專利名稱：一種特定次重復(fù)控制器及控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提出了一種特定次重復(fù)控制器及控制方法，用于(nk士m)次諧波信號(hào)的無(wú) 誤差跟蹤或完全消除，屬于工業(yè)控制的重復(fù)控制器領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
多年來(lái)，周期性信號(hào)的跟蹤和擾動(dòng)抑制補(bǔ)償問(wèn)題一直是眾多研究人員關(guān)注的課 題，而基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制就是一種十分有效的控制手段。一般的重復(fù)控制器采用延 遲時(shí)間τ為Τ。的延遲環(huán)節(jié)的正反饋形式fU/fl-f7^來(lái)構(gòu)造基波周期為Τ。的周期信號(hào)
的內(nèi)模，并將之嵌入控制回路中，從而能夠?qū)υ摲N周期性信號(hào)(包括正弦基波及其各次諧 波)實(shí)施靜態(tài)無(wú)差跟蹤控制或擾動(dòng)消除，由于該類重復(fù)控制器由輸入到輸出的延遲時(shí)間為 基波周期τ。，其響應(yīng)速度相對(duì)較慢，并且實(shí)際當(dāng)中重復(fù)控制器多以數(shù)字方式ζ-Ν/(ι-ζ-Ν)(其 中N = T。/Ts為整數(shù)，Ts為采樣時(shí)間)實(shí)現(xiàn)該周期性信號(hào)的內(nèi)模，其所占用的內(nèi)存單元數(shù)目 至少為N。然而在一些實(shí)際應(yīng)用中，需要跟蹤或消除的諧波只局限于特定的某些頻率，例如 三相整流負(fù)載給電源系統(tǒng)所造成的諧波污染絕大部分集中于6k± l(k= = 1,2,...)次諧 波頻率處，而單相整流負(fù)載給電源系統(tǒng)所造成的諧波污染絕大部分集中于4k± l(k= = 1， 2,...)次諧波頻率(即奇次諧波頻率)處。若采用一般的重復(fù)控制器來(lái)消除這類(nk士m) 次諧波，會(huì)出現(xiàn)周期性擾動(dòng)消失非常緩慢的現(xiàn)象，往往無(wú)法滿足實(shí)際系統(tǒng)對(duì)控制性能的要 求。若能提出新的重復(fù)控制器只針對(duì)這些頻率進(jìn)行補(bǔ)償，通過(guò)改造控制器中信號(hào)的內(nèi)模，將 其控制延遲時(shí)間縮短，將能夠大大提高系統(tǒng)消除擾動(dòng)的速度，并大大減少其數(shù)字實(shí)現(xiàn)所需 占用的存儲(chǔ)空間。因此仍有必要對(duì)重復(fù)控制技術(shù)做進(jìn)一步的研究。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問(wèn)題本發(fā)明的目的是提出一種特定次重復(fù)控制器及控制方法，該重復(fù)控制 器只針對(duì)(nk士m)次諧波信號(hào)進(jìn)行完全跟蹤或消除，其跟蹤或消除諧波信號(hào)的速度要遠(yuǎn)快 于一般的重復(fù)控制器，且其數(shù)字實(shí)現(xiàn)所占用的存儲(chǔ)空間更少，其性價(jià)比大大提升。技術(shù)方案本發(fā)明為實(shí)現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案本發(fā)明一種特定次重復(fù)控制器，包括重復(fù)控制增益模塊、負(fù)前饋增益模塊、正前饋 增益模塊、加法環(huán)、二個(gè)減法環(huán)和三個(gè)相同的時(shí)間延遲模塊，其中重復(fù)控制增益模塊的輸出 端分別接加法環(huán)和負(fù)前饋增益模塊的輸入端，加法環(huán)的輸出端串接第一時(shí)間延遲模塊后分 別接第二時(shí)間延遲模塊和正前饋增益模塊的輸入端，負(fù)前饋增益模塊的輸出端串接第三時(shí) 間延遲模塊后接第二減法環(huán)的負(fù)輸入端，第二時(shí)間延遲模塊的輸出端接第一減法環(huán)的負(fù)輸 入端，正前饋增益模塊的輸出端接第一減法環(huán)的正輸入端，第一減法環(huán)的輸出端接第二減 法環(huán)的正輸入端，第二減法環(huán)的輸出端接加法環(huán)的輸入端。優(yōu)選地，所述三個(gè)相同的時(shí)間延遲模塊的輸出端分別串接低通濾波器，所述第二 減法環(huán)的輸出端串接相位超前補(bǔ)償模塊。
優(yōu)選地，所述時(shí)間延遲模塊為模擬或數(shù)字時(shí)間延遲模塊。一種特定次重復(fù)控制器的控制方法如下重復(fù)控制增益模塊將重復(fù)控制器的輸入量經(jīng)過(guò)重復(fù)控制增益得到重復(fù)控制增益 模塊輸出量，通過(guò)調(diào)節(jié)重復(fù)控制增益實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)所述重復(fù)控制器跟蹤或消除特定次諧波的速 度；負(fù)前饋增益模塊將重復(fù)控制增益模塊輸出量經(jīng)過(guò)負(fù)前饋增益得到負(fù)前饋增益模 塊輸出量，負(fù)前饋增益中參數(shù)按所要跟蹤或消除的諧波頻率次數(shù)確定；加法環(huán)將重復(fù)控制增益模塊輸出量與重復(fù)控制器的輸出量相加得到加法環(huán)輸出 量；第一時(shí)間延遲模塊將加法環(huán)輸出量延遲輸出；第二時(shí)間延遲模塊將第一時(shí)間延遲模塊延遲輸出的加法環(huán)輸出量再延遲輸出；第三時(shí)間延遲模塊將負(fù)前饋增益模塊輸出量延遲輸出；正前饋增益模塊將第一時(shí)間延遲模塊延遲輸出的加法環(huán)輸出量經(jīng)過(guò)正前饋增益 得到正前饋增益模塊輸出量，正前饋增益中參數(shù)按所要跟蹤或消除的諧波頻率次數(shù)確定， 與負(fù)前饋增益模塊配合即可實(shí)現(xiàn)跟蹤或消除特定次諧波；第一減法環(huán)將第二時(shí)間延遲模塊的輸出量與正前饋增益模塊輸出量相減后輸 出；第二減法環(huán)將第一減法環(huán)輸出量與第三時(shí)間延遲模塊相減得到重復(fù)控制器的輸出量。優(yōu)選地，所述時(shí)間延遲模塊為模擬或數(shù)字時(shí)間延遲模塊，則所述重復(fù)控制器傳遞 函數(shù)如下
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綜合上述兩式，所以本發(fā)明提出的特定次諧波重復(fù)控制器包含頻率為(nk士m) ω。 的極點(diǎn)，因此亦稱(nk士m)次諧波重復(fù)控制器。 優(yōu)選地，所述三個(gè)相同的時(shí)間延遲模塊的輸出端分別串接低通濾波器QO進(jìn)行濾 波，所述第二減法環(huán)的輸出端串接相位超前補(bǔ)償模塊AO進(jìn)行相位超前補(bǔ)償，則其重復(fù)控 制器傳遞函數(shù)如下 有益效果1、本發(fā)明所提出的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器專門針對(duì)(nk士m)次諧波信號(hào)進(jìn)行 無(wú)誤差跟蹤或擾動(dòng)消除，可以根據(jù)消除諧波擾動(dòng)信號(hào)或跟蹤參考信號(hào)的實(shí)際需求，定制不 同的η和m的數(shù)值。如針對(duì)三相逆變中消除(6k士 1)次諧波及跟蹤基波參考信號(hào)的需要， 只需令η = 6和m = 1即可；對(duì)單相逆變中消除奇次諧波及跟蹤基波參考信號(hào)的需要，只需 令n = 4和m= ι即可。與一般的重復(fù)控制器相比，其消除擾動(dòng)的速度大大提高。2、(nk士m)次諧波重復(fù)控制器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)所需存儲(chǔ)單元的數(shù)目也大大低于一般的 數(shù)字重復(fù)控制器。3、(nk士m)次諧波重復(fù)控制器給出了重復(fù)控制器的一種通用表達(dá)式，統(tǒng)一了多 種重復(fù)控制器，如文獻(xiàn) Keliang Zhou 等所著的 “Zero-phase Odd-harmonic Repetitive Controller fora Single-phase PWM Inverter", IEEE Trans, on Power Electronics, Vol. 21,No. l，pp. 193-201,2006 —文中所應(yīng)用的奇次諧波重復(fù)控制器是本發(fā)明(nk士m)次 諧波重復(fù)控制器當(dāng)η = 4和m = 1時(shí)的特例；而一般的重復(fù)控制器可由本發(fā)明(nk士m)次 諧波重復(fù)控制器令η = 1和m = 0得到。4、(nk士m)次諧波重復(fù)控制器用來(lái)消除nk+m和nk-m這兩種頻率之比不為整數(shù)倍 關(guān)系的擾動(dòng)時(shí)只需要一種時(shí)間延遲環(huán)節(jié)來(lái)構(gòu)造擾動(dòng)信號(hào)內(nèi)模，因此簡(jiǎn)化了重復(fù)控制器中時(shí) 間延遲環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。


圖1是本發(fā)明提出的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器。圖2是圖1的數(shù)字實(shí)現(xiàn)形式，為(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器。圖3是在圖1基礎(chǔ)上加入低通濾波環(huán)節(jié)和相位超前補(bǔ)償環(huán)節(jié)的改進(jìn)的(nk士m)次 諧波重復(fù)控制器。圖4是圖3的數(shù)字實(shí)現(xiàn)形式，為改進(jìn)的(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器。圖5是改進(jìn)的(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器疊加一般反饋控制器的控制系統(tǒng)結(jié) 構(gòu)框圖。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合附圖對(duì)發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明所提出的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，其傳遞函數(shù) 為 其中c(s)為重復(fù)控制器的輸出量，e(s)為重復(fù)控制器的輸入量亦即控制系統(tǒng)的 控制誤差量，kr為重復(fù)控制增益，T0為基波周期，T。= 2 π / ω。= 1/f。，f。為基波頻率，ω。 為基波角頻率，n、k和m為不小于零的整數(shù)且η興0，n >m。通過(guò)調(diào)節(jié)增益系數(shù)&的數(shù)值， 可以改變系統(tǒng)的收斂速度，b越大，系統(tǒng)收斂的速度越快，但&過(guò)大會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)超出穩(wěn)定范圍，所以&只能在一定范圍內(nèi)提高系統(tǒng)的收斂速度。圖丨中的三個(gè)延遲環(huán)節(jié)完全相同，其 延遲時(shí)間τ都等于基波周期Τ。的η分之一，最長(zhǎng)延遲時(shí)間路徑由兩個(gè)上述延遲環(huán)節(jié)組成， 因此其總延遲時(shí)間為(2Τ。/η) <<Τ。，因此在重復(fù)控制增益&相同的情況下，本重復(fù)控制器 的響應(yīng)速度要比一般的重復(fù)控制器快得多，這是(nk士m)次諧波重復(fù)控制器的一大優(yōu)點(diǎn)。
由于本發(fā)明圖1所示的重復(fù)控制器的傳遞函數(shù)可改寫如下 上式要求m興0;當(dāng)m = 0時(shí)，消除(nk士m)次諧波的重復(fù)控制器傳遞函數(shù)可以化 成如下形式 綜合上述兩式，因此可得圖1所示的重復(fù)控制器的極點(diǎn)在頻率為(nk士m) ω。處， 即極點(diǎn)頻率為 πιω。，(η 士 m) ω。，(2η 士 m) ω。，··.，(in 士 m) ω?！?· ·(其中 i = 1，2，3· · ·)。由 于該重復(fù)控制器在頻率為(nk士m) ω。處的增益為無(wú)窮大，因此能夠徹底消除控制誤差e(s) 中的頻率為(nk士m) ω。的諧波分量，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)(nk士m)次諧波擾動(dòng)的完全消除或無(wú)誤差 跟蹤，故將該重復(fù)控制器，即本發(fā)明提出的特定次諧波重復(fù)控制器，稱為(nk士m)次諧波重 復(fù)控制器。實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，可針對(duì)不同場(chǎng)合的需求，賦予m和η以不同的數(shù)值，即可實(shí)現(xiàn)對(duì) 特定(nk士m)次諧波的無(wú)誤差跟蹤或擾動(dòng)抑制。例如對(duì)于三相逆變器帶三相整流負(fù)載的情 況，由于其諧波主要集中在(6k 士 1)次(即5、7、11、13等次)諧波頻率分量處，且常需要對(duì) 基波參考信號(hào)進(jìn)行跟蹤，所以只需令η = 6和m = 1，就可實(shí)現(xiàn)對(duì)基波參考信號(hào)的無(wú)誤差跟蹤和對(duì)(6k士 1)次諧波的完全消除；對(duì)于單相逆變器帶單相整流負(fù)載的情況，由于其諧波 主要集中在(4k士 1)次(即3、5、7、9等奇次)頻率分量處，且常需要對(duì)基波參考信號(hào)進(jìn)行 跟蹤，所以只需令η = 4和m = 1，就可實(shí)現(xiàn)對(duì)基波參考信號(hào)的無(wú)誤差跟蹤和對(duì)奇次諧波的 完全消除。 實(shí)際當(dāng)中重復(fù)控制器多以數(shù)字方式加以實(shí)現(xiàn)并得以應(yīng)用。圖1所示的重復(fù)控制器 所對(duì)應(yīng)的數(shù)字實(shí)現(xiàn)如圖2所示，其傳遞函數(shù)為 其中C(Z)為重復(fù)控制器的輸出量，e(z)為重復(fù)控制器的輸入量亦即控制系統(tǒng)的 控制誤差量，kr為重復(fù)控制增益，N = T。/Ts為整數(shù)，T0為基波周期，T。= 2 π / ω。= 1/f。，fo 為基波頻率，ω。為基波角頻率，Ts為采樣周期，n、k和m為不小于零的整數(shù)且η興0，η > m。圖2中的三個(gè)時(shí)間延遲環(huán)節(jié)完全相同，占用的內(nèi)存單元數(shù)目都為Ν/η，因此其總內(nèi)存單元 數(shù)目為(3Ν/η)，因此(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器占用的存儲(chǔ)空間比一般的數(shù)字重復(fù)控 制器要少得多，這是(nk士m)次諧波重復(fù)控制器另一大優(yōu)點(diǎn)。在實(shí)際應(yīng)用中，為提高控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾能力，通常需要對(duì)圖1或圖2中 的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器加以改進(jìn)，改進(jìn)的方法是在重復(fù)控制器中加入低通濾波器環(huán) 節(jié)Q(S)或Q(Z)和相位超前補(bǔ)償環(huán)節(jié)A(S)或A(z)，如圖3和圖4所示，其中圖4是圖3的 數(shù)字實(shí)現(xiàn)形式。圖3所示的改進(jìn)的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器的傳遞函數(shù)可以寫成如下形 式 式
圖4所示的改進(jìn)的(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器的傳遞函數(shù)可以寫成如下形 本發(fā)明的(nk士m)次諧波重復(fù)控制器可以以插入或級(jí)聯(lián)方式加入到一般的反饋 控制系統(tǒng)中用于消除控制誤差當(dāng)中的(nk士m)次諧波分量。下面以將(nk士m)次諧波數(shù)字 重復(fù)控制器以插入方式加入到一般反饋系統(tǒng)中為例，介紹本發(fā)明所提出的(nk士m)次諧波 重復(fù)控制器的具體實(shí)施方式
。圖5所示是將改進(jìn)的(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器加入到 一般反饋控制系統(tǒng)中的結(jié)構(gòu)框圖，其中G (Z)為改進(jìn)的(nk士m)次諧波數(shù)字重復(fù)控制器， Gc(z)為常規(guī)反饋控制器，Gs (ζ)為控制對(duì)象，yd (ζ)為系統(tǒng)的參考輸入且一般為基波參考信 號(hào)，y (ζ)為系統(tǒng)實(shí)際輸出，e (ζ)為參考與實(shí)際信號(hào)的誤差同時(shí)也是重復(fù)控制器Grc(Z)的輸 入信號(hào)，c(Z)為重復(fù)控制器Grc(ζ)的輸出信號(hào)同時(shí)也與誤差信號(hào)e(z)相加后一起作為常規(guī)反饋控制器G。(ζ)的輸入，u (ζ)為常規(guī)反饋控制器G。(ζ)的輸出信號(hào)同時(shí)也是控制對(duì)象 Gs(Z)的輸入信號(hào)，d(z)為系統(tǒng)的擾動(dòng)輸入信號(hào)，它與控制對(duì)象Gs (ζ)的輸出信號(hào)相加形成 實(shí)際輸出信號(hào)y (ζ)。
權(quán)利要求
一種特定次重復(fù)控制器，其特征在于包括重復(fù)控制增益模塊、負(fù)前饋增益模塊、正前饋增益模塊、加法環(huán)、二個(gè)減法環(huán)和三個(gè)相同的時(shí)間延遲模塊，其中重復(fù)控制增益模塊的輸出端分別接加法環(huán)和負(fù)前饋增益模塊的輸入端，加法環(huán)的輸出端串接第一時(shí)間延遲模塊后分別接第二時(shí)間延遲模塊和正前饋增益模塊的輸入端，負(fù)前饋增益模塊的輸出端串接第三時(shí)間延遲模塊后接第二減法環(huán)的負(fù)輸入端，第二時(shí)間延遲模塊的輸出端接第一減法環(huán)的負(fù)輸入端，正前饋增益模塊的輸出端接第一減法環(huán)的正輸入端，第一減法環(huán)的輸出端接第二減法環(huán)的正輸入端，第二減法環(huán)的輸出端接加法環(huán)的輸入端。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種特定次重復(fù)控制器，其特征在于所述三個(gè)相同的時(shí)間延 遲模塊的輸出端分別串接低通濾波器，所述第二減法環(huán)的輸出端串接相位超前補(bǔ)償模塊。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的一種特定次重復(fù)控制器，其特征在于所述時(shí)間延遲模塊 為模擬或數(shù)字時(shí)間延遲模塊。
4.一種基于權(quán)利要求1所述的一種特定次重復(fù)控制器的控制方法，其特征在于所述方 法如下重復(fù)控制增益模塊將重復(fù)控制器的輸入量經(jīng)過(guò)重復(fù)控制增益得到重復(fù)控制增益模塊 輸出量，通過(guò)調(diào)節(jié)重復(fù)控制增益實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)所述重復(fù)控制器跟蹤或消除特定次諧波的速度；負(fù)前饋增益模塊將重復(fù)控制增益模塊輸出量經(jīng)過(guò)負(fù)前饋增益得到負(fù)前饋增益模塊輸 出量，負(fù)前饋增益中參數(shù)按所要跟蹤或消除的諧波頻率次數(shù)確定；加法環(huán)將重復(fù)控制增益模塊輸出量與重復(fù)控制器的輸出量相加得到加法環(huán)輸出量；第一時(shí)間延遲模塊將加法環(huán)輸出量延遲輸出；第二時(shí)間延遲模塊將第一時(shí)間延遲模塊延遲輸出的加法環(huán)輸出量再延遲輸出；第三時(shí)間延遲模塊將負(fù)前饋增益模塊輸出量延遲輸出；正前饋增益模塊將第一時(shí)間延遲模塊延遲輸出的加法環(huán)輸出量經(jīng)過(guò)正前饋增益得到 正前饋增益模塊輸出量，正前饋增益中參數(shù)按所要跟蹤或消除的諧波頻率次數(shù)確定，與負(fù) 前饋增益模塊配合即可實(shí)現(xiàn)跟蹤或消除特定次諧波；第一減法環(huán)將正前饋增益模塊輸出量與第二時(shí)間延遲模塊的輸出量相減后輸出；第二減法環(huán)將第一減法環(huán)輸出量與第三時(shí)間延遲模塊相減得到重復(fù)控制器的輸出量。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的一種特定次重復(fù)控制器的控制方法，其特征在于所述時(shí)間延 遲模塊為模擬或數(shù)字時(shí)間延遲模塊，則所述重復(fù)控制器傳遞函數(shù)如下 其中c()為重復(fù)控制器的輸出量，e()為重復(fù)控制器的輸入量亦即控制系統(tǒng)的控制誤差量，kr為重復(fù)控制增益，ζ為離散時(shí)間系統(tǒng)的ζ變換的變量，s為連續(xù)時(shí)間系統(tǒng)的拉普拉斯(Laplace)變量，N = T。/Ts為整數(shù)，Τ。為基波周期，Τ。= 2π/ω。= 1/f。，f。為基波頻率，ω。為基波角頻率，Ts為采樣周期，n、k和m為不小于零的整數(shù)且η興0，η > m。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的一種特定次重復(fù)控制器的控制方法，其特征在于采用模擬時(shí)間延遲模塊，消除(nk士m)次諧波的重復(fù)控制器傳遞函數(shù)可以化成如下形式 上式要求m興0;當(dāng)m = 0時(shí)，消除(nk士m)次諧波的重復(fù)控制器傳遞函數(shù)如下
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的一種特定次重復(fù)控制器的控制方法，其特征在于所述三個(gè)相 同的時(shí)間延遲模塊的輸出端分別串接低通濾波器QO進(jìn)行濾波，所述第二減法環(huán)的輸出端 串接相位超前補(bǔ)償模塊AO進(jìn)行相位超前補(bǔ)償，則其重復(fù)控制器傳遞函數(shù)如下
全文摘要
本發(fā)明公布了一種特定次重復(fù)控制器及控制方法，所述控制器包括重復(fù)控制增益模塊、負(fù)前饋增益模塊、正前饋增益模塊、加法環(huán)、二個(gè)減法環(huán)和三個(gè)時(shí)間延遲模塊。所述方法為通過(guò)一條主路徑，正、負(fù)前饋路徑各一條和一條正反饋路徑的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)無(wú)誤差跟蹤或消除(nk±m(xù))次諧波，其中按所要跟蹤或消除的諧波頻率次數(shù)確定正、負(fù)前饋增益模塊的參數(shù)，通過(guò)重復(fù)控制增益模塊調(diào)節(jié)消除誤差的速度。本發(fā)明優(yōu)點(diǎn)在于消除誤差的速度更快，且數(shù)字化實(shí)現(xiàn)時(shí)需要的存儲(chǔ)單元更少，并且提供了通用的重復(fù)控制器表達(dá)形式。為提高控制系統(tǒng)穩(wěn)定性和抗干擾能力，還給出了加入低通濾波器和相位超前補(bǔ)償器的改進(jìn)的(nk±m(xù))次諧波重復(fù)控制器以滿足實(shí)際應(yīng)用的要求。
文檔編號(hào)G05B11/32GK101887238SQ20101021133
公開(kāi)日2010年11月17日 申請(qǐng)日期2010年6月25日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月25日
發(fā)明者盧聞州, 周克亮, 楊云虎 申請(qǐng)人:東南大學(xué)