)8dBm。

附圖說(shuō)明

圖1為自干擾抵消原理框圖;

圖2為本發(fā)明采用的多相濾波器結(jié)構(gòu)圖;

圖3為兩級(jí)多相濾波器的相位與幅度變化圖,其中,圖3(a)為輸入的差分信號(hào),圖3(b)為多相濾波器第一級(jí)的輸出信號(hào),圖3(c)為第二級(jí)輸出信號(hào);

圖4為矢量相加電路結(jié)構(gòu)圖;

圖5為可降位編碼在笛卡爾直角坐標(biāo)系表示;

圖6為緩沖器電路結(jié)構(gòu)圖;

圖7為可調(diào)增益功率放大器原理框圖;

圖8為功率放大器電路結(jié)構(gòu)圖;

圖9為抵消電路的自干擾抵消性能圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖以及具體實(shí)施方式進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明。

如圖1所示,本發(fā)明提出的自干擾抵消電路由有源移相器、緩沖器和增益可控的功率放大器組成。通過(guò)矢量相加關(guān)系的數(shù)學(xué)計(jì)算,為了達(dá)到一定的抵消效果,我們選擇6位的有源移相器和3位的可控增益功率放大器。

有源移相器由多相濾波器和矢量相加電路組成,首先差分輸入信號(hào),經(jīng)過(guò)兩級(jí)的多相濾波器,如圖2所示,信號(hào)在經(jīng)過(guò)第一級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)后變成四路信號(hào)V1i+、V1i-、V2i+、V2i-,在頻率ω=1/RC處,四路信號(hào)相位正交,幅度相同,四路信號(hào)信號(hào)經(jīng)過(guò)第二級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)后,輸出的四路信號(hào)Voi+、Voi-、Voq+、Voq-在ω=1/RC處相位仍然正交,如圖3所示,但采用兩級(jí)RC網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)可以增大多相濾波器的工作帶寬,減少帶寬內(nèi)的相位失配。多相濾波器的正交輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)吉爾伯特單元將電壓轉(zhuǎn)化為電流,我們通過(guò)控制電流偏置DAC單元,改變I、Q路電流的分量,通過(guò)選擇象限控制單元M9-M12選擇不同的象限,通過(guò)選擇坐標(biāo)軸控制單元M13-M16控制坐標(biāo)軸的選擇,使得每一象限內(nèi)的采用相同的DAC編碼,具體如圖5所示,最終由負(fù)載電阻R將I、Q電流合成,實(shí)現(xiàn)信號(hào)相位的偏移。如圖6所示,有源移相器的差分輸出信號(hào)輸入到緩沖器第一級(jí)(M1-M4)的柵極,M3-M4是為了保證前一級(jí)負(fù)載的差分性,M1-M2將差分信號(hào)轉(zhuǎn)化為單端信號(hào)輸入到第二級(jí)M6的柵端,第二級(jí)為源極跟隨器,緩是為了保證其輸出阻抗與可控增益功率放大器的匹配。

圖2所示的多相濾波器輸出產(chǎn)生的四路正交信號(hào),輸入到圖4所示的矢量相加電路,進(jìn)行矢量合成,輸出為相位發(fā)生一定偏移的差分信號(hào),輸出的差分信號(hào)通過(guò)圖6所示的緩沖器,轉(zhuǎn)換為單端信號(hào),這個(gè)單端信號(hào)輸入到圖7所示的可控增益功率放大器,經(jīng)過(guò)8通道的衰減通道進(jìn)行一定衰減后,輸入到圖8所示的功率放大器的輸入端,進(jìn)行功率放大,最后輸出相位和幅度都發(fā)生一定偏移的抵消信號(hào)。

如圖7所示,緩沖器的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)可控增益放大器的8通道衰減網(wǎng)絡(luò)的某一衰減通道,這個(gè)特定的衰減通道是由外部的3位數(shù)控信號(hào)經(jīng)由3-8譯碼器編譯成的選通信號(hào)選通的,這里8通道衰減網(wǎng)絡(luò)采用的是對(duì)稱(chēng)型的π型衰減網(wǎng)絡(luò),其輸入輸出阻抗相同。經(jīng)過(guò)特定衰減通道之后的信號(hào)送到功率放大器進(jìn)行放大,功率放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖9所示,采用的兩級(jí)cascode結(jié)構(gòu),輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)由電容DCB、Cm1、Cm2,電感Lm1組成的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)到第一級(jí)的共源管MN1的柵端進(jìn)行預(yù)放大,電感Lc1即作為直流扼流圈,也作為級(jí)間匹配的原件,第一級(jí)的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)Lc1、Cm3、Cm4后到第二級(jí)的MN3輸入端,PMOS晶體管MP作為補(bǔ)償MN3柵漏電容變化的補(bǔ)償晶體管,用來(lái)提高功率放大器的幅度-相位失真,電容Cf、電阻Rf用來(lái)保證整個(gè)功率放大器的穩(wěn)定,輸出端電感Lr、電容Cr組成并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò),諧振頻率為900MHz,用來(lái)抑制高次諧波,最后功率放大器輸出的信號(hào)和接收端的接收信號(hào)在功率合成器上進(jìn)行疊加,最終達(dá)到自干擾消除的目的。圖9為考慮自干擾信號(hào)功率為8dBm時(shí),本發(fā)明的自干擾抑制性能,從圖中可以看出顯示在840~960MHz的工作頻帶內(nèi),自干擾抑制比最大可達(dá)到38dB,在840~940M的100MHz帶寬內(nèi)自干擾抑制比大于28dB。

本發(fā)明中涉及到的本領(lǐng)域公知技術(shù)未詳細(xì)闡述。

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