專利名稱：用于平衡接收端電源負載的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及集成電路中電源噪聲的抑制。

背景技術：
典型的高速數(shù)字通信系統(tǒng)中的發(fā)送器和接收器將信息作為一系列符號來進行傳 送。常用的二進制系統(tǒng)通過從電源電壓節(jié)點汲取第一電流經(jīng)過負載從而產(chǎn)生邏輯“1” 的電壓表示形式來表示邏輯“1”符號值，并且通過汲取第二電流經(jīng)過負載從而產(chǎn)生邏輯 “0”的電壓表示形式來表示邏輯“0”符號值。接收器隨后對照參考電壓對符號進行采
樣，以恢復原始信息。在將數(shù)據(jù)符號作為符號組而進行并行傳送時，用以代表連續(xù)符號 組的總電流在相鄰信號間可能存在顯著的變化。電源電流因此可能是與數(shù)據(jù)相關的。電源并不是完美的。例如，用于傳送電源電流的線路和焊盤表現(xiàn)出寄生型電阻 性、電感性和電容性阻抗。不幸的是，這些阻抗和數(shù)據(jù)相關的電源電流共同造成電源電 壓的波動，這可能引起錯誤并降低速度性能。這一問題被本領域中的技術人員稱為同時 切換噪聲，或者SSN(simultaneous switching noise)。減小SSN的努力集中在了改善電壓 調節(jié)與降低電源阻抗從而使電源更好地耐受負載電流中的變化，以及使用平衡的符號模 式或補償電流來減小這樣的變化上。這些努力取得了相當大的成功，但是卻總是存在對 提高的性能的不斷需求。

發(fā)明內容


所公開的主題通過范例的方式，而不是通過限制的方式，在所附附圖的圖示中 做出了示例說明，并且在附圖中相似的參考編號指代類似的元件，并且其中圖1描繪了同步數(shù)字通信系統(tǒng)100，其中第一集成電路(IC) 105在并行數(shù)據(jù)通道 115上向第二 IC 110傳輸數(shù)據(jù)DQ[3:0]。圖2是描繪圖1的系統(tǒng)100的依據(jù)一種實施方式工作的波形圖200。圖3繪制出依據(jù)一種實施方式的配電網(wǎng)絡的頻率響應。圖4描繪了依據(jù)另一實施方式的系統(tǒng)400。系統(tǒng)400包括第一 IC405和第二 IC 410，其共享外部電源電壓VDD并且經(jīng)由并行雙向通道415進行通信。
具體實施例方式圖1描繪了同步數(shù)字通信系統(tǒng)100，其中第一集成電路(IC) 105在并行數(shù)據(jù)通道 115上向第二 IC 110傳輸數(shù)據(jù)DQ[3:0]。連續(xù)符號組中的差異(例如，0000到1111)在 數(shù)據(jù)電流Id中引起變化，該電流用于在ICllO的同名數(shù)據(jù)節(jié)點上表示數(shù)據(jù)符號D[3:0]，其 中的每個節(jié)點對應于通道115的一位線。在這一范例中的接收器ICllO向數(shù)據(jù)電流Id添 加補償電流Ic。此補償電流是基于先前接收的樣本R[3:0]而不是當前符號D[3:0]來計算的，并因此相較于不包括補償?shù)碾娐范栽龃罅讼噜彿柦M之間的最大瞬時電流波動。 除另有說明外，第二 IC 110增加了來自內部節(jié)點VDDIO的電源電流在給定的時間間隔中 的數(shù)據(jù)相關性。然而，配電網(wǎng)絡(PDN，power-distributionnetwork)的頻率響應過濾掉了 本地電源電流(ID+IC)的大部分增加的數(shù)據(jù)依賴性，并因此 減小了總輸入/輸出(I/O)電 源電流Iro的波動。減小的I/O電流波動穩(wěn)定了電源電壓VDD和VDDIO，從而提高了 IC 110的性能。PDN的頻率響應主要是在IC 110之外的寄生型導線電感120的函數(shù)，而同 時也是例如旁路電容器以及寄生型電阻和電容(未示出)的函數(shù)。在這一簡單的范例中，第一 IC 105包括四個驅動器130，其中每個都將數(shù)據(jù)信 號DQ[3:0]中的一個經(jīng)由相應的焊盤135驅動到通道115的鏈路之上。每個驅動器130 可以是下拉驅動器，在其中NMOS晶體管將其相應的焊盤135拉向接地電勢以表示邏輯
“1”，并且關閉以表示邏輯“O”。更普遍地，每個驅動器130從電源節(jié)點VDDIO汲 取第一非零電流來代表邏輯“1”，以及基本上為零的第二電流來代表邏輯“O”。每個 驅動器130可以包括本地上拉器件，比如具有柵極偏壓VB的上拉晶體管137，使得驅動 器130能夠接收和提供電流來代表交替變化的邏輯值。其他實施方式使用不同數(shù)量和類 型的驅動器，并且可以使用不同類型的內部(片上)或外部終端元件。第二 IC 110在相應的焊盤135上接收數(shù)據(jù)符號D[3:0]并將其傳送到采樣器140 的輸入節(jié)點。驅動器130將電流拉過終端電阻器145以表示邏輯“1”，并且允許電阻器 145將焊盤135拉向電源電壓VDDIO以表示邏輯“O”。采樣器140在時鐘信號CLK的 邊緣上對符號D[3:0]進行采樣，以在相應的采樣器輸出端上提供并行接收樣本R[3:0]。符號D[3:0]被編碼使得連續(xù)符號組可包括不同數(shù)量的“1”和“O”(該編碼是 不平衡的)。用以表示給定符號組D[3:0]的數(shù)據(jù)電流ID，即來自組中的每一符號的電流 的總和的范圍在每個驅動器130都關閉時(D[3:0] = 0000)的最小值到每個驅動器130都 打開時(D[3:0] = 1111)的最大值之間。在具有不同數(shù)量的“1”和“0”的符號組之間 切換會改變數(shù)據(jù)電流ID，并且在電源電壓中造成同時切換噪聲(SSN)，其對系統(tǒng)的性能 產(chǎn)生不利影響。先前的系統(tǒng)通過提供補充的補償電流用以抵消符號組之間的電流波動而 在發(fā)送端具有降低了數(shù)據(jù)相關性的電源電流。然而，由于接收器事先并不知道要接收的 模式，因而不能為傳入的符號模式提供補充的補償電流，所以這樣的系統(tǒng)一般不在接收 器上工作。第二 IC 110包括補償電路150，其基于先前接收的符號的樣本R[3:0]產(chǎn)生補償信 號C[3:0]以及由此產(chǎn)生的補償電流Ic。由此產(chǎn)生的補償電流Ic不補充當前符號組D[3:0]， 而是實際上大大增加了連續(xù)符號組之間的最大電流波動。然而，申請人發(fā)現(xiàn)，PDN能夠 過濾掉補償電流的晚期應用的結果，其結果是降低的SSN和提高的系統(tǒng)性能。圖2是描繪圖1的系統(tǒng)100的依據(jù)一種實施方式工作的波形圖200。信號的相 對定時為示例說明性近似，而不是按比例的。曾述及邏輯值“1”是由相對較低的電壓 所代表的，在上方的四個波形示出了在由七個符號轉變時刻T0-T6所分割的六個時間間 隔上代表一系列符號組1111、0000、1111、1110、0010和1000的接收數(shù)據(jù)符號D[3:0]。 用以表示邏輯“1”值(低電壓電平)的電流被歸一化至“1”，因而用以表示所述四個 符號的電流的總和可根據(jù)由數(shù)據(jù)符號D[3:0]所表示的“1”和“0”邏輯值的比率在零與 四之間變化。符號組D[3:0] = 0000與D[3:0] = 1111之間的變化需要最大數(shù)量的符號轉變，因而在數(shù)據(jù)電流Id中造成最大變化ΔID。最大電流波動發(fā)生在Tl和T2時刻，數(shù)據(jù) 電流變化Δ Id在這些瞬間相應地為負四和正四。較少的符號在剩余的Τ3-Τ6時刻發(fā)生轉 變，因而數(shù)據(jù)電流變化AId在這些情況下較低。參考圖1，采樣器140在時鐘信號CLK的邊緣上對符號D[3:0]進行采樣，以產(chǎn) 生連續(xù)樣本組R[3:0]。返回圖2，樣本R[3:0]表示與數(shù)據(jù)符號D[3:0]相同的連續(xù)模式， 但其由于時鐘信號CLK的采樣定時以及固有地在例如采樣器140和補償電路150中的延 遲而發(fā)生相位偏移。補償電路150在這一實施方式中反轉了樣本R[3:0]，以產(chǎn)生作為前面 的數(shù)據(jù)符號的補充的補償信號C[3:0]。從當前符號組D[3:0]的角度看，補償信號C[3:0] 是先前符號組的補充。先前符號組在這一實施方式中緊接在補償信號之前，但是在其他 實施方式中延遲可以是更多或更少的。補償電路150被表示為四個反相器以及相關電阻 器的組合，但其他實施方式可以使用不同數(shù)量和類型的驅動電路來支持補償。一些這樣 的實施方式在以下結合圖4作出了說明。補償電路150的輸出節(jié)點經(jīng)由可與電阻器145相同的電阻器155與內部電源節(jié)點 VDDIO相耦合。電阻器155可與補償電路150相集成(例如，可以是在此示為反相器的 輸出驅動器的一部分)。補償信號C[3:0]統(tǒng)一汲取作為由前面的符號組D[3:0]所汲取的 數(shù)據(jù)電流的補充的補償電流Ic(在這里，術語“補充”對于補償電流意味著士20%的容 限)。因為補償信號C[3:0]相對于傳入的數(shù)據(jù)符號D[3:0]而言在時間上發(fā)生了偏移，所 以數(shù)據(jù)電流Id與補償電流Ie的總和(標示為ΣΙΙ(3)可以大于數(shù)據(jù)電流Id本身。例如，在 Τ2與Τ3時刻之間的總IO電流ZIro為八，其為最高數(shù)據(jù)電流Id的兩倍。補償還大幅增 加了符號組之間的電流中的最大變化。例如，電流總和ΣΙκ^ΣΙκ) = ID+IC)在由T2時刻 所分隔的時間間隔之間從零轉變?yōu)榘?。符號之間的I/O電流中的這一最大變化AIro是在 最壞情況下數(shù)據(jù)電流的變化AId的兩倍。因而補償電路150在其中的存在大大增加了電 源電流中的數(shù)據(jù)相關性波動。眾所周知增加數(shù)據(jù)相關性電源波動會降低性能。然而，申請人發(fā)現(xiàn)，如果相對 于PDN的頻率響應而言有足夠高的數(shù)據(jù)速率，那么PDN的過濾效應就能夠抑制數(shù)據(jù)相關 性波動。盡管增大了數(shù)據(jù)相關性電源波動，由此產(chǎn)生的經(jīng)過濾的電源電壓VDDIO可顯示 出比缺乏補償?shù)慕邮掌鞲偷臄?shù)據(jù)相關性。圖3標繪出依據(jù)一種實施方式的PDN的頻率響應。下表模擬了在相對于以5GHz 的數(shù)據(jù)速率(即，數(shù)據(jù)周期T為200pSeC(皮秒))接收的數(shù)據(jù)符號的不同延遲上所應用的 補償電流I。在電源噪聲VDDIO上所產(chǎn)生的效應。SSNO值代表未經(jīng)補償?shù)耐瑫r切換噪聲 (SSN)功率，而SSN值則代表經(jīng)過補償?shù)耐瑫r切換噪聲的功率。比率SSN0/SSN是應用 在相對于接收符號組的不同延遲上的 補償電流的功效的衡量標準。
延遲(T)~ SSN0/SSN
無窮大
~0570.4843
表1參考表1，如果可以在與接收數(shù)據(jù)符號重合(零延遲)時應用補償電流，那么就 能夠有效地消除同時切換噪聲(SSN = O)。補償?shù)男ЧS著延遲而逐漸變小，但是如果 在幾個周期內提供則仍然是非常有利的。在一個周期處，如在圖1和圖2的范例中，同 時切換噪聲會降低將近二十倍。在兩個周期處，降低大約五倍。在一個符號時間內提供反饋可能是具有挑戰(zhàn)性的，這部分地是因為用以非常快 地應用反饋的足夠快速的電路可能會消耗相當大的功率并且使電源噪聲的問題進一步加 劇。即使是在沒有不希望功耗和電源噪聲的情況下實現(xiàn)在一到兩個符號時間之間的反饋 延遲也可能是具有挑戰(zhàn)性的。補償反饋的延遲應用減少了這些問題，但同時也降低了反 饋的有效性。因此，可以針對給定系統(tǒng)來調整延遲，以取得最佳的效果。作為實際的考 慮，根據(jù)表1中給出的數(shù)據(jù)，在大約一到五個符號時間之間的延遲被認為是能夠在保留 與延遲補償電流的應用相關的一些優(yōu)點的同時相對容易和廉價地實施的。某些實施方式可包括具有可調延遲的補償電路以適應對于給定系統(tǒng)或信號環(huán)境 的測試或性能優(yōu)化。延遲調節(jié)能夠執(zhí)行一次，或者可以重復執(zhí)行，以解決例如在溫度 和電源電壓中的變化。例如，基于性能指標，如電源噪聲、信號裕度，或者誤比特率 (BER，bit-errorrate)等，延遲可能是偶然的，或者周期性地更新。圖4描繪了依據(jù)另一實施方式的系統(tǒng)400。系統(tǒng)400包括第一 IC410和第二 IC 405，其共享外部電源電壓VDD并且經(jīng)由并行雙向通道415進行通信。IC 405和IC410 在這一實施方式中是相同的，所以為了簡明扼要而省略了對IC410的詳細討論。系統(tǒng)400 的PDN由將電源電壓VDD作為本地電源電壓VDDIO分配給IC 405和IC410、并且顯示 出一些寄生性電感417的導電跡線所代表。IC 405包括四個驅動器420、四位采樣器425，以及補償電路435。驅動器420 的輸出端和采樣器425的輸入端經(jīng)由可位于IC 405的內部或外部的終端電阻器445與I/O 焊盤440和電源節(jié)點VDDIO相耦合。補償電路435包括多路復用器450、補償邏輯電路 452，以及三個驅動器455。當指示著IC 405在發(fā)送模式中的信號TX被斷言時，多路復 用器450將數(shù)據(jù)輸入DQ[3:0]應用到邏輯電路452的輸入端。邏輯電路452導出補償信 號C[2:0]的適當組合并將其經(jīng)由驅動器455應用到電阻器460。圖4的實施方式包括比數(shù)據(jù)驅動器420少的補償驅動器455。某些編碼方案通過約束可能的符號模式來對在符號組之間切換的驅動電流量作出限制。某些形式的數(shù)據(jù)總 線倒置(DBI，data-bus inversion)例如在八條數(shù)據(jù)線和一條總線倒置線(8+1條線)上表 示數(shù)據(jù)。當要在八條數(shù)據(jù)線上表示的數(shù)據(jù)包括四個以上的“O”時，數(shù)據(jù)被倒置并且總 線倒置線被斷言，以記錄所述倒置。因為同時出現(xiàn)的“O”的數(shù)量被限制在四個，所以 可以只使用四個補償驅動器來構成對數(shù)據(jù)電流作出補充的補償電流。補償驅動器 455向電阻器460應用補償信號C[2:0]以從內部電源節(jié)點VDDIO汲 取補償電流Ic。補償電流Ic對IC 405上的數(shù)據(jù)電流Id作出補充，在這一實施方式中該電 流經(jīng)由通道415兩端上的終端電阻器445流向驅動器420。補償電流Ic的大小被調節(jié)， 以降低或減小電源電流Iro在相鄰符號組之間的變化。可以匹配通過驅動器420和補償電 路435的延遲，使得對補償電流Ic和數(shù)據(jù)電流Id做出改變的定時得以同時進行。這樣的 匹配可能是最佳的，但是由于在前面聯(lián)系圖3進行的討論中所提到的理由，這對于提高 性能而言不是必需的。發(fā)送信號TX不在接收模式中斷言。在這種情況下，多路復用器450將接收樣本 RQ[3:0]應用到補償邏輯電路452的輸入端。補償電流Ic對IC 410上的與先前接收的符 號組相關的數(shù)據(jù)電流Id作出補充，該電流從IC 405經(jīng)由通道415的兩端上的終端電阻器 445流向驅動器420。補償電路435如聯(lián)系先前實施方式所述的那樣發(fā)揮作用，所以在這 里為了簡明扼要而省略了對其的詳細討論。驅動器455的各種特性(例如，傳播延遲、驅動強度，以及/或者阻抗)可以通 過應用適當?shù)恼{節(jié)信號ADJ而得到調節(jié)。例如，驅動器455的驅動強度可以在接收與發(fā) 送模式中相區(qū)別地進行調節(jié)，以在每種模式中將補償電流Ie的大小調整為與最佳性能相 適合。其他實施方式可以采用不同的緩沖區(qū)用于發(fā)送和接收補償，并且單向鏈路可以包 括發(fā)送和接收補償。在這一范例中IC 405和IC410全都類似地配備有補償電路。然而，在其他實 施方式中通道415的不同的兩端的配備可以是不同的。在一些系統(tǒng)中，例如存儲器系統(tǒng) 中，通信的IC可以是互不對稱的，這復雜化了用以抵抗SSN效應的發(fā)送與接收方案的優(yōu) 化。例如，與一個或多個存儲器器件通信的存儲器控制器可以從與最適合制造存儲器器 件的制造工藝不相同的制造工藝中受益。因此，通常的情況是存儲器控制器可以采用表 現(xiàn)出顯著高于相關存儲器器件或多個器件的速度和功率性能的電路。在這樣的情況下， 存儲器控制器可以同時為發(fā)送的和接收的數(shù)據(jù)應用補償，而存儲器器件可以在其中一個 或全部兩個方向中省略掉補償。對包括一個或多個此處所述的電路的集成電路，或者集成電路的一部分的設計 過程的產(chǎn)物可以是計算機可讀介質，例如磁帶或者光盤或磁盤等。計算機可讀介質可以 使用對能夠物理地實例化為集成電路或者集成電路的一部分的電路作出描述的數(shù)據(jù)結構 或其他信息進行編碼。盡管各種格式都可以用于這樣的編碼，但這些數(shù)據(jù)結構通常使用 Caltech Intermediate Format (CIF)、Calma GDS II StreamFormat (GDSII)，或者 Electronic Design Interchange Format(EDIF)等進行編寫。集成電路設計領域中的技術人員可以從以 上詳述類型的示意圖及其相應的描述中開發(fā)出這樣的數(shù)據(jù)結構，并且將所述數(shù)據(jù)結構編 碼在計算機可讀介質上。集成電路制造領域中的技術人員可以使用這樣的編碼數(shù)據(jù)來制 造包括有一個或多個此處所述的電路的集成電路。
在前面的描述以及在所附的附圖中對專用術語和繪圖符號進行了闡述，以提供 對前述實施方式的深入理解。在某些情況下，術語和符號可能隱含著不是為本發(fā)明的實 踐所必需的具體細節(jié)。例如，補償電路不必一定以圖1和圖4中所描繪的方式提供補償 電流，因為對于本領域中的技術人員而言有許多用以產(chǎn)生適當?shù)难a償電流的方法都是可 以使用的。并且，在此詳述的系統(tǒng)是二進制的并因此使用兩個邏輯值，但其他實施方式 也可以類似地解決在多PAM系統(tǒng)中的SSN。此外，術語“系統(tǒng)”可以指完整的通信系 統(tǒng)，包括發(fā)送器和接收器；或者可以指通信系統(tǒng)的一部分，比如發(fā)送器、接收器，或者 包括發(fā)送器和/或接收器的IC或其他組件。還有對于本領域中的技術人員而言將會是顯 而易見的其他實施方式。一些組件被示為相互直接地連接，而其他的則被示為經(jīng)由中間組件相連。在每 種情況下，互連或“耦合”的方法都在兩個或多個電路節(jié)點(例如，焊盤、線路，或終 端)之間建立一些期望的電氣通信。如將為本領域中的技術人員所理解的那樣，這樣的 連接常?？梢允褂萌舾呻娐放渲脕硗瓿?。因此，所附權利要求的精髓和范圍不應限制在前面的描述中。在適用美國法律時，只有那些特別列舉了 “用于...的裝置”或“用 于...的步驟”的權利要求才應以根據(jù)35U.S.C. § 112的第六款所規(guī)定的方式進行解釋。
權利要求
1.一種系統(tǒng)，其包括電源節(jié)點，其用于提供電源電壓；與所述電源節(jié)點電阻性耦合的數(shù)據(jù)節(jié)點，其用于接收在相應的先前時間間隔和當前 時間間隔中的先前并行數(shù)據(jù)符號組和當前并行數(shù)據(jù)符號組；以及與所述數(shù)據(jù)節(jié)點耦合的補償電路，其用于接收先前并行數(shù)據(jù)符號組和當前并行數(shù)據(jù) 符號組，并且具有至少一個補償電路輸出節(jié)點與所述電源節(jié)點電阻性地相耦合，所述補 償電路應在當前時間間隔中從電源節(jié)點汲取由所述先前并行數(shù)據(jù)符號組中導出的補償電 流。
2.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，其中所述補償電路經(jīng)由采樣器與所述數(shù)據(jù)節(jié)點相耦合，所 述采樣器具有時鐘節(jié)點用于接收時鐘信號，其中所述時鐘信號限定時間間隔。
3.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，其中先前并行數(shù)據(jù)符號組在所述先前時間間隔中汲取第一 電源電流，所述當前并行數(shù)據(jù)符號組在當前時間間隔中汲取第二電源電流，并且所述第 一電流與第二電流之間的最大差小于所述第二電源電流與所述補償電流的最大和。
4.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，其中所述先前時間間隔緊鄰所述當前時間間隔。
5.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，其還包括具有與所述數(shù)據(jù)節(jié)點相耦合的多個發(fā)送器輸出節(jié) 點和多個發(fā)送器輸入節(jié)點的發(fā)送器。
6.根據(jù)權利要求5的系統(tǒng)，其中所述補償電路與所述發(fā)送器輸入節(jié)點相耦合。
7.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，實例化在集成電路器件上。
8.根據(jù)權利要求1的系統(tǒng)，所述補償電路收到數(shù)據(jù)符號后調節(jié)所述補償電流的應用的 定時。
9.一種方法，其包括接收連續(xù)的并行符號組，包括先前符號組和當前符號組，所述先前符號組和當前符 號組相應地從電源節(jié)點汲取先前電源電流和當前電源電流；導出對所述先前電流作出補充的補償電流；以及在所述當前時間間隔中從所述電源節(jié)點汲取所述補償電流。
10.根據(jù)權利要求9的方法，其中時鐘信號限定所述時間間隔。
11.根據(jù)權利要求9的方法，其中所述補償電流與所述當前電源電流的最大和超過所 述先前電源電流與當前電源電流之間的最大差。
12.根據(jù)權利要求11的方法，其中所述先前時間間隔緊鄰所述當前時間間隔。
13.根據(jù)權利要求9的方法，其中所述并行符號組在一組數(shù)據(jù)節(jié)點上傳送，所述方法 還包括在所述數(shù)據(jù)節(jié)點上發(fā)送第二連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號組。
14.根據(jù)權利要求13的方法，其還包括從所述電源節(jié)點為每個第二連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號 組汲取第二補償電流。
15.根據(jù)權利要求14的方法，其中所述第二補償電流是從所述第二連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號 組中的同期的一個中導出的。
16.—種系統(tǒng)，其包括電源節(jié)點，其用于提供電源電壓；與所述電源節(jié)點相耦合的數(shù)據(jù)節(jié)點，其用于接收在連續(xù)時間間隔中的連續(xù)并行數(shù)據(jù) 符號組，包括在當前時間間隔中汲取當前電源電流的當前數(shù)據(jù)符號組以及在先前時間間隔中汲取先前電源電流的先前數(shù)據(jù)符號組；以及與所述數(shù)據(jù)節(jié)點和所述電源節(jié)點相耦合的補償電路，所述補償電路在所述當前時間 間隔中從所述電源節(jié)點汲取對所述先前電源電流作出補充的補償電流。
17.根據(jù)權利要求16的系統(tǒng)，其中所述先前電源電流與所述當前電源電流之間的最大 差小于所述補償電流與所述當前電源電流的最大和。
18.根據(jù)權利要求17的系統(tǒng)，其中所述先前時間間隔緊鄰所述當前時間間隔。
19.根據(jù)權利要求16的系統(tǒng)，實施在集成電路上。
20.根據(jù)權利要求16的系統(tǒng)，其還包括與所述數(shù)據(jù)節(jié)點相耦合的發(fā)送器用以在所述數(shù) 據(jù)節(jié)點上發(fā)送第二連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號組，其中所述補償電路為所述第二連續(xù)并行符號組 導出第二補償電流并且從所述電源節(jié)點汲取所述第二補償電流。
21.一種計算機可讀介質，在其上存儲了對集成電路的至少一部分作出定義的數(shù)據(jù)結 構，所述數(shù)據(jù)結構包括第一數(shù)據(jù)，其代表用于提供電源電壓的電源節(jié)點；第二數(shù)據(jù)，其代表與所述電源節(jié)點相耦合的數(shù)據(jù)節(jié)點，所述數(shù)據(jù)節(jié)點用于接收在連 續(xù)時間間隔中的連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號組，包括在當前時間間隔中汲取當前電源電流的當前 數(shù)據(jù)符號組以及在先前時間間隔中汲取先前電源電流的先前數(shù)據(jù)符號組；以及第三數(shù)據(jù)，其代表與所述數(shù)據(jù)節(jié)點和所述電源節(jié)點相耦合的補償電路，所述補償電 路應在所述當前時間間隔中從所述電源節(jié)點汲取對所述先前電源電流作出補充的補償電 流。
22.—種系統(tǒng)，其包括電源節(jié)點，其用于提供電源電壓；與所述電源節(jié)點電阻性相耦合的數(shù)據(jù)節(jié)點，其用于接收在相應的先前時間間隔中和 當前時間間隔中的先前并行數(shù)據(jù)符號組和當前并行數(shù)據(jù)符號組；以及用于從所述先前并行數(shù)據(jù)符號組中導出補償電流并在所述當前時間間隔中從所述電 源節(jié)點汲取所述補償電流的裝置。
23.—種系統(tǒng)，其包括電源節(jié)點；并行總線，其用于傳送連續(xù)的并行符號組，包括在當前時間間隔中的當前符號組以 及在先前時間間隔中的先前符號組；與所述并行總線相耦合的采樣器，其用于對所述連續(xù)并行符號組進行采樣，以提供 連續(xù)的接收樣本組；以及與所述電源節(jié)點相耦合的電流汲取機構，所述電流汲取機構在所述當前時間間隔中 從所述電源節(jié)點汲取與所述先前符號組相關聯(lián)而導出的當前補償電流。
24.根據(jù)權利要求23的系統(tǒng)，實例化在集成電路器件上。
25.根據(jù)權利要求23的系統(tǒng)，其中所述電流汲取機構從至少一個接收樣本組中導出所 述當前補償電流。
26.根據(jù)權利要求23的系統(tǒng)，其中每個連續(xù)并行數(shù)據(jù)符號組都從所述電源節(jié)點汲取數(shù) 據(jù)電流，并且其中所述當前時間間隔中的所述補償電流對所述先前時間間隔中的所述數(shù) 據(jù)電流作出補充。
27.根據(jù)權利要求23的系統(tǒng)，其中所述當前時間間隔緊鄰所述先前時間間隔。
全文摘要
所描述的是發(fā)送和接收并行數(shù)據(jù)符號組的數(shù)字通信系統(tǒng)。連續(xù)符號組之間的差異在用于表示所述符號組的電流中引起變化，并因而造成電源波紋。接收器添加補償電流以減小電源波紋。所述補償電流是基于先前數(shù)據(jù)樣本而不是當前符號來計算的，并且因此相較于不包括所述補償?shù)碾娐范栽龃罅讼噜彿柦M之間的最大瞬時電流波動。然而，所述配電網(wǎng)絡的頻率響應會過濾掉本地電源電流的增加的數(shù)據(jù)相關性，并因此減小了總電源電流的波動。某些實施方式同時為發(fā)送的和接收的符號提供補償電流。
文檔編號G06F13/40GK102016813SQ200980113990
公開日2011年4月13日 申請日期2009年7月7日 優(yōu)先權日2008年7月27日
發(fā)明者A·阿巴斯法 申請人:拉姆伯斯公司