專利名稱：Vdsl2發(fā)射機/接收機體系結(jié)構(gòu)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及新型收發(fā)機的硬件結(jié)構(gòu)，尤其涉及這樣一種新型收發(fā)機硬件結(jié)構(gòu)設(shè)計，其包含新型流水結(jié)構(gòu)快速傅立葉變換/快速傅立葉反變換的結(jié)構(gòu)設(shè)計以及降低時域要求的設(shè)計技術(shù)。

背景技術(shù)：
多年來，寬帶接入技術(shù)跟隨著用戶的需求不斷地發(fā)展。在20世紀(jì)，隨著互聯(lián)網(wǎng)的迅速繁榮發(fā)展，主要基于光纖的寬帶骨干網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)在全球范圍內(nèi)建成。然而，所謂的“最后一英里”問題還是橫亙在數(shù)百萬用戶和骨干網(wǎng)絡(luò)之間，讓人無法享受到視頻、語音、高速數(shù)據(jù)等寬帶應(yīng)用所帶來的切切實實的益處。毫無疑問，寬帶接入的未來在于三網(wǎng)合一(視頻，語音及數(shù)據(jù))服務(wù)的承載，三網(wǎng)合一服務(wù)最終能產(chǎn)生無限商機，例如實時視頻電話，視頻點播，視頻會議，網(wǎng)絡(luò)購物等。
大體上說來，現(xiàn)有四類有競爭里的接入技術(shù)光纖接入、無線網(wǎng)絡(luò)、同軸電纜、DSL數(shù)字用戶線(電話線接入)。EPON(以太無源光網(wǎng)絡(luò))和GPON(千兆無源光網(wǎng)絡(luò))是光纖接入的兩大主要接入技術(shù)。EPON代表以太網(wǎng)無源光網(wǎng)絡(luò)，GPON代表千兆無源光網(wǎng)絡(luò)。在所有的技術(shù)中，EPON和GOPN可承載的速率是最高的。同時，所需要的初裝、運營和維護的花費也最高。所以，光纖接入的問題純粹就是經(jīng)濟上的問題。同軸電纜調(diào)制解調(diào)器使用的是共享的電纜介質(zhì)，所有連接上的用戶分食帶寬。這將帶來安全隱患以及當(dāng)用戶數(shù)量開始增加時的可擴展性問題。Wimax是一中很有前途的寬帶無線接入技術(shù)。但是由于無線網(wǎng)絡(luò)的天性，性能可能不太可靠，尤其在長距離及無視距時尤為明細(xì)。然而它很好地迎合了移動應(yīng)用，無疑將抓住一定的寬帶接入市場。VDSL2引導(dǎo)下的DSL技術(shù)，我們相信，將是在用戶和光纖骨干網(wǎng)絡(luò)之間架設(shè)橋梁的關(guān)鍵技術(shù)。它將最終為千家萬戶帶來經(jīng)濟實惠的寬帶接入，將再一次地加強從英特網(wǎng)到三網(wǎng)合一的應(yīng)用。
VDSL2——第二代甚高速率數(shù)字用戶線路，是2005年5月最早被國際電信聯(lián)盟(ITU)提出的標(biāo)準(zhǔn)草案(G993.2).VDSL2是在DSL技術(shù)的演化，目標(biāo)是在一對銅線上承載很高的速率。在上行或下行任一方向，其所支持的速率最高能達(dá)到100M每秒。而根據(jù)不同的部署方案，又產(chǎn)生了不同的profile參數(shù)集來適應(yīng)需求，大多數(shù)部署方案是和距離有關(guān)。下面的這張表展示了所有的profile參數(shù)集。
表1/G.993.2-VDSL2profile

較低速的profile參數(shù)集例如8a到12b是用來支持中等距離長度(約在3公里到8公里之間)。而高速率profile參數(shù)集17a到30a能使上下行都達(dá)到100M每秒。而17M赫茲profile參數(shù)集17a能支持100M每秒的速率總和。
離散多音頻技術(shù)使用在VDSL2基本調(diào)制方案?？偟膸捦ㄟ^快速傅立葉反變換和快速傅立葉變換機制被分割成許多子載波。除了30M赫茲，所有的profile參數(shù)集都是子載波音頻間隔為4.3125千赫，30M赫茲的profile參數(shù)集是每個子載波間隔為8.625千赫，這是為了使4096個子載波達(dá)到總帶寬30M赫茲。
快速傅立葉變換和傅立葉反變換機制，是基于離散多音頻技術(shù)的VDSL2通信系統(tǒng)的兩大阻礙。由于快速傅立葉變換和快速傅立葉反變換模塊都要用到大量的乘法器、加法器和內(nèi)存，因此它們比其他VDSL2系統(tǒng)中的模塊更耗費模塊成本。在另一方面，快速傅立葉變換及反變換模塊需要在很高的速率下運行以達(dá)到系統(tǒng)幀頻和采樣率的需求，這占了數(shù)字處理能力中的很大比重。尤其是在VDSL2的高速率的profile(例如30M赫茲或17M赫茲)表現(xiàn)得尤為真實。
為了提高系統(tǒng)的性能表現(xiàn)，基于離散多音頻技術(shù)的VDSL2系統(tǒng)把前插入和后插標(biāo)準(zhǔn)化，來減小碼間干擾和幀邊界的傳遞整型。另外，接收機加窗技術(shù)被運用到接收機端，來進(jìn)一步減小串?dāng)_和窄帶干擾的影響。然而，上面所包括的這些方法需要對發(fā)射機和接收機的時域采樣需要重新排序，這通常需要大量的時域的緩沖存儲器。
在架構(gòu)設(shè)計期間，30MHZ profile因為采樣率最高(至少有69MHZ的耐奎斯特采樣率)而產(chǎn)生了最大的挑戰(zhàn)。這需要對快速傅立葉變換反變換又非常謹(jǐn)慎的設(shè)計來滿足不同處理技術(shù)帶來的時序要求。另一方面，如果要支持多profile，快速傅立葉變換/反變換設(shè)計架構(gòu)需要有效地適應(yīng)不同的FFT/IFFT大小。如果要支持所有的VDSL2 profile而且要很好地兼容ADSL2+，那么就需要下面的這些FFT/IFFT大小(過采樣除外)8192(在30a，17a，12a，12b時)，4096(在8a，8b，8c，8d時)，1024(ADSL2+)。我們的FFT/IFFT設(shè)計能夠支持所有的2i大小的FFT/IFFT，i可以是任意正整數(shù)，這樣就可以靈活選擇所支持的大小，來減小硬件損耗。就VDSL2來說，我們可以配置它來支持高達(dá)8192(所允許的極限大小)，只能是2i，i＝6，10，12，13。顯然，這是能支持所有所需的profile、對ADSL2+兼容和最小硬件消耗的最小集。
在發(fā)射機方面，快速傅立葉反變換機制把頻域的Tone(tone就是線路編碼的每個載波)轉(zhuǎn)換為時域的采樣。每一個頻域的tone都用正交幅度調(diào)制信號調(diào)制。每一個正交幅度調(diào)至可以加載15bit的信息，由TCM(網(wǎng)格編碼調(diào)制)技術(shù)的運用與否決定這個調(diào)制信號能否被加碼或編碼。由于信道的色散，循環(huán)前綴被加在發(fā)射機幀的開始，這樣前面的DMT幀就不會影響現(xiàn)在的DMT幀。當(dāng)然，循環(huán)前綴將會被前面的DMT幀影響，因此在接收機端它就被從DMT幀上面去掉了。對于更加長的回路來說，通常運用時域均衡器來縮短信道，這樣前綴的長度就能減小。
另外，為了保證干擾發(fā)送信號和接收信號的正交性，發(fā)送DMT幀之前被加上了后綴，來防止它自己的回波和近端串?dāng)_。循環(huán)后綴和時間推進(jìn)機制一起使用，來去報發(fā)送端和接收端是完全同步的。如果時間遞進(jìn)是合理的，那么正交性就一直可以被保持到循環(huán)前綴和后綴的長度超過時間離散度和信道的傳輸時延。
在接收端，當(dāng)收到的有前后綴的采樣送到快速傅立葉變換機制前，前綴和后綴部分就被從DMT幀上去掉。然后快速傅立葉變換就吧時域的采樣變換回頻域的tone，調(diào)制在上面的信息就被提取下來。為了減輕近端串?dāng)_和窄帶串?dāng)_，通常接收機采用加窗技術(shù)，讓接收到的幀和它的前后綴部分的邊界處更加平滑。
前后綴的插入和接收機的加窗技術(shù)，讓時域的數(shù)據(jù)序列變得復(fù)雜。在發(fā)送端，它需要存儲緩沖器來存儲從快速傅立葉反變換來的時域的數(shù)據(jù)。然后前后綴就被加到存儲著的時域數(shù)據(jù)中。在接收機端，在存貯著的時域數(shù)據(jù)送到正常的FFT來提取信息之前，必須先被存貯起來。


發(fā)明內(nèi)容
這里我們提議出一項硬件的運行架構(gòu)，幾乎可以完全不需要時域的存貯。我們的方法是僅僅采用了一個非常簡單的硬件來安裝在發(fā)送端的快速傅立葉反變換之前。而在接收端，按照我們的方案，除了一些firmware所需要的修改，是不需要增加額外硬件。
這里我們提出了一個新型的FFT/IFFT流水結(jié)構(gòu)，不僅能對時域采樣(在IFFT之后)，還能把時域的采樣以一個時基序列推向FFT.這個設(shè)計也是基于基2和基22的混合運算法則，減輕了乘法器和加法器的數(shù)目。與其它的例如基4的FFT/IFFT的設(shè)計方法相比，它能最少地使用乘法器、加法器和內(nèi)存。在另一方面，我們的設(shè)計機構(gòu)不僅可以支持不同的VDSL2 profile所需的FFT/IFFT大小，還能利用新型的流水控制機制來減少低速率profile的邏輯轉(zhuǎn)換。這樣就更有效地減少了在低速profile下的功率的消耗，讓我們的數(shù)字芯片可以和ADSL2+在功率方面一較高下。
在這個提案中，我們提出一種新型的運行架構(gòu)，幾乎可以完全不需要時域的存貯。我們提出的方法是僅僅采用了一個非常簡單的硬件來安裝在發(fā)送端的快速傅立葉反變換之前。而在接收端，按照我們的方案，除了一些firmware所需要的修改，是不需要增加額外硬件。大量內(nèi)存的占用將造成大的芯片面積，使得在專用的集成電路生產(chǎn)過程中造成低產(chǎn)。使用了我們所提出的減少內(nèi)存需要的運行方案，我們可以在基于離散多音頻技術(shù)的VDSL2系統(tǒng)中，極大地減少門電路的數(shù)目和芯片大小，而對系統(tǒng)的性能毫無損耗。
我們所注重的是VDSL2應(yīng)用，然而，對于其他的應(yīng)用例如WiMAX也是同樣可行的。



通過下面的附加描述、附加權(quán)利要求和附圖，可以更好地了解本發(fā)明的各功能、各個方面以及優(yōu)越性。
圖1示出了基本的基2IFFT蝶型電路。
圖2示出了基22IFFT基本運行。
圖3示出了IFFT蝶型電路的型號1。
圖4示出了IFFT蝶型電路的型號2。
圖5示出了基于相移機制的采樣重排IFFT的硬件結(jié)構(gòu)的頂部視圖。
圖6示出了基于流水結(jié)構(gòu)修改方案的采樣重排IFFT硬件結(jié)構(gòu)頂部視圖。
圖7展示了在LCP和LCS周期前綴后綴直接大體的周期擴展分離。
圖8示出了改進(jìn)的IFFT引擎產(chǎn)生的新的時域序列。
圖9示出了基于采樣重排機制的發(fā)射機硬件結(jié)構(gòu)。
圖10示出了FFT基本基2蝶型電路運行圖。
圖11示出了基22FFT基本運行圖。
圖12示出了FFT蝶型電路類型1。
圖13示出了FFT蝶型電路類型2。
圖14示出了FFT上層硬件結(jié)構(gòu)。
圖15示出了接收機加窗機制技術(shù)基本運行圖。
圖16示出了我們所提的新型接收機加窗技術(shù)運行機制。
圖17示出了我們的去前后綴上層硬件結(jié)構(gòu)。

具體實施例方式 基于基2、基22混合的IFFT設(shè)計 首先，我們得到基于基2、基22混合的頻域抽取排序IFFT的數(shù)學(xué)方程式。我們運用頻域抽取排序的運算法則是因為，我們需要用自然順序經(jīng)過IFFT產(chǎn)生的抽樣信息，這樣我們才能為時域緩存減少內(nèi)存需求。第四章節(jié)將關(guān)于時域緩存的減少給出更進(jìn)一步的解釋假設(shè)IFFT的大小是N，直接求解IFFT 其中d(n)，n＝0，1，...，N-1是時域的輸出，f(k)，k＝0，1，...，N-1是頻域的輸入，

是所謂的旋轉(zhuǎn)因子，f(k).第一步就是將上面的基2的計算在頻域分離，如下 這里我們重新定義N1＝N/2，feven(k)＝f(2k)，及fodd(k)＝f(2k+1)。我們可以看到我們已經(jīng)將d(n)的算式在單獨的頻域輸入分離為兩項獨立的算式。圖1展示了第一步基于基2的基本運行。
下一步就是用我們的基22運算法則來繼續(xù)遞歸地分離成4項單獨的算式。首先我們處理第一個算式，然后把k＝4k2+k1，k1＝0，1，2，3寫成feven(k)，這樣我們就可以有四項獨立的頻域算式 如果我們在這一步停下，那么這就是一個標(biāo)準(zhǔn)的基于基4的運算。為了進(jìn)一步減少我們用在IFFT中的加法器數(shù)目，我們繼續(xù)下面的分離運算，我們呢把(其中n1＝0，1，n2＝0，1,)寫成上面那種方程式 到現(xiàn)在，我們可以看到我們已經(jīng)用N1大小的IFFT，把原來的算式變成4項小一些的N1/4大小IFFT。此外，我們可以看到有2個蝶型電路結(jié)構(gòu)在上面的方程式顯現(xiàn)出來。第一種類型，叫BF型1，有如下的結(jié)構(gòu)其中 是對應(yīng)的旋轉(zhuǎn)因子。外部的蝶型電路，叫做BF型2，有如下的結(jié)構(gòu)其中

僅僅參與實部和虛部之間的轉(zhuǎn)換而不參與乘法。類似的，

同樣可以根據(jù)BF1型和2型分離成4項小一些的N1/4大小的IFFT. 上面的這種分而治之原則的處理可以一直繼續(xù)知道最終的IFFT大小小于4，最終達(dá)到頻域是比特位倒序的輸入。圖2展示了基本的基于基22的運算?；谟布\行的結(jié)構(gòu)，我們將根據(jù)Single-pathDelay Feedback(單路時延反饋)流程入手。如我們所討論的，兩種類型的蝶型電路結(jié)構(gòu)BF1型和BF2型，展示在圖3和圖4中。
我們看到1型蝶型電路需要2個復(fù)雜的加法器或者4個實部乘法器，2型也需要2個復(fù)雜的加法器或者4個實部加法器，以及一些簡單的實部虛部轉(zhuǎn)換邏輯(基于流程控制器的控制向量[bI，1，bI，0])。因此。我們需要總共4個復(fù)雜的加法器或者8個實部加法器來滿足每個基22級的IFFT。為了我們的IFFT設(shè)計能支持8192IFFT，我們需要總共26個復(fù)雜的加法器或者52個實部加法器。
用上面的1型和2型蝶型電路結(jié)構(gòu)，我們可以進(jìn)一步為8192IFFT建立硬件結(jié)構(gòu)。我們將在第5章全面討論IFFT結(jié)構(gòu)。另一個我們加進(jìn)IFFT設(shè)計的新型功能就是采樣重排處理，這是和發(fā)送前后綴插入電路一起運用的，以減少時域采樣的內(nèi)存需要。這將會在我們的另一個專利《為離散多音頻技術(shù)系統(tǒng)減少時域內(nèi)存所需的方法和結(jié)構(gòu)》中進(jìn)行詳細(xì)討論。
為離散多音頻技術(shù)系統(tǒng)減少時域內(nèi)存所需的方法和結(jié)構(gòu) 在最后一章討論的基2和基22混合IFFT設(shè)計是基于數(shù)據(jù)輸出序列是d0，d1，...，dN的一個自然順序的假設(shè)。然而，對于前后綴插入的需要，自然順序不是最好的選擇。基于前后綴在G.993.2中的定義，前綴來自于離散多音頻的最后部分。然而，前綴是最先發(fā)送出去的。這意味著我們需要存儲所有的數(shù)據(jù)采樣直到DMT幀的最后一部分從IFFT出現(xiàn)。這需要大量的內(nèi)存。所以，在這一章，我們介紹我們的采樣重排結(jié)構(gòu)來轉(zhuǎn)換時域的序列。
為了理解我們提出的方法，我們首先看一下循環(huán)前綴和后綴的在基于DMT的VDSL2系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)插入方案。圖7展示了大致的在LCP循環(huán)前綴和LCS循環(huán)后綴之間的循環(huán)擴展的分離。中間的部分是常規(guī)的包含2NSC的IFFT時域采樣的DMT幀。NSC是IFFT使用的子載波數(shù)。假設(shè)IFFT用頻域抽取機制以自然順序產(chǎn)生2NSC個IDFFT采樣，如圖

既然LCP循環(huán)前綴從2Nsc IFFT采樣的最后部分而來，需要在一個常規(guī)的IFFT幀中的第一個正常的IFFT采樣之前發(fā)送出去，發(fā)射機要存儲所有的IFFT采樣直到LCP循環(huán)前綴部分從IFFT顯現(xiàn)出來。實際上，發(fā)射機需要繼續(xù)存儲LCP循環(huán)前綴，因為它需要在IFFT幀采樣中作為最后一部分再被發(fā)送一次。我們可以看到如果用了循環(huán)前綴，在IFFT輸出上，內(nèi)存大小可能就會高達(dá)2NSC×M(M是時域采樣的比特精確度)，來為進(jìn)一步的成幀而存儲發(fā)送采樣。另一方面，如果循環(huán)前綴長度是0而且只用循環(huán)后綴的話，在主IFFT采樣后，只有第一個LCP時域采樣是需要被存貯和作為循環(huán)后綴被再次發(fā)送的。
下面的表格列出了3中不同的分離情況所需要的內(nèi)存需求 其中β是重疊窗口的長度，重疊窗口基本上是兩個發(fā)送幀的加權(quán)平均值。
在VDSL2(G.993.1)中，NSC＝4096，當(dāng)β的最大值是16×2n(淡不會超過255)，循環(huán)擴展LCS＝640。這意味著它需要為無前綴分離存貯至少895個時域采樣。8096個時域采樣按50％-50％分離，至少要為無前綴分離存儲7297個時域采樣。所以，我們可以看到，如果循環(huán)擴展只包含后綴不含前綴的話，就可以達(dá)到最小的內(nèi)存需求。然而，VDSL2標(biāo)準(zhǔn)需要LCP長度的前綴和LCS長度的后綴，將會大大超過重疊因數(shù)β。他和意味著如果要用一般的IFFT引擎，那么最大的內(nèi)存容量需要2NSC×M。
在另一方面，如果IFFT引擎和前后綴插入機制都需要存取數(shù)據(jù)的話，有可能需要2個2NSC×M內(nèi)存。這種情況，需要應(yīng)用到一種4NSC×M的SRAM(靜態(tài)存儲器)乒乓緩沖器方案。在NSC＝4096(30，17and 12 MHz profiles)和M＝16，潛在的時域內(nèi)存大小大約是32k字節(jié)。
這里我們提出修改正常的IFFT引擎來適應(yīng)一個新型的前后綴插入結(jié)構(gòu)，這樣我們可以幾乎消除對時域緩存的需求。這個基本的想法就是改良正常的IFFT，把采樣重排機制并入，這樣改進(jìn)的IFFT可以產(chǎn)生像圖8里面一樣所展示的新的序列。像

和

所示的時域DMT幀采樣就能產(chǎn)生。
和一般常規(guī)的方法不同，我們改進(jìn)過的IFFT首先產(chǎn)生出如圖

所示的前綴部分，前綴部分將立即被發(fā)送，同時存儲在緩存中。然后產(chǎn)生如圖

所示的后綴部分，同樣也是立即本發(fā)送并存儲在緩存中。然后IFFT產(chǎn)生采樣部分(如圖

所示)立即發(fā)送。與前后綴不同的是，如圖

所示的采樣部分將不會被緩存的，因為在后階段是不會被用到的。到現(xiàn)在，改進(jìn)過的IFFT引擎已經(jīng)產(chǎn)生了所有的時域幀采樣。前后綴插入機制就把存貯的緩存中的前后綴采樣取出，再發(fā)送一次。我們看到經(jīng)過改進(jìn)過的發(fā)送順序，我們只需要存儲前后綴部分，不需要存貯常規(guī)的如圖

所示的那種幀，這將極大地將少內(nèi)存的需求。如在VDSL2標(biāo)準(zhǔn)中定義的，對于NSC＝4096來說，循環(huán)擴展(周期前綴后綴之和)LCE＝640。這意味著我們僅僅需要比LCE×M小得多的緩存。另外，我們的方法把IFFT引擎和前后綴插入模塊準(zhǔn)確地融合起來，因此他們之間就沒有了存儲器存取的沖突。因此我們明確了，不需要乒乓型的雙緩存。相比常規(guī)的需要高達(dá)32K字節(jié)的時域內(nèi)存緩沖，我們提出的方案僅僅需要LCE×M＝1.28K字節(jié)的內(nèi)存。
這里我們提出兩種方法改變時域的順序。首先我們假設(shè)我們需要用M表達(dá)的采樣序列，意思就是我們有如下的時域序列d(M)，d(M+1)，...，d(N)，d(0)，d(M-1)，相對應(yīng)的IFFT顯示如下 我們重新組織，寫成 意思是為了改變M表達(dá)的時域采樣序列，我們需要把所有的頻域子載波f(k)，k＝0，1，...，N-1相乘，因子為

k＝0，1，...，N-1。這可以簡單地用一個復(fù)雜乘法器以相應(yīng)的旋轉(zhuǎn)因子ROM表實現(xiàn)，ROM表由

k＝0，1，...，N-1.產(chǎn)生。注意到以N劃分，在Mk的相乘后，可以容易用較低的log2(N)bit運算。這是我們的第一個辦法。這個方法只需要額外的復(fù)雜乘法器，以及及根據(jù)不同的采樣變換量M可配置地址的旋轉(zhuǎn)因子ROM。這一個步驟在向常規(guī)IFFT流程發(fā)送頻域數(shù)據(jù)之前已經(jīng)完成了。因此，控制邏輯非常簡單，常規(guī)的IFFT流程不需要重新配置。
假設(shè)頻域的tone由復(fù)雜的f(i)值表示，i＝0，1，…，NSC-1相當(dāng)于時域的x(n)(n＝0，1，…，2NSC-1)序列，所提出的時域采樣轉(zhuǎn)換可以用一個以相位移動因子為f(i)的乘法完成。
相當(dāng)于重新排列時域序列{x(n)，n＝2NSC-LCP，…，2NSC-1，x(n)，n＝0，…，2NSC-LCP-1}的順序，這個方法需要額外的硬件來實現(xiàn)以相移因子為

的乘法。當(dāng)中包含了一個復(fù)雜的乘法和一個旋轉(zhuǎn)因子ROM。
另一個方法不是直接通過蝶型電路的分而治之的方法改變序列。這將會通過常規(guī)的IFFT流程，牽涉到旋轉(zhuǎn)因子ROM的地址改變 我們可以看到，僅僅不同的地方就是第一步，旋轉(zhuǎn)因子由

改成了

類似的，我們處理第一個算式用k＝4k2+k1代入feven(k)，k1＝0，1，2，3。所以我們可以得到4個單獨的，頻域部分的算式。
此外，我們分解其中以n1＝0，1，n2＝0，1，代入方程式。
與常規(guī)的IFFT方程式相比，我們可以看到不同的地方僅僅就是旋轉(zhuǎn)因子通過流程而改變了。這實際上牽涉到重新配置旋轉(zhuǎn)因子ROM表地址。
這個方法將影響，在相乘階段，如何產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)因子ROM表的地址。這個基本是上加了額外的電路，來從每個旋轉(zhuǎn)因子的地址上減去總量為2NSC-LCP的變換。
上面兩種方法各有支持和反對。第一方法在于非常簡單不需要流程的任何的改變。僅僅在幀的開始我們需要更新新的M的值。然而它由于復(fù)雜乘法器以及旋轉(zhuǎn)因子ROM表而增加了硬件的代價。第二個方法僅僅加了一點硬件(一個為每個旋轉(zhuǎn)因子ROM地址而加上的加法器)代價。然而旋轉(zhuǎn)因子ROM的指針在不同階段需要在處理流程內(nèi)需要適當(dāng)?shù)匦拚?，來確保在不同的M值變換時沒有差錯。
然而我們提出的用IFFT采樣重排的機制來減少時域緩存需求的方法，不會依賴某種特定的IFFT方法。任何一種IFFT方法都可以適用。
圖9顯示了我們的基于我們提出的新型采樣重排機制所設(shè)計的發(fā)送端硬件結(jié)構(gòu)。整個的發(fā)送鏈由數(shù)模轉(zhuǎn)換接口來的叫td_rdy的信號所驅(qū)動。數(shù)模轉(zhuǎn)換接口模塊將向數(shù)模轉(zhuǎn)換發(fā)送數(shù)據(jù)，以作變換。同時，將td_rdy提高，來通知前后綴插入機制模塊產(chǎn)生下一個數(shù)據(jù)。如果前后綴插入狀態(tài)機控制需要從IFFT請求下一個新的數(shù)據(jù)，那將基于現(xiàn)在的階段和限定。如果需要一個新的數(shù)據(jù)，他將把tx_td_ifft提高，來請求下一個新數(shù)據(jù)，同時它把tx_sample_ifft寄存為一個新數(shù)據(jù)。我們可以看到，假設(shè)新的數(shù)據(jù)總是可以不斷產(chǎn)生的話，td_rdy或td_ifft_rdy僅僅用來推動上行模塊來產(chǎn)生新的數(shù)據(jù)。實際上，縱觀我們的發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，“僅在需要時提升”方案是一個非常重要的部分。這讓我們減少了內(nèi)存的使用和功率的消耗。
如果不需要一個新的數(shù)據(jù)，它將把數(shù)據(jù)從單口的前后綴存儲器移動出來，同時在當(dāng)前的處理處在發(fā)射機重疊β區(qū)的情況下，為單口系數(shù)的RAM準(zhǔn)備相符合的系數(shù)。如果當(dāng)前的處理不是處在β因數(shù)的發(fā)射機重疊下，只會用到因數(shù)的0.5.用一個乘法累加器(MAC)裝置來計算連續(xù)的乘法的和。在VDSL2最高的profile—30MHz的最大數(shù)-模采樣頻率70.656MHz下，系統(tǒng)的前后綴插入功能塊的時鐘，在141.312MHz的下運行。因此，兩個系統(tǒng)時鐘周期用來產(chǎn)生一個發(fā)送采樣。如果因數(shù)作為0.5使用，從IFFT引擎或者單口前后綴存儲器出來的用一個發(fā)送數(shù)據(jù)就會被送到MAC兩次。所以，盡管流水結(jié)構(gòu)處理機制適用發(fā)送β區(qū)重疊的情況，它實際上就是傳遞的數(shù)據(jù)。在發(fā)送β重疊區(qū)，來自采樣重排IFFT引擎的發(fā)送數(shù)據(jù)tx_sample_ifft，和相關(guān)的來自前后綴SRAM的最后一個數(shù)據(jù)幀，被送到MAC單元串與β和1-β兩個系數(shù)相乘。
來自采樣重排IFFT的前后綴采樣將在被發(fā)送到MAC單元的同時，存在單口前后綴存儲SRAM。這是由于前后綴采樣在擴展發(fā)送幀里會被兩次運用。
fd_fm_start，td_fm_IFFT，td_fm_start三個信號，用來為每個模塊使幀的分界同步?；旧蟜d_fm_start信號用來在采樣重排IFFT引擎內(nèi)同步內(nèi)部狀態(tài)。它也通過采樣重排IFFT為前后綴插入模塊產(chǎn)生td_fm_IFFT。然后前后綴插入模塊將用td_fm_IFFT來同步他自己的內(nèi)部狀態(tài)。同樣的，td_fm_IFFT通過前后綴插入模塊產(chǎn)生td_fm_start來于下一個模塊同步。同步方案在我們的基于流程的系統(tǒng)對于有維護幀邊界是非常重要的。
在微處理器中運行的固件，控制參數(shù)配置例如beta_len，rest_of_cp_len，rest_of_cs_len，和immi_frame_len。Beta_len基本上是發(fā)送重疊區(qū)域的長度β。Rest_of_cp是除了重疊區(qū)域長度β的周期前綴，應(yīng)該等于LCP-β。Rest_of_cs是除去重疊長度β的周期后綴，應(yīng)該等于LCS-β，imme_frame_len是之前算式中出現(xiàn)的不經(jīng)存儲立即發(fā)送部分的長度。
可配置的采樣重排IFFT硬件結(jié)構(gòu) 定義硬件結(jié)構(gòu)的第一步，就是決定系統(tǒng)時鐘的頻率。既然30MHzprofile參數(shù)集需要采樣的頻率為70.656MHz，那么IFFT的吞吐量需要至少70.656MHz。由于單口SRAM有雙口SRAM一般的大小，我們將只用單口的SRAM應(yīng)用在我們的設(shè)計中?；赟DF的流水IFFT在每次流水推進(jìn)時需要一次寫入和一次讀出的操作，我們選擇141.3120MHz作為我們IFFT硬件的系統(tǒng)時鐘。這也使我們能夠在兩個時鐘周期內(nèi)有兩個乘子的多路四乘法的時候，僅用2個乘法器來運算旋轉(zhuǎn)因子的復(fù)數(shù)乘法。
圖5展示的采樣重排硬件結(jié)構(gòu)的第一種方法，流水控制邏輯主要就是一個8k的計數(shù)器。相當(dāng)于我們需要支持的最大尺寸的IFFT。fd_fm_start是一個用來同步流程管理尤其是8k計數(shù)器的上層信號。有了fd_fm_start，我們也可以在調(diào)整了IFFT尺寸后，重新同步流程線路。在每一個時期的IFFT都有一個流程控制發(fā)生電路，IFFT基本上是個合并邏輯，用來減去一些固定的從前期從8192IFFT計數(shù)器來的管道時延。比特翻轉(zhuǎn)邏輯用來飯莊8192IFFT計數(shù)器的順序，這是由于我們的設(shè)計大量是基于頻率的。周期相移只讀存儲器存儲用來采樣重排旋轉(zhuǎn)因子，我們在第四章已經(jīng)討論過。第一個六階段，復(fù)雜的數(shù)據(jù)通過第四章討論過的類型1和類型2緩存電路。類型2緩存器的輸出復(fù)向量和旋轉(zhuǎn)因子存儲器的輸出相乘，旋轉(zhuǎn)因子存貯器的地址通過管道控制電路產(chǎn)生。我們之前提及過，我們實際上僅僅需要2個實際的乘法器來運算復(fù)數(shù)乘法，由于2個系統(tǒng)時鐘超過IFFT采樣頻率。事實上每一個緩存器的輸出可以被多路復(fù)用器所使用，所以我們可以獲得不同的2的次方IFFT尺寸。然而，基于我們確定下的VDSL2需求，我們僅僅需要從四個地方提取IFFT輸出，所以，我們就不在門的技術(shù)上浪費。最后一個階段僅是類型1緩存器的Radix-2。同樣，我們之前說過，來自最后階段的SRAM只是2048Q，代替4096.(Q是為中間復(fù)雜數(shù)據(jù)存儲所選擇的比特精準(zhǔn)度)。這是因為IFFT結(jié)果輸出將僅僅是實數(shù)值?；诠艿揽刂朴嫈?shù)器和配置IFFT尺寸的td_fm_start信號就生產(chǎn)了，用來同步我們VDSL2發(fā)送信號端中的下個模塊。
圖5展示了基于第四章中的第一個方法的硬件結(jié)構(gòu)，對有相移部分的頻域數(shù)據(jù)作了乘法。這種方法需要額外的硬件例如旋轉(zhuǎn)因子存儲器和復(fù)數(shù)乘法器。圖6展示了另一個方法，在開始不需要額外的硬件。要代替硬件的就是要對在每個階段的管道控制作些修改來適應(yīng)重排因子M。
基于混合Radix-2and Radix-22的FFT設(shè)計 當(dāng)減少耗費和功率損耗時，我們獨特的IFFT設(shè)計把發(fā)送端頻域轉(zhuǎn)變到時域。在接收端，我們建立我們呢的FFT機制將時域轉(zhuǎn)換為頻域，來回復(fù)信息比特編碼。類似的，我們的FFT設(shè)計也基于混合型radix-2 and radix-22運算法則。直接的FFT算式是 radix-2的時域分而求解，我們有 其中現(xiàn)在我們將f(k)拆分為兩部分，也就是奇偶部分。我們有 其中這基本是如圖13所示的蝶型電路結(jié)構(gòu)?，F(xiàn)在我們繼續(xù)拆分

用radix-22算式取代其中n1＝0，1，2，3及可得到 類似的，我們拆分頻域部分，變成4個獨立的部分其中k1＝0，1，k2＝0，1，及然后我們獲得 顯而易見，于IFFT類似的2個緩存器結(jié)構(gòu)。另一方面，我們可以用同樣的方法拆分feven。上面的拆分過程可以繼續(xù)下去知道FFT的大小小于4。圖11展示了基本的基于radix-22的FFT操作。
兩類但延遲反饋架構(gòu)的緩存器結(jié)構(gòu)展示在圖12、13。
混合型Radix-2 and Radix-22FFT硬件架構(gòu) 我們?yōu)槲覀兊腇FT選擇同樣的系統(tǒng)時鐘頻率141.3120MHz，就像IFFT基于30MHz參數(shù)集需求且僅用單口SRAM的設(shè)計。
為了支持不同的FFT大小，接收數(shù)據(jù)混合進(jìn)不同的FFT入口。我們的設(shè)計可以支持任何大小的FFT。然而，我們在實際硬件上僅僅提供對于8192，4096，1024大小的FFT的支持，以限制硬件的消耗，這與VDSL參數(shù)集支持相關(guān)。
減少接收機內(nèi)存需求的方法和結(jié)構(gòu) 在接收端，擴展幀將被相應(yīng)的前后綴拆脫模塊處理，去掉周期前綴和后綴。為了在窄帶干擾和串?dāng)_下提升系統(tǒng)的性能，需要接收加窗處理。接收加窗基本上應(yīng)用了時域窗例如在接收幀的平方根提升余弦加窗。圖15展示了接收加窗的操作。
為了做接收機加窗處理，周期前綴的最后一部分需要與主要的2NSC FFT幀的最后部分，在加窗系數(shù)上重量平衡。如圖中的符號標(biāo)記的。類似的，主要的2NSC FFT幀的最先部分需要于周期后綴的第一部分，進(jìn)行加窗系數(shù)上重量平衡。如圖中的符號標(biāo)記的。
現(xiàn)在的執(zhí)行方案是遵照嚴(yán)格接收幀的定義。它會等待至所有的接收幀采樣都接收完，然后開始處理接搜加窗。然而，這常規(guī)的執(zhí)行將需要存儲至少2NSC個接收幀采樣，意味著至少要一個2NSC×M大小的內(nèi)存存儲。M是接收幀的比特精確度。然后被加過窗的采樣就被發(fā)送到FFT模塊進(jìn)行時域到頻域的轉(zhuǎn)換。
這里我們提出了執(zhí)行一個完全嶄新的接收機加窗處理方案，如圖16. 當(dāng)幀開始被接收時，我們首先丟棄周期前綴直到我們到達(dá)加窗部分。然后我們開始在單口SRAM中存儲加窗部分。然后，就在從等待變成加窗部分的時候，我們開始發(fā)送接收到的采樣到FFT。如圖中符號表示。然后采樣不被存儲，直接丟棄。僅當(dāng)我們到達(dá)第二個加窗部分的開始，2NSC采樣的最后時，我們開始做重量平衡，把存儲的第一個加窗部分提出，于第二個加窗部分合并，如圖

所示。利用我們的新方法，我們僅需要存儲第一個加窗部分，與2NSC×M的存儲需求來比，幾乎可以忽略大小。. 與常規(guī)的方法不同，新的方法認(rèn)為的在頻域引入相移，序列順序被改變成我們提出的方法。假設(shè)原來的序列發(fā)送到FFT的是x(n)，n＝0，1，...，2NSC-1，這是一個頻域的變換。
用了新的方法，序列順序變成

n＝0，1，...，2NSC-1

代表2NSC的模。相應(yīng)的頻域轉(zhuǎn)換變成 我們可以看到每一個頻域的tone k被成比例的相移了

這個相移部分可以被FFT硬件用兩種類似于我們用于IFFT方法補償。然而，如果我們更深入地明白全盤系統(tǒng)，我們知道我們實際上不需要那些在硬件桑相移的補償。那些相移可以被簡單地用存在的硬件部分——頻率均衡器(FEQ)所補償。FEQ的功能就是存儲可能已經(jīng)在時域被時域均衡器用一個復(fù)雜的標(biāo)量

均衡的通信信道。
用我們的方法，一個增加的相移將被引入，新的FEQ是

我們可以看到這個相移補償可以簡單地被加到固件FEQ系數(shù)算式中。如果基于硬件的FEQ的最小均方適配器被使用的話，這個相移可以被硬件自己所處理，我們不需要作固件的修改。因此，我們提出的方法，一點也不會增加額外的硬件損耗。代替它的是，線狀化接收前后綴拆脫處理，以幾乎完全去掉了原來對大量內(nèi)存需求的方法減少損耗。前后綴拆脫模塊的硬件架構(gòu)如圖17所示。固件將通過微處理器接口配置所有的接收加窗系數(shù)，然后存儲進(jìn)一個小的單口SRAM。其他前后綴拆脫邏輯的配置參數(shù)也將有固件進(jìn)行配置。那些配置包含了接收機加窗的長度beta_len，；β除去接收機加窗后的前綴采樣數(shù)rest_of_cp_len，LCP-β，除去接收機加窗的后綴采樣數(shù)rest_of_cs_len，LCS-β，常規(guī)FFT幀長度norma_fm_len，2NSC-2β。這些參數(shù)為前后綴拆脫階段機制控制器提供了信息，去處理我們提出的基于接收幀的處理方案。
整個接收路徑被準(zhǔn)備好的信號流線化，當(dāng)幀預(yù)備信號在每一個模塊通知幀邊界時，通知下一個模塊去處理新進(jìn)的數(shù)據(jù)，所以某些同步可以被執(zhí)行。于發(fā)送前后綴插入邏輯類似，系統(tǒng)時鐘141.312MHz是有效采樣時鐘70.656MHz的兩倍，使我們可以在接收機加窗處理期間，用乘法器運行兩個乘法和加法。接收加窗數(shù)據(jù)的第一部分將被存儲在單口窗口采樣SRAM中，在這期間，不把數(shù)據(jù)發(fā)向FFT。在接收機加窗采樣后，正常的幀采樣就不加存儲地被送到FFT。在正常的幀采樣之后，第二個接收機加窗采樣來了。然后第一個接收機加窗采樣被提出，通過相乘及相加和管道控制，與進(jìn)來的第二個接收機加窗采樣合并。重量平衡采樣立即被送到FFT，然后下一個幀來了，上面所述的操作會不斷重復(fù)。
這個發(fā)明已經(jīng)被描述成相關(guān)的可被效仿的例子，在不背離發(fā)明技術(shù)范圍的情況下的修改或替代是可以被理解的。另外，可以作許多的修改來適應(yīng)特定的方案或者作為不違背必要技術(shù)范圍的教學(xué)發(fā)明材料。因此，預(yù)期這個發(fā)明是的不會對以特殊的，以最好方式的具體實現(xiàn)而限制的，但是這個發(fā)明將包含所有的附加聲明。
權(quán)利要求
1、VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，包含執(zhí)行反傅立葉變換的IFFT引擎，所述IFFT引擎具有
IFFT計數(shù)器；
頻率數(shù)據(jù)靜態(tài)存儲器；
比特翻轉(zhuǎn)邏輯，用來翻轉(zhuǎn)IFFT計數(shù)器的順序；
七個狀態(tài)階段，除了最后一個階段之外，其余每個階段包含1型蝶形電路和2型蝶形電路；所述最后一個階段不包含2型蝶形電路；每個階段有一個階段流程控制發(fā)生電路，其為用來減去從前面IFFT計數(shù)器階段出來的一些固定的流程時延的邏輯組合；
其中
基于流程控制程序計數(shù)器和已配置大小的IFFT產(chǎn)生高層信號(fd_fm_start)，用來同步VDSL2發(fā)射機的下一個模塊；
對于前六個狀態(tài)階段，復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)通過1型和2型蝶形電路；2型蝶形電路的輸出復(fù)向量乘以旋轉(zhuǎn)因子ROM輸出，旋轉(zhuǎn)因子ROM的地址通過該階段的流程控制產(chǎn)生電路產(chǎn)生；
IFFT的輸出被分別從2型蝶型電路輸出的第3、5、6、7階段提取出來。
2、根據(jù)權(quán)利要求1的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中IFFT計數(shù)器為8k計數(shù)器。
3、根據(jù)權(quán)利要求1的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中最后階段的SRAM僅有2048xQ，Q是為中間的復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)存儲所選出來的比特精確度。
4、根據(jù)權(quán)利要求1的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中1型蝶型電路基于基2運算，2型蝶型電路基于基4運算。
5、根據(jù)權(quán)利要求4的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中1型蝶形電路實現(xiàn)
其中N是IFFT的大小，f(k)，k＝0，1，...，N-1是頻域輸入，
是旋轉(zhuǎn)因子，N1＝N/2，feven(k)＝f(2k)，fodd(k)＝f(2k+1)。
6、根據(jù)權(quán)利要求4的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中2型蝶型電路實現(xiàn)
k＝4k2+k1，k1＝0，1，2，3，where n1＝0，1，n2＝0，1，and
7、根據(jù)權(quán)利要求4的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，IFFT引擎是一個時域采樣序列重排的IFFT。
8、根據(jù)權(quán)利要求7的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，其中IFFT引擎先產(chǎn)生前綴部分，前綴部分被立即發(fā)送并同時存儲起來；然后產(chǎn)生后綴部分，同樣立即發(fā)送并同時存儲；然后采樣部分有IFFT產(chǎn)生并立即發(fā)送。
9、根據(jù)權(quán)利要求8的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，為了執(zhí)行時域采樣序列的重排，IFFT額外包含了一個復(fù)數(shù)乘法器，一個存儲旋轉(zhuǎn)因子的相移存儲器用來采樣重排，一個采樣重排地址產(chǎn)生模塊；其中，在發(fā)送頻域數(shù)據(jù)到常規(guī)IFFT流程之前，有一個額外的關(guān)于旋轉(zhuǎn)因子存儲器的復(fù)數(shù)乘法已經(jīng)完成，存儲器帶有配置了采樣相移之和的相關(guān)地址。
10、根據(jù)權(quán)利要求8的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，時域采樣序列重排被旋轉(zhuǎn)因子存儲器指針適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)以完成，在流程處理的不同的階段來確保不同相移轉(zhuǎn)換之間沒有差錯。
11、根據(jù)權(quán)利要求9或10的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，所述發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)進(jìn)一步包含
前后綴插入狀態(tài)機控制；
單口前后綴存儲SRAM；
單口系數(shù)RAM；
乘法加法器單元用來算兩個連續(xù)乘法之和；
其中
整個發(fā)送鏈被來自數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)接口的(td_rdy)信號驅(qū)動，DAC接口模塊將發(fā)送數(shù)據(jù)到DAC作轉(zhuǎn)換，同時拉高(td_rdy)信號通知前后綴插入模塊產(chǎn)生下一個數(shù)據(jù)；
如果需要一個新數(shù)據(jù)，它將拉高tx_td_ifft來請求下一個新數(shù)據(jù)，同時它把tx_sample_ifft寄存為一個新數(shù)據(jù)；
如果不需要新數(shù)據(jù)，它將把數(shù)據(jù)從單口前后綴存儲SRAM拉出，同時，如果當(dāng)時的處理正處在發(fā)射機重疊β區(qū)域，從單口系數(shù)RAM準(zhǔn)備相移的系數(shù)。
12、根據(jù)權(quán)利要求11的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，在發(fā)射機重疊β區(qū)域，從采樣重排IFFT發(fā)送數(shù)據(jù)tx_sample_ifft和相應(yīng)的從前后綴SRAM來的最后一幀的數(shù)據(jù)將被送到MAC(乘法相加器)單元作β和1-β系數(shù)的乘法。
13、根據(jù)權(quán)利要求11的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，從采樣重排IFFT來的前后綴采樣，當(dāng)送到MAC單元是，將被存儲在單口前后綴存儲SRAM。
14、根據(jù)權(quán)利要求11的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，信號fd_fm_start，td_fm_IFFT，td_fm_start用來同步每個模塊的幀邊界。
15、根據(jù)權(quán)利要求11的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，前后綴插入時鐘的系統(tǒng)時鐘運行在141.312MHz，而在最高VDSL2參數(shù)集30MHZ時DAC最大采樣頻率為70.656MHz。
16、根據(jù)權(quán)利要求11的VDSL2發(fā)射機體系結(jié)構(gòu)，如果用系數(shù)0.5，無論從IFFT或單口前后綴存儲RAM來的同樣的發(fā)送數(shù)據(jù)，將被發(fā)送到MAC單元兩次。
17、VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，包含運行快速傅立葉變換的FFT引擎，所述FFT引擎具有
FFT計數(shù)器；
7個階段，除了第一個階段之外，其余每個階段都包含1型蝶型電路和2型蝶型電路；第一階段不包含2型蝶型電路；每個階段有1個階段流程控制生成電路，其為用來減去一些從前面FFT計數(shù)器階段來的固定流程時延的組合邏輯；
其中
對于后6個階段，復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)通過1型和2型蝶型電路，2型蝶型電路的復(fù)向量輸出被乘以旋轉(zhuǎn)因子ROM的輸出，旋轉(zhuǎn)因子ROM的地址通過該階段的流程控制發(fā)生電路產(chǎn)生；
分別從第1、2、4、7階段的輸出提取FFT輸出。
18、根據(jù)權(quán)利要求17的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，F(xiàn)FT引擎的系統(tǒng)時鐘頻率與IFFT引擎一樣。
19、根據(jù)權(quán)利要求18的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，其中1型蝶型電路實現(xiàn)
其中
20、根據(jù)權(quán)利要求18的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，其中2型蝶型電路實現(xiàn)
其中n1＝0，1，2，3及，k1＝0，1，k2＝0，1，及
21、根據(jù)權(quán)利要求20的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步包含一個前后綴剝離模塊，來消除周期前后綴。
22、根據(jù)權(quán)利要求20的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，其中前后綴剝離模塊包含
前后綴剝離狀態(tài)機控制器；
單口加窗采樣SRAM；
單口加窗系數(shù)SRAM；及
乘法加法器
其中
整個接收機路徑有準(zhǔn)備信號驅(qū)動，在幀準(zhǔn)備信號通知每個模塊的幀邊界的時候，來通知下一個模塊去處理新來的數(shù)據(jù)；
第一個接收機加窗數(shù)據(jù)部分將被存儲在一個單口加窗采樣SRAM中，在此期間不向FFT送任何數(shù)據(jù)；
在接收機加窗采樣之后，正常的幀采樣將被推向FFT，不加任何存儲；
在正常幀采樣之后，來了第二個接收機加窗采樣；然后第一個接收機采樣將被從單口加窗采樣SRAM中提出，通過MAC和流程控制，與新來的第二個接收機加窗采樣合并；
重量平衡采樣立即被送到FFT，然后對下一個幀重復(fù)進(jìn)行上述處理。
23、根據(jù)權(quán)利要求22的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，其中接收機加窗處理是
當(dāng)幀開始被接收，第一個丟棄周期前綴，知道我們到達(dá)加窗部分；
然后開始存儲加窗部分，存在單口SRAM中，就在從等待接收幀轉(zhuǎn)換到加窗部分的時候，接收采樣被送到FFT；
然后采樣不存直接斗氣，僅當(dāng)在2NSC采樣末尾，第二個加窗開始，重量平衡開始把存儲的第一個加窗部分提出，于第二個加窗部分合并。
24、根據(jù)權(quán)利要求22或23的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，系統(tǒng)時鐘為141.312MHz，兩倍于有效采樣時鐘70.656MHz，以使能在接收機加窗處理期間使用乘法器運行2個乘法和加法。
25、根據(jù)權(quán)利要求23的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，頻域內(nèi)的相移用現(xiàn)有的頻率均衡器補償，F(xiàn)EQ設(shè)為
26、根據(jù)權(quán)利要求24的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，所有的接收機加窗系數(shù)被固件通過微處理器接口配置，然后存在小的單口SRAM中。
27、根據(jù)權(quán)利要求24的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，其他前后綴剝離邏輯配置參數(shù)也同樣由固件配置。
28、根據(jù)權(quán)利要求17的VDSL2接收機體系結(jié)構(gòu)，F(xiàn)FT計數(shù)器是8kFFT計數(shù)器。
全文摘要
本發(fā)明提出了一個新型的FFT/IFFT流水結(jié)構(gòu)，不僅能對時域采樣(在IFFT之后)，還能把時域的采樣以一個時基序列推向FFT。這個設(shè)計也是基于基2和基22的混合運算法則，減輕了乘法器和加法器的數(shù)目。與其它的例如基4的FFT/IFFT的設(shè)計方法相比，它能最少地使用乘法器、加法器和內(nèi)存。在另一方面，我們的設(shè)計機構(gòu)不僅可以支持不同的VDSL2 profile所需的FFT/IFFT大小，還能利用新型的流水控制機制來減少低速率profile的邏輯轉(zhuǎn)換。這樣就更有效地減少了在低速情況下的功耗，從而使本發(fā)明的數(shù)字芯片在功耗方面可以和ADSL2+一較高下。
文檔編號G06F17/14GK101421721SQ200680053603
公開日2009年4月29日 申請日期2006年12月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月29日
發(fā)明者譚耀龍 申請人:創(chuàng)達(dá)特(蘇州)科技有限責(zé)任公司