本發(fā)明涉及開關(guān)電源技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種PWM電流控制型的計算機ATX電源電路。

背景技術(shù)：

現(xiàn)有的計算機ATX(Advanced Technology Extended主板規(guī)格)電源電路主要由市電、EMI濾波電路、第一整流濾波電路、變壓器T1、第二整流濾波電路、反饋電路以及開關(guān)管組成，其中，反饋電路由采樣電路和PWM控制器組成，市電依次經(jīng)EMI濾波電路和第一整流濾波電路連接至變壓器T1初級繞組的同名

端，變壓器T1的次級繞組經(jīng)第二整流濾波電路輸出ATX電源電壓(針對不同供電電壓的設(shè)備，通過相應(yīng)的電壓變換電路實現(xiàn))，供計算機使用，開關(guān)管的輸入端連接于變壓器T1初級繞組的異名端，開關(guān)管的輸出端經(jīng)電阻R1后接地，采樣電路的輸入端連接于第二整流濾波電路的輸出端，對ATX電源電壓進行電壓/電流采樣，采樣電路輸出端連接至PWM控制器的反饋端，通過PWM控制器輸出一定占空比的控制信號控制開關(guān)管的通斷來對輸出的ATX電源電壓進行控制。這種結(jié)構(gòu)的計算機ATX電源在很大程度上保證了輸出的ATX電源電壓的紋波和穩(wěn)定。PWM控制器包括PWM電壓控制模式和電流控制模式，在PWM電流控制模式中，由于峰值電感電流(變壓器電流)不能與平均電感電流大小一一對應(yīng)，存在難以校正的峰值電感電流與平均電感電流之間的誤差，在PWM占空比大于50％時，存在開環(huán)不穩(wěn)定。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明的目的在于提供一種計算機ATX電源電路，其在反饋的PWM控制過程中加入斜波補償電壓，減小或消除由于峰值電感電流的擾動而導(dǎo)致計算機ATX電源電路開環(huán)不穩(wěn)定的不良影響。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取如下技術(shù)方案：

一種計算機ATX電源電路，其包括市電、EMI濾波電路、第一整流濾波電路、變壓器T1、第二整流濾波電路、反饋電路以及開關(guān)管，其中，所述市電依次經(jīng)EMI濾波電路和第一整流濾波電路連接至變壓器T1初級繞組的同名端，所述變壓器T1的次級繞組經(jīng)第二整流濾波電路輸出ATX電源電壓，所述開關(guān)管的輸入端連接于變壓器T1初級繞組的異名端，所述開關(guān)管的輸出端經(jīng)電阻R1后接地，所述反饋電路的輸入端和輸出端分別連接于第二整流濾波電路的輸出端和開關(guān)管的控制端，所述反饋電路包括采樣電路、基準(zhǔn)電壓源、誤差放大器、斜波補償電路、振蕩電路和PWM比較器，所述采樣電路的輸入端連接于第二整流濾波電路的輸出端，所述誤差放大器的正輸入端和負輸入端分別連接于基準(zhǔn)電壓源的輸出端和采樣電路的輸出端，所述斜波補償電路的兩個輸入端分別連接于誤差放大器的輸出端和振蕩電路的輸出端，所述PWM比較器的正輸入端連接于斜波補償電路的輸出端，該PWM比較器的負輸入端連接于開關(guān)管和電阻R1之間。

可選地，所述振蕩電路為鋸齒波發(fā)生器。

可選地，所述開關(guān)管為N溝道增強型MOS管，所述N溝道增強型MOS管的柵極連接于PWM比較器的輸出端，其漏極連接于變壓器T1初級繞組的異名端，其源極經(jīng)電阻R1后接地，所述PWM比較器的負輸入端連接于N溝道增強型MOS管的源極和電阻R1之間。

可選地，所述開關(guān)管為NPN型三極管，所述NPN型三極管的基極連接于PWM比較器的輸出端，其集電極連接于變壓器T1初級繞組的異名端，其發(fā)射極經(jīng)電阻R1后接地，所述PWM比較器的負輸入端連接于NPN型三極管的發(fā)射極和電阻R1之間。

優(yōu)選地，所述NPN型三極管的集電極和發(fā)射極之間連接一第一吸收電路，所述第一吸收電路包括串接的電阻R2和電容C2。

優(yōu)選地，所述第二整流電路包括整流二極管D1、整流二極管D2、濾波電容C1，所述整流二極管D1的正極連接至變壓器T1次級繞組的同名端，整流二極管D1的負極輸出ATX電源電壓，所述整流二極管D2的正、負極分別連接于變壓器T1次級繞組的異名端和整流二極管D1的負極，所述濾波電容C1與整流二極管D2并聯(lián)。

優(yōu)選地，所述整流二極管D1上并接一第二吸收電路，所述第二吸收電路包括串接的電阻R3和電容C3。

優(yōu)選地，所述整流二極管D2串接一可飽和磁芯線圈SC，所述濾波電容C1與串接后的整流二極管D2和可飽和磁芯線圈SC并聯(lián)。

本發(fā)明闡述的計算機ATX電源電路，其有益效果在于：

1、在反饋電路中加入斜波補償電壓，在電流反饋電壓(誤差放大器的輸出)疊加由振蕩器的震蕩波形(鋸齒波)形成的斜波補償電壓，該斜波補償電壓與電感電流電壓輸入至PWM比較器控制ATX電源的占空比，實現(xiàn)PWM電流控制模式在占空比大于50％時的穩(wěn)定工作，使得占空比的使用范圍增大，提高了變壓器的利用效率，在輸出相同功率時可使用體積更小的變壓器，提高ATX電源的小型化和輕量化；同時，加入一定斜率的斜波補償電壓后，在ATX電源空載或輕載時，原有的電流反饋電壓不起作用，而是依靠斜波補償電壓完成PWM控制，從而解決輕載或空載ATX電壓失控的問題。

2、通過第一吸收電路或/和第二吸收電路或/和可飽和磁芯線圈消除ATX電源的干擾源，進一步提高計算機ATX電源的穩(wěn)定性。

附圖說明

圖1是本發(fā)明計算機ATX電源電路的實施例一的電路原理圖；

圖2是本發(fā)明計算機ATX電源電路的實施例二的電路原理圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖與具體實施例來對本發(fā)明作進一步描述。

實施例一

請參照圖1所示，一種計算機ATX電源電路，與現(xiàn)有技術(shù)相似，主要由市電10、EMI濾波電路20、第一整流濾波電路30、變壓器T1、第二整流濾波電路40、反饋電路50以及開關(guān)管組成。其中，市電10依次經(jīng)EMI濾波電路20和第一整流濾波電路30連接至變壓器T1初級繞組的同名端，變壓器T1的次級繞組經(jīng)第二整流濾波電路40輸出ATX電源電壓；開關(guān)管的輸入端連接于變壓器T1初級繞組的異名端，開關(guān)管的輸出端經(jīng)電阻R1后接地；反饋電路50的輸入端和輸出端分別連接于第二整流濾波電路40的輸出端和開關(guān)管的控制端，上述EMI濾波電路20、第一整流濾波電路30、變壓器T1均為現(xiàn)有常規(guī)技術(shù)，其結(jié)構(gòu)這里不再贅述。

反饋電路主要有PWM控制器和電壓/電流采樣電路組成，其中，PWM控制器采樣自身的快速響應(yīng)、高穩(wěn)定性、逐周期電流限的PWM電流模式控制器，為了解決該電流模式下，PWM占空比大于50％時，存在開環(huán)不穩(wěn)定的問題，在本發(fā)明較佳的實施例中，加入斜波補償電路，與電流反饋電壓經(jīng)誤差放大器后的輸出電壓進行疊加，得到一個跟隨占空比變化的電壓。

具體地：反饋電路50包括采樣電路51、基準(zhǔn)電壓源52、誤差放大器53、斜波補償電路54、產(chǎn)生鋸齒波的振蕩電路55(又稱波形發(fā)生器)和PWM比較器56，采樣電路51的輸入端連接于第二整流濾波電路40的輸出端，誤差放大器53的正輸入端和負輸入端分別連接于基準(zhǔn)電壓源52的輸出端和采樣電路51的輸出端，斜波補償電路54的兩個輸入端分別連接于誤差放大器53的輸出端和振蕩電路55的輸出端，PWM比較器56的正輸入端連接于斜波補償電路54的輸出端，該PWM比較器56的負輸入端連接于開關(guān)管和電阻R1之間。

開關(guān)管可以選用MOS管，也可以是三極管或其他類型的開關(guān)管。MOS管優(yōu)選N溝道增強型MOS管，置于電路中，N溝道增強型MOS管的柵極連接于PWM比較器的輸出端，其漏極連接于變壓器T1初級繞組的異名端，其源極經(jīng)電阻R1后接地，PWM比較器的負輸入端連接于N溝道增強型MOS管的源極和電阻R1之間。三極管優(yōu)選NPN型三極管Q1，置于電路中時，NPN型三極管的基極連接于PWM比較器56的輸出端，其集電極連接于變壓器T1初級繞組的異名端，其發(fā)射極經(jīng)電阻R1后接地，PWM比較器56的負輸入端連接于NPN型三極管Q1的發(fā)射極和電阻R1之間。

在實施例一中，第二整流電路40也為一種常規(guī)技術(shù)，其右整流二極管D1、整流二極管D2和濾波電容C1組成，整流二極管D1的正極連接至變壓器T1次級繞組的同名端，整流二極管D1的負極輸出ATX電源電壓，整流二極管D2的正、負極分別連接于變壓器T1次級繞組的異名端和整流二極管D1的負極，濾波電容C1與整流二極管D2并聯(lián)。

實施例二

實施例二可以認為是在實施例一的基礎(chǔ)上進行的改進，請參照圖2所示，在實施例一的基礎(chǔ)上，增加抑制干擾源電路，該抑制干擾源電路包括第一吸收電路或/和第二吸收電路或/和可飽和磁芯線圈SC，其中，第一吸收電路添加于NPN型三極管Q1中，第二吸收電路或/和可飽和磁芯線圈SC添加于第二整流電路中，形成第二整流電路41。具體地，第一吸收電路包括串接的電阻R2和電容C2，串接后的電阻R2和電容C2的兩端分別連接于NPN型三極管Q1的集電極和發(fā)射極；第二吸收電路包括串接的電阻R3和電容C3，串接后的電阻R3和電容C3的兩端分別連接于整流二極管D1的正、負極；可飽和磁芯線圈SC串接到整流二極管D2上，濾波電容C1與串接后的整流二極管D2和可飽和磁芯線圈SC并聯(lián)。可飽和磁芯線圈SC在通過正常電流時磁芯飽和，電感量很小，不會影響電路的正常工作，一旦電流反向流過整流二極管D2時，磁芯線圈將產(chǎn)生很大的反電動勢，阻值反向電流的上升，有效抑制整流二極管D2的反向浪涌電流。

以上所述，僅是本發(fā)明較佳實施例而已，并非對本發(fā)明的技術(shù)范圍作任何限制，故凡是依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實質(zhì)對以上實施例所作的任何細微修改、等同變化與修飾，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案的范圍內(nèi)。