本發(fā)明屬于無(wú)源射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification，RFID)領(lǐng)域，更具體的，是指一種通過(guò)觸發(fā)器產(chǎn)生脈沖的半雙工RFID振蕩維持電路，以及包含該振蕩維持電路的半雙工無(wú)源射頻標(biāo)簽。

背景技術(shù)：

半雙工(Half-duplex，HDX)射頻通信是無(wú)線射頻識(shí)別無(wú)源標(biāo)簽芯片的一種通信方式。通信過(guò)程中，信息可以由RFID讀卡器傳送到標(biāo)簽芯片,亦被稱之為下行傳輸(downlink)，也可以由芯片傳送到讀卡器,亦被稱之為上行傳輸(uplink)。上行和下行傳輸不同時(shí)進(jìn)行的傳輸方式即所謂“半雙工傳輸”。下行傳輸模式中，由讀卡器發(fā)射出無(wú)線RF場(chǎng)能量；無(wú)源的標(biāo)簽芯片通過(guò)電感天線L與諧振電容C組成的L-C諧振電路，接收由讀卡器發(fā)射的無(wú)線RF場(chǎng)能量，芯片內(nèi)部的整流電路將交流的RF電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流電流，以供芯片內(nèi)部電路使用，同時(shí)將整流得到的電能存儲(chǔ)在儲(chǔ)能電容C_L中；從讀卡器下發(fā)到標(biāo)簽的信息大都采用幅度調(diào)制的編碼方式，即用不同振蕩幅度值的RF電流信號(hào)代表數(shù)字傳輸中的“0”或者“1”代碼。下行傳輸?shù)腞F信號(hào)中含有操作指令信息，比如寫(xiě)入ID碼到標(biāo)簽芯片存儲(chǔ)器中，此時(shí)，標(biāo)簽芯片首先接收RF信號(hào)，然后進(jìn)行解調(diào)，繼而進(jìn)行相應(yīng)的寫(xiě)入ID碼操作。標(biāo)簽芯片對(duì)讀卡器的應(yīng)答動(dòng)作由上行傳輸模式完成。上行傳輸模式中，讀卡器停止無(wú)線RF場(chǎng)能量的發(fā)射，即斷場(chǎng)，標(biāo)簽芯片利用儲(chǔ)能電容中的電能進(jìn)行工作，即通過(guò)電感天線發(fā)送標(biāo)簽的應(yīng)答信息回讀卡器；某些國(guó)際通用標(biāo)準(zhǔn)的射頻識(shí)別通訊協(xié)議中，比如ISO11784/11785國(guó)際動(dòng)物識(shí)別標(biāo)簽標(biāo)準(zhǔn)通訊協(xié)議，由標(biāo)簽發(fā)出的應(yīng)答信息編碼可以采用頻移鍵控(Frequency Shift keying，F(xiàn)SK)的方式，即信息的“0”和“1”代碼分別由不同的信號(hào)頻率表示。

射頻識(shí)別應(yīng)用中最關(guān)鍵的要求在于識(shí)別遠(yuǎn)距離，即高靈敏度的通訊性能。在上述通訊方式中，關(guān)鍵在于斷場(chǎng)后標(biāo)簽?zāi)軌蚓S持天線端L-C諧振電路的振蕩，在振蕩幅度足夠滿足讀卡器接收端的靈敏度要求的前提下，其振蕩頻率由所要發(fā)出的“0”、“1”數(shù)據(jù)而定，直到上行數(shù)據(jù)信息發(fā)送完成。因?yàn)榇四Ｊ较聝?chǔ)能電容中的能量主要由振蕩維持電路消耗，而其他電路模塊基本上處于不消耗電能的休眠狀態(tài)，顯然，振蕩維持電路的設(shè)計(jì)優(yōu)劣是HDX無(wú)源RFID標(biāo)簽芯片的關(guān)鍵技術(shù)之一，在無(wú)外部電源對(duì)射頻標(biāo)簽供電的前提下，其通過(guò)儲(chǔ)能電容給L-C諧振回路充電而盡可能地維持振蕩的技術(shù)，會(huì)大大影響芯片的響應(yīng)距離。

如圖1所示為無(wú)源HDX型RFID標(biāo)簽芯片通信的過(guò)程框圖，圖中所示的振蕩維持電路是芯片的關(guān)鍵技術(shù)之一，本發(fā)明專利申請(qǐng)主要是對(duì)該部分電路的改良。

一種現(xiàn)有的振蕩維持電路的解決方案，是美國(guó)德州儀器公司(Texas Instruments，TI)發(fā)明的專利技術(shù)(US6,806,738)。方案提出一種復(fù)雜的峰值檢測(cè)電路，用來(lái)檢測(cè)斷場(chǎng)后振蕩電路中交流電壓信號(hào)的波峰值。當(dāng)檢測(cè)到振蕩電路中交流電壓信號(hào)的峰值小于某一個(gè)預(yù)先設(shè)定的閾值電壓時(shí)，振蕩維持電路控制相關(guān)電路以使得儲(chǔ)能電容中的電能注入到L-C諧振電路中，從而維持諧振電路在滿足一定幅度要求的條件下繼續(xù)振蕩。如圖2所示，電流脈沖產(chǎn)生在RF信號(hào)峰值剛剛到達(dá)小于預(yù)設(shè)閾值的時(shí)間點(diǎn)上，這種方法稱為“plucking(快速注入)”。

快速注入的優(yōu)點(diǎn)是振蕩維持電路的效率很高，它在振蕩電路需要能量的時(shí)候給諧振線圈注入電流，以一個(gè)高能量的電流脈沖形式維持電路的振蕩。然而它有兩個(gè)方面的缺點(diǎn)：

其一，信號(hào)處理過(guò)程比較復(fù)雜，導(dǎo)致電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化，需要較多的模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，這使得它自身會(huì)消耗較大的儲(chǔ)能電容上的能量，故其應(yīng)用受到限制。

其二，所注入的電流脈沖信號(hào)的頻率由諧振電路中振幅幅值的衰減特性決定，與諧振回路發(fā)生諧振的頻率存在較大的、無(wú)直接相關(guān)性的差異，使得上行通訊中，天線上的振蕩信號(hào)出現(xiàn)頻率的偏離，影響讀卡器對(duì)標(biāo)簽芯片上行信號(hào)的識(shí)別與解調(diào)。

再一種現(xiàn)有的振蕩維持電路的解決方案，也是德州儀器公司的發(fā)明專利技術(shù)(US 7,667,548)。本方案中采用一種斷場(chǎng)檢測(cè)電路(End-of-Burst,EOB)，當(dāng)檢測(cè)到讀卡器斷場(chǎng)后，EOB產(chǎn)生一個(gè)使能信號(hào)，該信號(hào)控制振蕩維持電路的繼續(xù)工作。此方案中，振蕩維持電路由時(shí)鐘產(chǎn)生電路、可編程存儲(chǔ)器、與門(mén)電路、限流電阻和開(kāi)關(guān)等組成。時(shí)鐘產(chǎn)生電路根據(jù)RF信號(hào)產(chǎn)生時(shí)鐘，與所要發(fā)送的應(yīng)答數(shù)據(jù)，即一連串“0”、“1”數(shù)據(jù)流，分別做組合邏輯運(yùn)算，從而控制對(duì)應(yīng)的電流注入開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而向L-C諧振電路中平滑地注入電流。其中，電流注入發(fā)生在RF信號(hào)的負(fù)半周期，注入電流大小為非固定電流值的變化電流，該電流經(jīng)過(guò)限流電阻R的限流作用，并與諧振電路內(nèi)在的品質(zhì)因數(shù)相關(guān)，需要仔細(xì)設(shè)計(jì)和控制；其中一系列的限流電阻R與電流注入開(kāi)關(guān)所串聯(lián)的支路，可用來(lái)校正由于工藝偏差引起電阻值偏差的問(wèn)題。

這種方法的優(yōu)勢(shì)在于，它可以平滑地注入電流，不會(huì)引起諧振回路產(chǎn)生的RF應(yīng)答信號(hào)的頻率漂移，電路結(jié)構(gòu)相對(duì)于第一種方案較簡(jiǎn)單，且容易實(shí)現(xiàn)，而它的缺點(diǎn)體現(xiàn)在兩個(gè)方面：

其一，效率不高。電流注入時(shí)間發(fā)生在RF信號(hào)的整個(gè)負(fù)半周期，相對(duì)電流脈沖的時(shí)間較長(zhǎng)，電流消耗大。

其二，這種方法注入電流的大小與諧振電路的品質(zhì)因數(shù)密切相關(guān)，因此要仔細(xì)設(shè)計(jì)限流電阻R，電路采用了由門(mén)電路控制的多條電流注入支路，電流注入支路的選擇與控制，是一個(gè)較為復(fù)雜的過(guò)程。

第三種同樣是來(lái)源于德州儀器公司的發(fā)明專利技術(shù)(US8,629,759)。該方案分別對(duì)前述兩個(gè)技術(shù)方案提出了修正。其一，對(duì)于技術(shù)方案一的頻率漂移問(wèn)題，采用由環(huán)路濾波器、鑒相器、電壓控制振蕩器和多路復(fù)用器構(gòu)成的鎖相環(huán)PLL來(lái)穩(wěn)定信號(hào)的頻率；其二，針對(duì)技術(shù)方案二的效率問(wèn)題，提出了脈寬控制的方法(即每半個(gè)周期向諧振電路注入電流，電流注入的時(shí)間大小可根據(jù)需要進(jìn)行控制)。兩個(gè)修正方法的結(jié)合，可以產(chǎn)生一個(gè)頻率穩(wěn)定，脈寬可控制的信號(hào)，用來(lái)控制“plucking”電流。這種方案可以很好的解決電流注入效率問(wèn)題和頻率漂移的問(wèn)題。

但是，上述技術(shù)方案三并沒(méi)有提出實(shí)現(xiàn)脈寬控制電路的方法，此外，電路設(shè)計(jì)PLL穩(wěn)定控制信號(hào)的頻率必定會(huì)使系統(tǒng)電路的功耗增大，反而會(huì)使標(biāo)簽芯片的整體效率下降。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對(duì)半雙工無(wú)源RFID標(biāo)簽芯片上行過(guò)程中振蕩維持電路效率和電路實(shí)現(xiàn)難易程度問(wèn)題，提出了一種注入脈沖時(shí)間可控制的較高效率、低功耗且易于實(shí)現(xiàn)的振蕩維持電路，本電路有一定的自適應(yīng)性，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，功耗低，效率相對(duì)較高，且避免了射頻標(biāo)簽天線上的振蕩信號(hào)因?yàn)檎袷幘S持電路注入電流的影響而產(chǎn)生的頻率漂移問(wèn)題。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明所采取的技術(shù)方案為：一種通過(guò)觸發(fā)器產(chǎn)生脈沖的半雙工RFID振蕩維持電路，包括并聯(lián)連接于第一天線端與第二天線端之間的諧振電感與諧振電容，所述諧振電感與諧振電容組成諧振電路耦合外部磁場(chǎng)產(chǎn)生交流電流，并將該交流電流輸入至整流電路，所述整流電路輸出端連接至儲(chǔ)能電容和內(nèi)部電路，所述第一天線端連接至觸發(fā)電路，作為所述觸發(fā)電路的輸入端，觸發(fā)電路的電源端通過(guò)串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)單元和電阻連接至所述第一天線端，所述觸發(fā)電路的輸出端連接至所述開(kāi)關(guān)單元的控制端，所述觸發(fā)電路用于采樣天線端的信號(hào)，產(chǎn)生脈寬可自適應(yīng)調(diào)整的矩形波信號(hào)以控制所述開(kāi)關(guān)單元斷開(kāi)或閉合，形成從所述儲(chǔ)能電容至L-C諧振回路的充電電流回路。

實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案還進(jìn)一步包括，所述觸發(fā)電路包括由第四P型MOS管、第五P型MOS管、第六P型MOS管和第四N型MOS管、第五N型MOS管、第六N型MOS管組成的施密特觸發(fā)器電路，以及由第九P型MOS管和第九N型MOS管組成的反相器、第十P型MOS管和第十N型MOS管組成的反相器，所述第四P型MOS管源極連接至第一閾值單元，作為所述第一閾值單元的輸入端，所述第一閾值單元的輸出端連接至所述第六N型MOS管的漏極端，所述第六P型MOS管漏極連接至第二閾值單元，作為所述第二閾值單元的輸入端，所述第二閾值單元的輸出端接地。

采用上述結(jié)構(gòu)的本發(fā)明優(yōu)點(diǎn)在于：

1、本發(fā)明所采用的施密特觸發(fā)器電路，相當(dāng)于一個(gè)脈沖產(chǎn)生器，其工作原理如下：所述施密特觸發(fā)器經(jīng)過(guò)采樣天線端的振蕩電壓信號(hào)而產(chǎn)生矩形波信號(hào)；矩形波信號(hào)控制開(kāi)關(guān)單元的斷開(kāi)或閉合；當(dāng)開(kāi)關(guān)單元閉合時(shí)，充電電流回路形成，從而儲(chǔ)能電容C_L對(duì)L-C諧振回路注入電荷能量，達(dá)到維持電路振蕩的目的。本發(fā)明提高了振蕩維持電路的電流注入效率，降低了功耗，提高半雙工RFID標(biāo)簽芯片的響應(yīng)距離。

2、本發(fā)明電路中取消了鎖相環(huán)、斷場(chǎng)檢測(cè)電路等復(fù)雜的電路結(jié)構(gòu)，改用結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制精確的施密特觸發(fā)器來(lái)控制開(kāi)關(guān)信號(hào)的產(chǎn)生，并且該施密特觸發(fā)器可以根據(jù)整流后直流輸出電壓vdda的幅度和所采樣的RF振蕩信號(hào)電壓幅度之間的大小關(guān)系自適應(yīng)的調(diào)整所產(chǎn)生的脈沖寬度，即注入電流時(shí)間，其具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、功耗較低、和易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)。

3、本發(fā)明的電流注入回路由開(kāi)關(guān)器件與電阻、L-C諧振回路串聯(lián)構(gòu)成，控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通信號(hào)的周期與RF信號(hào)頻率相同，因此這種電流注入機(jī)制對(duì)諧振電路的振蕩頻率影響不明顯。

附圖說(shuō)明

圖1為無(wú)源RFID標(biāo)簽芯片HDX通信的過(guò)程框圖；

圖2為對(duì)比文件1的振蕩維持電路電荷注入機(jī)制信號(hào)示意圖；

圖3為本發(fā)明振蕩維持電路系統(tǒng)原理圖；

圖4為本發(fā)明振蕩維持電路開(kāi)關(guān)單元實(shí)施例一結(jié)構(gòu)圖；

圖5為本發(fā)明振蕩維持電路開(kāi)關(guān)單元實(shí)施例二結(jié)構(gòu)圖；

圖6為本發(fā)明振蕩維持電路開(kāi)關(guān)單元實(shí)施例三結(jié)構(gòu)圖；

圖7為現(xiàn)有的施密特觸發(fā)器電路結(jié)構(gòu)圖；

圖8為本發(fā)明施密特觸發(fā)器電路結(jié)構(gòu)圖；

圖9為本發(fā)明施密特觸發(fā)器的實(shí)施例電路結(jié)構(gòu)圖；

圖10為本發(fā)明振蕩維持電路信號(hào)波形圖；

圖11為本發(fā)明觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)與時(shí)間的對(duì)應(yīng)關(guān)系圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒(méi)有作出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

如圖3所示為本發(fā)明振蕩維持電路系統(tǒng)原理圖，本發(fā)明所述一種通過(guò)觸發(fā)器產(chǎn)生脈沖的半雙工RFID振蕩維持電路，包括并聯(lián)連接于第一天線端in1與第二天線端in2之間的諧振電感Ls與諧振電容Cs，用于組成諧振電路，使其能夠接收外部電磁場(chǎng)并將其輸入進(jìn)整流電路，所述整流電路輸出端連接至儲(chǔ)能電容C_L和內(nèi)部電路，所述第一天線端in1連接至觸發(fā)電路，作為所述觸發(fā)電路的輸入端，觸發(fā)電路的電源端vdda通過(guò)串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)單元和電阻R連接至所述第一天線端in1，所述觸發(fā)電路的輸出端連接至所述開(kāi)關(guān)單元的控制端，所述觸發(fā)電路用于采樣天線端的信號(hào)，產(chǎn)生脈寬可自適應(yīng)調(diào)整的矩形波信號(hào)以控制所述開(kāi)關(guān)單元斷開(kāi)或閉合，形成從所述儲(chǔ)能電容C_L至L-C諧振回路的充電電流回路。

本發(fā)明所采用的施密特觸發(fā)器，相當(dāng)于一個(gè)遲滯比較器，所述施密特觸發(fā)器經(jīng)過(guò)采樣天線端的振蕩電壓信號(hào)而產(chǎn)生矩形波信號(hào)；矩形波信號(hào)控制開(kāi)關(guān)單元的斷開(kāi)或閉合；當(dāng)開(kāi)關(guān)單元閉合時(shí)，形成vdda→開(kāi)關(guān)單元→R→L-C諧振回路的電流注入回路，從而儲(chǔ)能電容C_L對(duì)L-C諧振回路注入電荷能量，阻止斷場(chǎng)后線圈RF振蕩信號(hào)幅度的下降，達(dá)到維持電路振蕩的目的。本發(fā)明提高了振蕩維持電路的電流注入效率，降低了功耗，從而能提高芯片能量的利用率，提高RFID標(biāo)簽芯片的響應(yīng)距離。

所述開(kāi)關(guān)單元用于控制所述電流注入回路的導(dǎo)通和關(guān)閉，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)所述L-C諧振回路注入能量以及能量注入時(shí)間的控制。所述開(kāi)關(guān)單元可以為開(kāi)關(guān)器件，或者是復(fù)合開(kāi)關(guān)，或是開(kāi)關(guān)型元器件，且這些開(kāi)關(guān)的斷開(kāi)與閉合由所述觸發(fā)電路來(lái)控制。

所述開(kāi)關(guān)單元為第一開(kāi)關(guān)S1，所述第一開(kāi)關(guān)S1的輸入端連接至所述電阻R，所述第一開(kāi)關(guān)的電源端接電源vdda，第一開(kāi)關(guān)的控制端連接至所述觸發(fā)電路的輸出端,如圖5。

所述開(kāi)關(guān)單元還可以為第一P型MOS管PM1或者是第一復(fù)合開(kāi)關(guān)中的任意一種，

當(dāng)所述開(kāi)關(guān)單元為第一P型MOS管PM1時(shí)，所述第一P型MOS管PM1源極連接至電源vdda作為所述開(kāi)關(guān)單元的電源端，漏極連接至所述電阻R作為所述開(kāi)關(guān)單元的輸入端，柵極連接至所述觸發(fā)電路的輸出端，作為所述開(kāi)關(guān)單元的控制端,如圖4；

當(dāng)所述開(kāi)關(guān)單元為第一復(fù)合開(kāi)關(guān)時(shí)，所述第一復(fù)合開(kāi)關(guān)包括并聯(lián)連接的第二N型MOS管NM2和第二P型MOS管PM2，所述第二N型MOS管NM2漏極連接至所述第二P型MOS管PM2源極并連接至電源vdda作為所述第一復(fù)合開(kāi)關(guān)的電源端，所述第二N型MOS管NM2源極連接至所述第二P型MOS管PM2漏極并連接至電阻R作為所述第一復(fù)合開(kāi)關(guān)的輸入端，所述第二P型MOS管PM2柵極連接至所述觸發(fā)電路的輸出端，作為所述第一復(fù)合開(kāi)關(guān)的第一控制端，所述第二N型MOS管NM2柵極通過(guò)反相器連接至所述觸發(fā)電路的輸出端，作為所述第一復(fù)合開(kāi)關(guān)的第二控制端,如圖6所示。

所述觸發(fā)電路用于采樣第一天線端in1的輸出信號(hào)RF1，并根據(jù)該信號(hào)輸出脈寬可控的矩形波信號(hào)至所述開(kāi)關(guān)單元，所述開(kāi)關(guān)單元在所述矩形波信號(hào)的控制下斷開(kāi)或閉合，以實(shí)現(xiàn)對(duì)所述L-C諧振回路注入能量和能量注入時(shí)間的控制。

所述觸發(fā)電路包括由第四P型MOS管PM4、第五P型MOS管PM5、第六P型MOS管PM6和第四N型MOS管NM4、第五N型MOS管NM5、第六N型MOS管NM6組成的施密特電路，以及由第九P型MOS管PM9和第九N型MOS管NM9組成的反相器、第十P型MOS管PM10和第十N型MOS管NM10組成的反相器，如圖7所示。在此施密特電路的基礎(chǔ)上，本發(fā)明所述的觸發(fā)電路還包括連接至所述第四P型MOS管PM4源極端和第六N型MOS管NM6漏極端的第一閾值單元，和連接至所述第六P型MOS管PM6漏極端和地之間的第二閾值單元，如圖8。

所述第一閾值單元為至少一個(gè)串聯(lián)連接的二極管，或者是至少一個(gè)串聯(lián)連接的P型MOS管，或者是至少一個(gè)串聯(lián)連接的N型MOS管，

所述至少一個(gè)二極管中，任一二極管陰極端與相鄰二極管陽(yáng)極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)二極管陽(yáng)極端連接至第四P型MOS管源極，作為所述第一閾值單元的輸入端，最后一個(gè)二極管陰極端連接至第六N型MOS管的漏極，作為所述第一閾值單元的輸出端；

所述至少一個(gè)P型MOS管中，任一P型MOS管漏極端與相鄰P型MOS管的源極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)所述P型MOS管的源極連接至第四P型MOS管源極，作為所述第一閾值單元的輸入端，最后一個(gè)P型MOS管的漏極連接至第六N型MOS管的漏極，作為所述第一閾值單元的輸出端，各P型MOS管的柵極均與漏極相連；

所述至少一個(gè)N型MOS管中，任一N型MOS管源極端與相鄰N型MOS管的漏極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)所述N型MOS管的漏極連接至第四P型MOS管源極，作為所述第一閾值單元的輸入端，最后一個(gè)N型MOS管的源極連接至第六N型MOS管的漏極，作為所述第一閾值單元的輸出端，各N型MOS管的柵極均與漏極相連。如圖9，本發(fā)明所述第一閾值單元以串聯(lián)兩個(gè)二極管形式的N型MOS管NM8、NM7為實(shí)施例。

所述第二閾值單元為至少一個(gè)串聯(lián)連接的二極管，或者是至少一個(gè)串聯(lián)連接的P型MOS管，或者是至少一個(gè)串聯(lián)連接的N型MOS管，

所述至少一個(gè)二極管中，任一二極管陰極端與相鄰二極管陽(yáng)極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)二極管陽(yáng)極端連接至第六P型MOS管漏極，作為所述第二閾值單元的輸入端，最后一個(gè)二極管陰極端接地，作為所述第二閾值單元的輸出端；

所述至少一個(gè)P型MOS管中，任一P型MOS管漏極端與相鄰P型MOS管的源極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)所述P型MOS管的源極連接至第六P型MOS管漏極，作為所述第二閾值單元的輸入端，最后一個(gè)P型MOS管的漏極接地，作為所述第二閾值單元的輸出端，各P型MOS管的柵極均與漏極相連；

所述至少一個(gè)N型MOS管中，任一N型MOS管源極端與相鄰N型MOS管的漏極端連接形成串聯(lián)結(jié)構(gòu)，第一個(gè)所述N型MOS管的漏極連接至第六P型MOS管漏極，作為所述第二閾值單元的輸入端，最后一個(gè)N型MOS管的源極接地，作為所述第二閾值單元的輸出端，各N型MOS管的柵極均與漏極相連。如圖9，本發(fā)明所述第二閾值單元以串聯(lián)兩個(gè)二極管形式的P型MOS管PM7、PM8為實(shí)施例。

與傳統(tǒng)的施密特觸發(fā)器相比，本發(fā)明所采用的施密特觸發(fā)器結(jié)構(gòu)增加了第一閾值單元和第二閾值單元，這種結(jié)構(gòu)的使用大大降低了由第一閾值單元、第六N型MOS管NM6和第五N型MOS管NM5組成的通路的電流，以及由第四P型MOS管PM4、第六P型MOS管PM6和第二閾值單元組成的通路的電流，從而降低了電路的功耗。

根據(jù)電路理論分析可以計(jì)算，施密特觸發(fā)器的上翻轉(zhuǎn)和下翻轉(zhuǎn)電壓可由下面的公式給出(M.Filanovsky and H.Baltes,"CMOS Schmitt Trigger Design"，IEEE Transactions on Circuits and Systems–Fundamental Theory and Applications,Vol.41,No.1,January 1994,pp47，公式【15】)：

公式中：

根據(jù)上述公式可知，上翻轉(zhuǎn)電壓V_H和下翻轉(zhuǎn)電壓V_L與vdda呈正相關(guān)特性，同時(shí)與器件的參數(shù)，即MOS管溝道尺寸的寬長(zhǎng)比值有關(guān)。

本發(fā)明的工作原理為：施密特觸發(fā)器相當(dāng)于一個(gè)脈沖產(chǎn)生器，采樣第一天線端in1的輸出電壓信號(hào)RF1，并產(chǎn)生如圖10所示的脈沖寬度可自適應(yīng)調(diào)整的矩形波信號(hào)。當(dāng)觸發(fā)器輸出信號(hào)為低電平0時(shí)，開(kāi)關(guān)單元處于導(dǎo)通狀態(tài)，這段時(shí)間內(nèi)，儲(chǔ)能電容C_L向L-C諧振回路注入電荷能量，注入電流的波形圖如圖10，在RF1電壓處于波峰時(shí)，注入電流最小。由于施密特觸發(fā)器的遲滯功能，脈沖寬度所對(duì)應(yīng)的時(shí)間點(diǎn)并不是關(guān)于RF1電壓波峰節(jié)點(diǎn)的時(shí)刻對(duì)稱，導(dǎo)致注入電流也不對(duì)稱。施密特觸發(fā)器當(dāng)所有電路器件參數(shù)都已經(jīng)確定時(shí)，開(kāi)關(guān)單元的導(dǎo)通時(shí)間，即觸發(fā)器輸出的脈沖寬度會(huì)隨著整流輸出電壓vdda的下降以及RF振蕩信號(hào)電壓幅度的下降而自適應(yīng)的改變，這種自適應(yīng)調(diào)整機(jī)制使得斷場(chǎng)后維持電路振蕩的所被注入的能量在不斷跟隨vdda電源電壓幅度和RF振蕩信號(hào)幅度的變化而做出相對(duì)應(yīng)的調(diào)整，從而提高了電流注入的效率。

如圖10，在RF振蕩信號(hào)的電壓幅度變化過(guò)程中，當(dāng)RF信號(hào)幅度由0上升至V_H的過(guò)程中時(shí)，V_RF<V_H，觸發(fā)器輸出為1，開(kāi)關(guān)單元處于斷開(kāi)狀態(tài)，儲(chǔ)能電容C_L沒(méi)有向L-C諧振回路注入能量，即注入電流為0；當(dāng)V_RF>V_H且V_RF>V_L時(shí)，觸發(fā)器發(fā)生翻轉(zhuǎn)，輸出為0，反相器輸出為1，開(kāi)關(guān)單元處于閉合狀態(tài)，儲(chǔ)能電容C_L向L-C諧振回路注入能量以維持電路的振蕩；當(dāng)V_RF<V_L時(shí)，觸發(fā)器再次發(fā)生翻轉(zhuǎn)，開(kāi)關(guān)單元斷開(kāi)，儲(chǔ)能電容C_L停止能量注入，如此循環(huán)往復(fù)。

上述脈寬自適應(yīng)控制的原理在于：如圖11所示，在一個(gè)RF周期內(nèi)，RF的電壓波形可設(shè)為：

式中，A是RF的振幅，

設(shè)定觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)點(diǎn)發(fā)生在V_H,V_L，V_H,V_L分別代表上翻轉(zhuǎn)電壓和下翻轉(zhuǎn)電壓，在上文中已經(jīng)定義,因此，

可解得：

因此，導(dǎo)通時(shí)間，即脈沖的寬度△t為：

當(dāng)RF幅度A減小的時(shí)候，首先，根據(jù)歐姆定律可知，注入的平均電流：

(V_RF為導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)RF的平均電壓值)

會(huì)變大。

由于A的減小，和的值變大，根據(jù)公式(1)可知，△t變小，即脈沖寬度，電流注入時(shí)間變小；反之，當(dāng)RF幅度A變大，則△I變小，△t變大。即，脈沖寬度會(huì)跟隨RF幅度變化的大小做出相適應(yīng)的變化，適時(shí)補(bǔ)充適量的電荷以維持諧振回路的振幅，這種調(diào)整過(guò)程即稱之為自適應(yīng)脈沖控制。這種自適應(yīng)調(diào)整機(jī)制使得斷場(chǎng)后維持電路振蕩的能量不斷跟隨vdda和RF信號(hào)幅度的變化而做出相對(duì)應(yīng)的調(diào)整，提高了電流注入的效率，降低了功耗，從而能提高芯片能量的利用率，提高RFID標(biāo)簽芯片的響應(yīng)距離。