專利名稱：Dc-dc變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及應用于各種電子設(shè)備中、輸入電池等的直流電壓并向負載供給受控制的直流電壓的DC-DC變換器，尤其涉及可通過輸入輸出不反轉(zhuǎn)進行升壓降壓的DC-DC變換器。
背景技術(shù)：
作為把通過輸入輸出不反轉(zhuǎn)(輸入直流電壓和輸出直流電壓的極性相同)對從電池等的直流電源輸入的直流電壓升壓或降壓而得到的直流電壓供給負載的DC-DC變換器的已有例子，有圖10的(a)和(b)所示的已有技術(shù)(參考特公昭58-40913號公報)。所謂升壓是輸出比輸入直流電壓高的輸出直流電壓，所謂降壓則與其相反。圖10(a)是表示原來的DC-DC變換器的構(gòu)成的電路圖，圖10(b)是表示其動作的波形圖。
如圖10(a)所示，該DC-DC變換器上連接電壓Ei的輸入直流電源31，設(shè)置由第一開關(guān)32、第一二極管33和電感34構(gòu)成的降壓變換器部、由共有電感34的第二開關(guān)35和第二二極管36構(gòu)成的升壓變換器部以及輸出電容37。電容3 7的電壓Eo作為輸出直流電壓施加到負載38上。
如圖10(b)所示，第一開關(guān)32和第二開關(guān)35按相同的切換周期T執(zhí)行接通斷開動作。第一開關(guān)32和第二開關(guān)35在1個切換周期的各自的接通時間的比例設(shè)為時間比率δ1、時間比率δ2。如圖所示，時間比率δ1大于時間比率δ2(δ1＞δ2)。
第一開關(guān)32和第二開關(guān)35一起接通時，輸入直流電源31的電壓Ei施加到電感34。該施加時間是時間比率δ2與切換周期T之積(δ2·T)。此時，從輸入直流電源31向電感34流過電流，存儲磁性能。接著，第二開關(guān)35斷開時，第二二極管36導通，向電感34施加輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo之差(Ei-Eo)。其施加時間是時間比率δ1與切換周期T之積和時間比率δ2與切換周期T之積的差(δ1·T-δ2·T)。該施加時間中，經(jīng)電感34從輸入直流電源31向電容37流過電流。另外，第一開關(guān)32斷開時，第一二極管33導通，按相反方向向電感34施加輸出直流電壓Eo。其施加時間是時間(T-δ1·T)，從電感34向電容37流過電流，釋放存儲的磁性能。
如上所述，通過反復磁性能的存儲和釋放操作，從輸出電容37向負載38供電。在電感34的磁性能的存儲和釋放均衡的穩(wěn)定動作狀態(tài)中，如式(1)所示，對電感34的施加電壓和施加時間之積的和為零。
Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·T-δ2·T)-Eo(T-δ1·T)＝0(1)整理該式，得到式(2)所示的變換特性式。
Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (2)時間比率δ2為零時(δ2＝0)，輸出直流電壓Eo和輸入直流電壓Ei之比Eo/Ei為δ1(Eo/Ei＝δ1)，作為降壓變換器動作。時間比率δ1為1時(δ1＝1)，比Eo/Ei為1/(1-δ2)(Eo/Ei＝1/(1-δ2))，作為升壓變換器動作。通過分別控制第一和第二開關(guān)32，35的時間比率可將輸入輸出的電壓比δ1/(1-δ2)從0設(shè)定到無限大。即，理論上，DC-DC變換器可作為能夠得到任意的輸入直流電壓Ei到任意的輸出直流電壓Eo的升降壓變換器動作。
上述的DC-DC變換器的控制例如由圖11(a)所示的具有控制電路50的DC-DC變換器進行(參考美國專利4395675號公報)。為說明簡便，圖11(a)所示的電路圖是將美國專利4395675號公報的圖9記載的電路替換適用于圖10(a)所示的構(gòu)成的DC-DC變換器得到的。各部的動作波形如圖11(b)所示。下面參考圖11(b)說明圖11(a)所示的DC-DC變換器的動作。
圖11(a)中，控制電路50的基準電壓源40輸出基準電壓Vr，施加到誤差放大器41。誤差放大器41比較輸出直流電壓Eo和基準電壓Vr，輸出第一誤差電壓Ve1。振蕩電路42輸出的規(guī)定周期振蕩的振蕩電壓Vt。偏置電路44以第一誤差電壓Ve1為輸入，向第一誤差電壓Ve1加上規(guī)定的偏置電壓，輸出第二誤差電壓Ve2。
圖11(b)中，表示振蕩電壓Vt、2個誤差電壓Ve1，Ve2以及2個驅(qū)動信號Vg32和驅(qū)動信號Vg35的波形。第一比較器43比較第一誤差電壓Ve1和振蕩電壓Vt，第一誤差電壓Ve1大于振蕩電壓Vt(Ve1＞Vt)期間，輸出為H的驅(qū)動信號Vg35(H表示邏輯電平高)。驅(qū)動信號Vg35為H時，第二開關(guān)35為接通狀態(tài)，為L時，第二開關(guān)35為斷開狀態(tài)(L表示邏輯電平低)。第二比較器45比較第二誤差電壓Ve2和振蕩電壓Vt，第二誤差電壓Ve2大于振蕩電壓Vt(Ve2＞Vt)期間，輸出為H的驅(qū)動信號Vg32。驅(qū)動信號Vg32為H時，第一開關(guān)32為接通狀態(tài)，為L時，第一開關(guān)32為斷開狀態(tài)。
輸入直流電壓Ei遠高于控制目標的輸出直流電壓Eo時，在輸出直流電壓Eo的穩(wěn)定狀態(tài)下，第一誤差電壓Ve1和第二誤差電壓Ve2降低。圖11(b)中，A表示的期間中，第一誤差電壓Ve1一直比振蕩電壓Vt低時，驅(qū)動信號Vg35一直為L，第二開關(guān)35一直為斷開狀態(tài)。另一方面，通過第二誤差電壓Ve2和振蕩電壓Vt的比較設(shè)定的驅(qū)動信號Vg32接通斷開驅(qū)動第一開關(guān)32。即，圖11(b)的A期間中，作為降壓變換器動作。
輸入直流電壓Ei具有控制目標的輸出直流電壓Eo附近的電壓時，如圖11(b)的B表示的期間中那樣，第一誤差電壓Ve1和第二誤差電壓Ve2的波形都與振蕩電壓Vt的波形交叉。因此，第一開關(guān)32由驅(qū)動信號Vg32接通斷開驅(qū)動，第二開關(guān)35由驅(qū)動信號Vg35接通斷開驅(qū)動。即，圖11(b)的B期間中，作為升降壓變換器動作。
另外，輸入直流電壓Ei低于控制對象的輸出直流電壓Eo時，如圖11(b)的C表示的期間那樣，第二誤差電壓Ve2一直比振蕩電壓Vt高時，驅(qū)動信號Vg32一直為H，第一開關(guān)32一直為接通狀態(tài)。另一方面，通過第一誤差電壓Ve1和振蕩電壓Vt的比較設(shè)定的驅(qū)動信號Vg35接通斷開驅(qū)動第二開關(guān)35。即，圖11(b)的C期間中，作為升壓變換器動作。
圖11(b)所示的第一開關(guān)32和第二開關(guān)35的接通斷開的定時與圖10(b)所示的第一開關(guān)32和第二開關(guān)35的接通斷開的定時不同。該差異是由于圖10和圖11所示的控制電路的構(gòu)成和其功能的差異造成的。DC-DC變換器的第一開關(guān)32和第二開關(guān)35的接通斷開的組合基本有第一開關(guān)32和第二開關(guān)35都為接通狀態(tài)、第一開關(guān)32為接通狀態(tài)第二開關(guān)35為斷開狀態(tài)、第一開關(guān)32和第二開關(guān)35都為斷開狀態(tài)的3種。第一開關(guān)32為斷開狀態(tài)第二開關(guān)35為接通狀態(tài)的情況下，電感34短路，與輸入輸出間的電力傳輸無關(guān)，因此回避該動作狀態(tài)。關(guān)于如何組合上述3種動作狀態(tài)，在第一開關(guān)32的接通時間占據(jù)1個切換周期的比例為δ1、第二開關(guān)35的接通時間占據(jù)1個切換周期的比例為δ2時，在流過電感34的電流不為零的條件下，輸入輸出電壓間有下述的式(3)成立。這種情況在圖10(b)的波形間表示的各開關(guān)的接通斷開動作的定時中、在圖11(b)的波形間表示的各開關(guān)的接通斷開動作的定時中都同樣。
Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (3)作為可升降壓的DC-DC變換器的控制方法的其他例子，有美國專利5402060號和美國專利6166527號中公開的方法。這些都是在振蕩電壓和誤差電壓的比較中向振蕩電壓或誤差電壓加上或減去偏置電壓，形成驅(qū)動第一開關(guān)的驅(qū)動信號和驅(qū)動第二開關(guān)的驅(qū)動信號。
上述美國專利4395675號的DC-DC變換器中，需要多個誤差電壓Ve1，Ve2，存在控制電路復雜化的問題。
第一開關(guān)32和第二開關(guān)35都接通斷開動作的升降壓動作時，與降壓動作和升壓動作時相比，出現(xiàn)切換損耗增加的問題。為解決這些，將進行升降壓動作的驅(qū)動變窄，需要將施加到誤差電壓上的偏置電壓設(shè)為接近振蕩電壓的振幅的電壓。但是，偏置電壓為接近振蕩電壓的振幅的電壓時，用于確保降壓動作和升壓動作的控制范圍的誤差電壓的變動幅度增大。因此，控制電路的電源電壓低的情況下，出現(xiàn)設(shè)計困難的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明解決上述問題，目的是提供一種可用簡單結(jié)構(gòu)控制升壓動作、升降壓動作和降壓動作，并且可降低損耗的高效的DC-DC變換器。
為達到上述目的，本發(fā)明的DC-DC變換器是一種升降壓型的DC-DC變換器，包括具有第一開關(guān)的降壓變換器部；具有第二開關(guān)的升壓變換器部；分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的控制部，施加輸入直流電壓并向負載輸出輸出直流電壓。
上述控制部包括將上述輸出直流電壓與規(guī)定的電壓相比并輸出誤差電壓的誤差放大電路、振蕩電路和脈沖寬度控制電路。
上述振蕩電路，作為在第一設(shè)定電壓和比上述第一設(shè)定電壓低的第二設(shè)定電壓之間周期變化的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，生成對應上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓之差的增加上升時間或下降時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例增加的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，生成對應上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓之差的增加上升時間或下降時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例增加的振蕩電壓。
上述脈沖寬度控制電路比較上述誤差電壓和上述振蕩電壓，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓不一致時，進行執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)、接通斷開上述第一開關(guān)的動作的降壓動作模式的控制或進行執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)、接通斷開上述第二開關(guān)的動作的升壓動作模式的控制，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制上述第一開關(guān)的接通斷開時間和上述第二開關(guān)的接通斷開時間。以便控制執(zhí)行一起接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的動作的升降壓動作模式。
本發(fā)明的DC-DC變換器中，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓。
上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓與上述第二設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上述誤差電壓與上述第一設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大。
上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，控制執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)而在此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作的降壓動作模式。上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，控制執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)而在此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升壓動作模式。另外，上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制執(zhí)行在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓低的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)、此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作，而在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓高的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)、此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升降壓動作模式。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路具有通過對應具有規(guī)定周期的脈沖信號充放電輸出上述振蕩電壓的振蕩電容。
上述振蕩電路構(gòu)成為在將上述振蕩電壓維持在上述第二設(shè)定電壓的狀態(tài)時，輸入上述脈沖信號后，充電上述振蕩電容，上述振蕩電壓到達第一設(shè)定電壓時放電上述振蕩電容，將上述振蕩電壓維持在上述第二設(shè)定電壓附近，以使得上述振蕩電壓到達上述第二設(shè)定電壓時不對上述振蕩電容充放電。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為作為在第一設(shè)定電壓和比上述第一設(shè)定電壓低的第二設(shè)定電壓之間周期上升或下降的三角波形狀的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，生成對應上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓之差的增加周期減少的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，生成對應上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓之差的增加周期減少的振蕩電壓。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓。
上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓與上述第二設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上述誤差電壓與上述第一設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大。
上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，控制執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)而在此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作的降壓動作模式。上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，控制執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)而在此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升壓動作模式。另外，上述脈沖寬度控制電路在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制執(zhí)行在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓低的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)、此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作，而在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓高的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)、此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升降壓動作模式。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為無論上述誤差電壓的變化如何，上述振蕩電壓的上升速度都一定，上述誤差電壓越是比上述第一設(shè)定電壓高，上述振蕩電壓的下降速度越快，上述誤差電壓越是比上述第二設(shè)定電壓低，上述振蕩電壓的下降速度越快。
上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為在上述振蕩電壓的下降期間，將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)，將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)，在上述振蕩電壓的上升期間，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓高時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為接通狀態(tài)，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓低時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為斷開狀態(tài)。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓。
上述振蕩電路構(gòu)成為無論上述誤差電壓的變化如何，上述振蕩電壓的下降速度都一定，上述誤差電壓越是比上述第一設(shè)定電壓高，上述振蕩電壓的上升速度越快，上述誤差電壓越是比上述第二設(shè)定電壓低，上述振蕩電壓的上升速度越快。
上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為在上述振蕩電壓的上升期間，將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)，將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)，在上述振蕩電壓的下降期間，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓高時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為接通狀態(tài)，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓低時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為斷開狀態(tài)。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為在上述降壓動作模式中，比較上述誤差電壓和規(guī)定的第三設(shè)定電壓，上述誤差電壓在使上述輸出直流電壓降低的方向上超出上述第三設(shè)定電壓時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的周期越長。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的周期越長。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的下降速度越慢。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的上升速度越慢。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述第三設(shè)定電壓設(shè)定成上述輸入直流電壓越低，越接近上述第二設(shè)定電壓。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述控制部中，在上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓的比較動作中，具有規(guī)定的滯后特性。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例減小。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述控制部中，在上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓的比較動作中，具有規(guī)定的滯后特性。
本發(fā)明的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例減小。
本發(fā)明的DC-DC變換器是一種升降壓型的DC-DC變換器，包括具有第一開關(guān)的降壓變換器部；具有第二開關(guān)的升壓變換器部；分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的控制部，施加輸入直流電壓并向負載輸出輸出直流電壓。
上述控制部比較振蕩電壓和對應上述輸出直流電壓的誤差電壓，在上述振蕩電壓和上述誤差電壓一致時，執(zhí)行送出分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的驅(qū)動信號的升降壓動作。上述控制部在上述振蕩電壓和上述誤差電壓不一致時，執(zhí)行通過上述振蕩電壓和上述誤差電壓的電壓差，將上述第二開關(guān)固定于斷開狀態(tài)并接通斷開控制上述第一開關(guān)的降壓動作，或者將上述第一開關(guān)固定于接通狀態(tài)并接通斷開控制上述第二開關(guān)的升壓動作。
上述構(gòu)成的本發(fā)明的DC-DC變換器通過1個振蕩電路和1個誤差電壓的比較可控制從升壓到升降壓，進而到降壓，從而可簡化控制部的構(gòu)成。


圖1是表示本發(fā)明的實施例1的DC-DC變換器的構(gòu)成的電路圖；圖2是表示本發(fā)明的實施例1的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖3(a)到(c)是表示本發(fā)明的實施例1的DC-DC變換器的控制部的各部的動作的波形圖；圖4是表示本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖5(a)到(c)是表示本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器的控制部的各部的動作的波形圖；圖6是表示本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖7是表示本發(fā)明的實施例4的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖8是表示本發(fā)明的實施例5的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖9是表示本發(fā)明的實施例6的DC-DC變換器的控制部的構(gòu)成的電路圖；圖10(a)是表示原來的DC-DC變換器的構(gòu)成的電路圖；圖10(b)是表示原來的DC-DC變換器的動作的波形圖；圖11(a)是表示原來的DC-DC變換器的構(gòu)成的電路圖；圖11(b)是表示原來的DC-DC變換器的動作的波形圖。
具體實施例方式
參考圖1到圖3說明本發(fā)明的實施例1。
圖1是表示本發(fā)明的實施例1的DC-DC變換器的構(gòu)成的電路圖。圖1中，實施例1的DC-DC變換器50包括降壓變換器部，由連接電壓Ei的輸入直流電源1的P溝道MOSFET構(gòu)成的第一開關(guān)2、作為二極管的第一整流部3和電感4構(gòu)成；升壓變換器部，共用電感4、由N溝道MOSFET所構(gòu)成的第二開關(guān)5和作為二極管的第二整流部6構(gòu)成；輸出電容7。輸出電容7的兩個端子之間的電壓Eo作為輸出直流電壓施加到負載8。
第一開關(guān)2、電感4和第二開關(guān)5串聯(lián)連接，連接在直流電源1的正極1A和負極1B之間。第一開關(guān)2和第二開關(guān)5都接通時，向電感4施加輸入直流電壓Ei。第一整流部3、電感4和第二整流部6串聯(lián)連接，第一整流部3和第二整流部6都接通時，電感4的電壓施加到輸出電容7。
接通斷開控制第一開關(guān)2和第二開關(guān)5的控制部53包括誤差放大電路10、振蕩電路11和脈沖寬度控制電路12。誤差放大電路10檢測輸出直流電壓Eo并輸出誤差電壓Ve。振蕩電路11輸出振蕩電壓Vt。脈沖寬度控制電路12輸入誤差電壓Ve和振蕩電壓Vt，輸出接通斷開驅(qū)動第一開關(guān)2的驅(qū)動電壓Vg2和接通斷開驅(qū)動第二開關(guān)5的驅(qū)動電壓Vg5。
圖2是表示控制部53的誤差放大電路10、振蕩電路11和脈沖寬度控制電路12的詳細構(gòu)成的電路圖。
圖2中，誤差放大電路10具有對基準電壓源100、輸出直流電壓E0進行分壓的2個串聯(lián)連接的電阻101，102；比較基準電壓源的電壓Er和檢測電壓、放大比較結(jié)果的誤差來輸出誤差信號Ve的誤差放大器103。
振蕩電路11具有含有靜電電容C的振蕩電容110和恒流電路111，具有用流向恒流電路111的恒定電流11充電振蕩電容110的PNP晶體管112和PNP晶體管113構(gòu)成的電流鏡電路。具有對輸入直流電壓Ei分壓并輸出第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2的電阻114、二極管115和電阻116的串聯(lián)電路。還具有放電振蕩電容110的NPN晶體管117和NPN晶體管118構(gòu)成的電流鏡電路。具有在第一設(shè)定電壓E1的輸出點上連接基極端子的NPN晶體管130。該NPN晶體管130的發(fā)射極端子與誤差放大器103的輸出端子之間連接電阻131。
PNP晶體管132和PNP晶體管133構(gòu)成的電流鏡電路構(gòu)成為將流過電阻113的電流供給NPN晶體管117和NPN晶體管118構(gòu)成的電流鏡電路。PNP晶體管134向其基極端子施加第二設(shè)定電壓E2，集電極端子連接NPN晶體管117的基極端子。PNP晶體管134的發(fā)射極端子和誤差放大器103的輸出端子之間連接電阻135。比較器136比較第一設(shè)定電壓E1和振蕩電容110的電壓Vt。比較器137比較第二設(shè)定電壓E2和振蕩電容110的電壓Vt。向或非電路138輸入比較器136的輸出，或非電路139與或非電路138一起構(gòu)成觸發(fā)器。
時鐘信號源140向或非電路139輸入輸出周期T的單步脈沖。P溝道MOSFET141由或非電路138的輸出Vx驅(qū)動，短路PNP晶體管112和PNP晶體管113構(gòu)成的電流鏡電路的發(fā)射極-基極。輸入或非電路138的輸出Vx和比較器137的輸出的或非電路142的輸出施加到N溝道MOSFET143的柵極，驅(qū)動它。
經(jīng)N溝道MOSFET143和連接其的電阻144，振蕩電容放電。將或非電路139的輸出施加到柵極并驅(qū)動的N溝道MOSFET145短路NPN晶體管117和NPN晶體管118構(gòu)成的電流鏡電路的基極-發(fā)射極。
脈沖寬度控制電路12具有比較誤差放大器103的輸出電壓Ve和振蕩電容110的電壓Vt的比較器120。該比較器120的輸出Vy和或非電路139的輸出輸入或電路121。比較器120的輸出Vy和或非電路138的輸出Vx輸入與電路122?；螂娐?21的輸出經(jīng)反相器123輸入第一開關(guān)2。為第一開關(guān)2的驅(qū)動電壓Vg2。與電路122的輸出是第二開關(guān)5的驅(qū)動電壓Vg5。
下面說明如上所述構(gòu)成的實施例1的DC-DC變換器的動作。
通過控制部53按相同的切換周期T接通斷開動作。
作為第一開關(guān)2和第二開關(guān)5在1個切換周期的各自的接通時間的比例的時間比率分別設(shè)為δ1、δ2。第二開關(guān)5為接通狀態(tài)的期間第一開關(guān)2也為接通狀態(tài)，時間比率δ1大于時間比率δ2(δ1＞δ2)。為方便說明，不考慮第一整流部和第二整流部的接通狀態(tài)的正方向的壓降。
首先，第一開關(guān)2和第二開關(guān)5一起為接通狀態(tài)時，輸入直流電源1的電壓E i施加到電感4。該施加時間是時間比率δ2與切換周期T之積(δ2·T)。此期間，從輸入直流電源1向電感4流過電流，存儲磁性能。
接著，第一開關(guān)2和第二開關(guān)5一起為斷開狀態(tài)時，第一整流部3和第二整流部6為接通狀態(tài)，按相反方向向電感4施加輸出直流電壓Eo。施加時間用從周期T減去時間比率δ1與周期T之積的值(T-δ1·T)表示，從電感4向輸出電容7流過電流，釋放存儲的磁性能。
最后，第一開關(guān)2為接通狀態(tài)并且第二開關(guān)5為斷開狀態(tài)時，第二整流部6為導通狀態(tài)，向電感4施加輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo之差的電壓(Ei-Eo)。該期間用(δ1·T-δ2·T)表示，經(jīng)電感4從輸入直流電源1向輸出電容7流過電流。
如上所述，通過反復磁性能的存儲和釋放操作，從輸出電容7向負載8供電。在電感4的磁性能的存儲和釋放均衡的穩(wěn)定動作狀態(tài)中，電感4的施加電壓和施加時間之積的和為零，因此下式(4)成立。
Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·T-δ2·T)-Eo(T-δ1·T)＝0 (4)整理上述式(4)，得到下面式(5)所示的變換特性式。
Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (5)從上述的式(5)的變換特性式可知，通過控制時間比率δ1、δ2，理論上可從輸入直流電壓Ei得到任意的輸出直流電壓Eo，DC-DC變換器可用作升降壓變換器動作。
第二開關(guān)5一直為斷開狀態(tài)的時間比率δ2為零時(δ2＝0)，如下面的式(6)所示，為作為降壓變換器動作的降壓動作模式。
Eo/Ei＝δ1 (6)第一開關(guān)2一直為接通狀態(tài)的時間比率δ1為1時(δ1＝1)，如下面的式(7)所示，為作為升壓變換器動作的升壓動作模式。
Eo/Ei＝1/(1-δ2)(7)從圖3(a)到(c)是表示圖2所示的控制部53的各部的的波形的圖。圖3(a)到(c)中，表示來自時鐘信號源140的脈沖輸出Vc、振蕩電容110的振蕩電壓Vt、來自誤差放大電路10的誤差電壓Ve、或非電路138的輸出Vx、脈沖寬度控制電路12的比較器120的輸出Vy、或電路121的輸出V121以及第二開關(guān)5的驅(qū)動電壓Vg5的波形。另外，圖3中，不表示第一開關(guān)2的驅(qū)動電壓Vg2，而表示作為其反轉(zhuǎn)電壓的或電路121的輸出V121是由于下面的理由。
第一開關(guān)2是P溝道MOSFET，因此施加到柵極的驅(qū)動電壓Vg2為L(邏輯電平的低)時接通，為H(邏輯電平的高)時斷開。因此，表示接通斷開狀態(tài)的波形的含義與像通常的開關(guān)那樣的L為斷開、H為接通時相反，恐怕引起混亂。圖2中取比較器120的輸出Vy和或非電路139的輸出的邏輯非與來作為驅(qū)動電壓Vg2，但為容易理解，圖3表示出或電路121的輸出V121，作為或電路121和反相器123組成的構(gòu)成。即，圖3中，通過表示或電路121的輸出V121，第一開關(guān)2的接通斷開狀態(tài)為由H表示接通、由L表示斷開，可容易理解。圖3的(a)表示振蕩電壓Vt大于誤差電壓Ve的情況，(b)表示振蕩電壓Vt和誤差電壓Ve交叉的情況，即存在一致性的情況，(c)表示振蕩電壓Vt小于誤差電壓Ve的情況。
參考圖2和圖3說明控制部53的動作。為方便說明，二極管的正方向的壓降，即處于接通狀態(tài)的NPN晶體管的基極-發(fā)射極間的電壓與PNP晶體管的基極-發(fā)射極間的電壓相等，用電壓Vd表示它。電壓Vd等于第一設(shè)定電壓與第二設(shè)定電壓之差。
關(guān)于誤差放大電路10輸出的誤差電壓Ve，在用電阻102分壓輸出直流電壓Eo而檢測出的電壓高于基準電壓源100的基準電壓Er時，誤差電壓Ve下降，在低于基準電壓源100的基準電壓Er時，誤差電壓Ve上升。即，輸入直流電壓Ei增高或負載8減輕而使輸出直流電壓Eo上升時，誤差電壓Ve下降。相反，輸入直流電壓Ei降低或負載8加重而使輸出直流電壓Eo下降時，誤差電壓Ve上升。圖3的(a)表示誤差電壓Ve低于振蕩電壓Vt的狀態(tài)，是輸入直流電壓Ei高于輸出直流電壓Eo的情況。圖3的(b)表示誤差電壓Ve和振蕩電壓Vt的波形交叉的狀態(tài)，是輸入直流電壓Ei接近輸出直流電壓Eo的情況。圖3的(c)表示誤差電壓Ve高于振蕩電壓Vt的狀態(tài)，是輸入直流電壓Ei低的情況。
振蕩電路11的振蕩電容110在第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2(E2＜E1)之間充放電，輸出振蕩電壓Vt，該充電期間從接收來自時鐘信號源140的脈沖信號Vc開始。
首先，或非電路139輸出L，與或非電路139組合構(gòu)成觸發(fā)器的或非電路138的輸出為H。因此FET141為斷開狀態(tài)，恒流源111的電流I1經(jīng)PNP晶體管112和PNP晶體管113的電流鏡電路流向振蕩電容110，充電振蕩電容110。FET143為斷開狀態(tài)，因此不進行電阻144的放電。但是，F(xiàn)ET145為斷開狀態(tài)，因此通過NPN晶體管117和NPN晶體管118的電流鏡電路的放電電流由誤差電壓Ve決定。
如圖3(b)所示，誤差電壓Ve在第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2之間時，NPN晶體管130和PNP晶體管134都為斷開狀態(tài)。因此，從振蕩電容110放電的電流不經(jīng)過NPN晶體管117和NPN晶體管118構(gòu)成的電流鏡電路，振蕩電容110用恒留I1充電。因此，振蕩電容11 0的充電速度，即振蕩電壓Vt的上升速度一定。
如圖3(a)所示，誤差電壓Ve低于第二設(shè)定電壓E2時，PNP晶體管134為斷開狀態(tài)，但NPN晶體管130為接通狀態(tài)，向電阻131流過電流。向電阻131施加從第一設(shè)定電壓E1減去電壓Vd和誤差電壓Ve得到的電壓(E1-Vd-Ve)。第二設(shè)定電壓E2等于第一設(shè)定電壓E1與電壓Vd之差(E2＝E1-Vd)，因此電阻131的電阻值為R131時，向電阻131流過的電流為用式(E2-Ve)/R131計算得到的值。該電流從振蕩電容110流經(jīng)包含PNP晶體管132和PNP晶體管133的電流鏡電路以及包含NPN晶體管117和NPN晶體管118的電流鏡電路，振蕩電容110放電。但是該電流設(shè)定成即便電壓Ve為最低時也不大于恒流I1。因此振蕩電容110用下式(8)表示的電流I131充電。
I131＝I1-(E2-Ve)/R131 (8)誤差電壓Ve越比第二設(shè)定電壓E2小，充電電流I131越減少，振蕩電容110的充電速度，即振蕩電壓Vt的上升速度變慢。
如圖3(c)所示，誤差電壓Ve高于第一設(shè)定電壓E1時，NPN晶體管130為斷開狀態(tài)，但PNP晶體管134為接通狀態(tài)，向電阻135流過電流。向電阻135施加用式(Ve-(E2+Vd))表示的電壓。第一設(shè)定電壓E1等于第二設(shè)定電壓E2與電壓Vd之和(E1＝E2+Vd)，因此電阻135的電阻值為R135時，向電阻135流過的電流為用式(Ve-E1)/R135表示的值。該電流流經(jīng)包含NPN晶體管117和NPN晶體管118的電流鏡電路，振蕩電容110放電。但是該電流設(shè)定成即便誤差電壓Ve為最高時也不大于恒流I1。因此振蕩電容110用下式(9)表示的電流I135充電。
I135＝I1-(Ve-E1)/R135 (9)誤差電壓Ve越比第一設(shè)定電壓E1大，充電電流I135越減少，振蕩電容110的充電速度，即振蕩電壓Vt的上升速度變慢。
進行振蕩電容110的充電，振蕩電壓Vt到達第一設(shè)定電壓E1時，比較器136的輸出為H，觸發(fā)器的或非電路138的輸出Vx為L。同時，或非電路139的輸出Vx為H。輸出Vx為L時的FET141為接通狀態(tài)，PNP晶體管113為斷開狀態(tài)，停止對振蕩電容110的充電電流?；蚍请娐?42的輸出為H，因此FET143為接通狀態(tài)，用電阻144放電振蕩電容110。從或非電路139接收H的輸出的FET145為接通狀態(tài)。因此，NPN晶體管118為斷開狀態(tài)，停止NPN晶體管118對振蕩電容110的放電。因此，振蕩電容110僅經(jīng)電阻144放電，振蕩電壓Vt下降。
進行振蕩電容110的放電，振蕩電壓Vt到達第二設(shè)定電壓E2時，比較器137的輸出為H，或非電路142的輸出為L，因此FET143為斷開狀態(tài)，停止振蕩電容110的放電。該狀態(tài)下，振蕩電容110不充電也不放電，振蕩電壓Vt維持比第二設(shè)定電壓E2稍低的電壓。該狀態(tài)中，等待從時鐘信號源140輸入下一脈沖信號。輸入來自時鐘信號源140的脈沖信號時，反轉(zhuǎn)或非電路138和或非電路139構(gòu)成的觸發(fā)器的輸出。由此，再次開始充電。
如上所述，振蕩電容110在第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2之間充放電，輸出振蕩電壓Vt。第一實施例的情況下，第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2的電位差為Vd，因此振蕩電壓Vt的上升期間Tc由下式(10)～(12)表示。
Ve＜E2時Tc-C·R131·Vd/(E2-Ve) (10)E2≤Ve≤E1時Tc＝C·Vd/I1(11)Ve＞E1時Tc＝C·R135·Vd/(Ve-E1) (12)在脈沖寬度控制電路12中，比較器120的輸出Vy和或非電路139的輸出輸入或電路121得到的邏輯或的輸出V121輸入反相器123并反轉(zhuǎn)，得到輸出的驅(qū)動電壓Vg2。驅(qū)動電壓Vg2為H是在輸出Vx為H的振蕩電壓Vt的上升期間中，并且是輸出Vy為L的電壓Ve比振蕩電壓Vt小的期間(Ve＜Vt)。即，第一開關(guān)2為斷開狀態(tài)僅在振蕩電壓Vt的上升期間內(nèi)的上述(Ve＜Vt)的期間。
另一方面，比較器120的輸出Vy和或非電路139的輸出輸入與電路122，得到作為邏輯與的驅(qū)動電壓Vg5。驅(qū)動電壓Vg5為H是在輸出Vx為H的振蕩電壓Vt的上升期間中，并且是輸出Vy為H的電壓Ve比電壓Vt大的期間(Ve＞Vt)。即，第二開關(guān)5為接通狀態(tài)僅在振蕩電壓Vt的上升期間內(nèi)的上述(Ve＞Vt)的期間。
如圖3(a)所示，輸入直流電壓Ei高于輸出直流電壓Eo、誤差電壓Ve低于振蕩電壓Vt時，比較器120的輸出Vy一直為L，因此驅(qū)動電壓Vg5也一直為L，第二開關(guān)5一直為斷開狀態(tài)。另一方面，或電路121的輸出V121，即驅(qū)動電壓Vg2的反轉(zhuǎn)電壓在振蕩電壓Vt的上升期間中為L，因此第一開關(guān)2在振蕩電壓Vt的上升期間中為斷開狀態(tài)，在其他期間為接通狀態(tài)。該第一開關(guān)2為斷開狀態(tài)的斷開期間(1-δ1)T用下式(13)表示。
(1-δ1)T＝Tc＝C·R131·Vd/(E2-Ve) (13)此時，實施例1的DC-DC變換器為按下式(14)表示的時間比率δ1動作的降壓動作模式。
δ1＝1-C·R131·Vd/(E2-Ve)/T (14)第一開關(guān)2的時間比率δ1隨著誤差電壓Ve越低而越小。通過控制成輸入直流電壓Ei越高，誤差電壓Ve越低，時間比率δ1越小，可穩(wěn)定輸出直流電壓Eo。
如圖3(b)所示，輸入直流電壓Ei的值接近輸出直流電壓Eo的值、誤差電壓Ve的波形與振蕩電壓Vt的波形交叉時，即誤差電壓Ve與振蕩電壓Vt一致時，振蕩電壓Vt的上升期間Tc內(nèi)，僅誤差電壓ye大于振蕩電壓Vt時(Ve＞Vt)第二開關(guān)5為接通狀態(tài)。振蕩電壓Vt的上升期間Tc內(nèi)，僅誤差電壓Ve小于振蕩電壓Vt時(Ve＜Vt)第一開關(guān)2為斷開狀態(tài)。振蕩電壓Vt的上升期間Tc內(nèi)，(Ve＞Vt)的期間由式C(Ve-E2)/I1表示，Ve＜Vt的期間由式C(E1-Ve)/I1表示。因此，實施例1的DC-DC變換器是第一開關(guān)2按下式(15)表示的時間比率δ1接通斷開動作、第二開關(guān)5按下式(16)表示的時間比率δ2接通斷開動作的升降壓動作模式。
δ1＝1-C(E1-Ve)/I1/T(15)δ2＝C(Ve-E2)/T (16)輸入直流電壓Ei越高，誤差電壓Ve越低，第一開關(guān)2的時間比率δ1減小的同時第二開關(guān)5的時間比率δ2也減小。因此，可進行穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的控制。
如圖3(c)所示，輸入直流電壓Ei低于輸出直流電壓Eo、誤差電壓Ve高于振蕩電壓Vt時，比較器120的輸出Vy一直在H。因此，或電路121的輸出V121，即驅(qū)動電壓Vg2的反轉(zhuǎn)電壓一直為H，第一開關(guān)2一直為接通狀態(tài)。驅(qū)動電壓V5在振蕩電壓Vt的上升期間為H，因此第二開關(guān)5僅在振蕩電壓Vt的上升期間為接通狀態(tài)。第二開關(guān)5為接通狀態(tài)的接通期間δ2·T用下式(17)表示。
δ2·T＝Tc＝C·R135·Vd/(Ve-E1)(17)此時，實施例1的DC-DC變換器是按下式(18)表示的時間比率δ2動作的升降壓動作模式。
δ2＝C·R135·Vd/(Ve-E1)/T (18)決定第二開關(guān)5的接通期間的時間比率δ2隨著誤差電壓Ve越上升越增大。輸入直流電壓Ei越低，誤差電壓Ve越上升，時間比率δ2增大。因此，可進行穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的控制。
如上所述，實施例1的DC-DC變換器通過比較1個振蕩電壓Vt和1個誤差電壓送出接通斷開動作第一開關(guān)和第二開關(guān)的2個驅(qū)動信號。從而，可控制降壓動作、升降壓動作、升壓動作。
上述實施例1中，說明了誤差放大電路11的輸出的誤差電壓Ve在輸出直流電壓Eo上升時下降，相反在輸出直流電壓Eo下降時上升的情況。但是本發(fā)明不限于該動作，也可通過逆轉(zhuǎn)驅(qū)動信號Vg2和Vg5進行與上述動作相反的動作。該情況下，也與本發(fā)明實施例1的DC-DC變換器同樣動作。
本發(fā)明實施例1的DC-DC變換器中，是通過用電阻114、二極管115和電阻116電壓分割輸入直流電壓Ei得到第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2的結(jié)構(gòu)。實施例1中，這種結(jié)構(gòu)是由于對于輸入直流電壓Ei的變動，在高電位側(cè)和低電位側(cè)可確保用于電流鏡電路的電壓，同時可固定振蕩電壓Vt的振幅。但是，使用各自的差基準電壓源當設(shè)定第一和第二設(shè)定電壓也不改變本發(fā)明的效果，本發(fā)明不限于電壓分割方法。
本發(fā)明實施例1的DC-DC變換器的控制方法中，誤差電壓Ve越高于第一設(shè)定電壓E1或誤差電壓Ve越低于第二設(shè)定電壓E2，振蕩電壓Vt的上升時間越長。另一方面，誤差電壓Ve在第二設(shè)定電壓E2以上并且在第一設(shè)定電壓E1以下時(E2≤Ve≤E1)將振蕩電壓Vt的上升時間固定為最小值。但是，本發(fā)明不限于上述控制方法。例如，設(shè)置具有第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2之間的電壓的另外的設(shè)定電壓Ex，比較誤差電壓Ve和設(shè)定電壓Ex，誤差電壓Ve和設(shè)定電壓Ex相等時(Ve＝Ex)振蕩電壓Vt的上升時間最小，隨著誤差電壓Ve和設(shè)定電壓Ex的電位差越大，振蕩電壓Vt的上升時間越長的結(jié)構(gòu)也包含在本發(fā)明中。
本發(fā)明實施例1的DC-DC變換器中，規(guī)定了通過來自時鐘信號源140的脈沖信號充電振蕩電容110的定時，但可以是在本發(fā)明的DC-DC變換器外部設(shè)置時鐘信號源140的結(jié)構(gòu)。即，本發(fā)明實施例1的DC-DC變換器中，為設(shè)置接收外部信號的接收部件的結(jié)構(gòu)，可作為與該外部信號同步地動作的外部同步型的DC-DC變換器動作。實施例1的DC-DC變換器中，通過誤差電壓Ve變化控制振蕩電壓Vt的上升時間，但可通過誤差電壓Ve變化控制下降時間。這種情況在第三實施例到第六實施例2參考圖4和圖5說明本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器。
圖4是表示本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器的控制部53A的構(gòu)成的電路圖。控制部53A替代控制部53組裝到圖1所示的變換器部50中，構(gòu)成實施例2的DC-DC變換器。實施例2的DC-DC變換器的控制部53A中，誤差放大電路10和脈沖寬度控制電路12與實施例1的DC-DC變換器的控制部53相同。下面詳細說明振蕩電路11A，除部分外，與上述控制部53的振蕩電路11相同。圖4中，對于與實施例1相同功能和構(gòu)成的要素加上相同符號，省略說明。
圖4所示的實施例2的DC-DC變換器的控制部53A的振蕩電路11A中，設(shè)置供給恒流I2的恒流電路146。恒流電路146向包含NFN晶體管117和NPN晶體管118的電流鏡電路供給電流。替代圖2的時鐘信號源140，而把比較器137的輸出輸入構(gòu)成觸發(fā)器的或非電路139。連接在NPN晶體管117的基極發(fā)射極之間的N溝道MOSFET145的柵極上輸入或非電路138的輸出。圖2的或非電路142、N溝道MOSFET143和電阻144不設(shè)置在圖4的振蕩電路11A中。控制部53A的其他構(gòu)成與上述控制部53相同。關(guān)于如上構(gòu)成的實施例2的DC-DC變換器，參考圖1和圖4說明。DC-DC變換器具有下式(19)表示的變換特性。
Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (19)第二開關(guān)5一直為斷開狀態(tài)的時間比率δ2為零(δ2＝0)時，式(19)為下面的式(20)，為用作降壓變換器的降壓動作模式。
Eo/Ei＝δ1 (20)第一開關(guān)2一直為接通狀態(tài)的時間比率δ1為1(δ1＝1)時，式(19)為下面的式(21)，為用作升壓變換器的升壓動作模式。
Eo/Ei＝1/(1-δ2) (21)如上的實施例2中，關(guān)于輸入輸出的變換特性式，與上述的實施例1相同。
圖5(a)到(c)是圖4所示的控制部53A的各部分的波形圖。圖5(a)到(c)中，表示振蕩電壓Vt、誤差電壓Ve、或非電路138的輸出Vx、比較器120的輸出Vy、或電路121的輸出V121，即第一開關(guān)2的驅(qū)動電壓Vg2的反轉(zhuǎn)電壓以及第二開關(guān)5的驅(qū)動電壓Vg5的波形。另外，圖5的(a)表示振蕩電壓Vt大于誤差電壓Ve的情況，(b)表示振蕩電壓Vt和誤差電壓Ve交叉的情況，(c)表示振蕩電壓Vt小于誤差電壓Ve的情況。
參考圖5(a)到(c)說明圖4所示的控制部53A的動作。
從誤差放大電路10輸出的誤差電壓Ve與實施例1的DC-DC變換器同樣，在輸入直流電壓Ei增高或負載8減輕而使輸出直流電壓Eo上升時下降。相反，輸入直流電壓Ei降低或負載8加重而使輸出直流電壓Eo下降時，誤差電壓Ve上升。圖5的(a)表示輸入直流電壓Ei高于輸出直流電壓Eo、誤差電壓Ve低于振蕩電壓Vt的狀態(tài)。圖5的(b)表示輸入直流電壓Ei接近輸出直流電壓Eo、誤差電壓Ve和振蕩電壓Vt的波形交叉的狀態(tài)。圖5的(c)表示輸入直流電壓Ei低于輸出直流電壓Eo、誤差電壓Ve高于振蕩電壓Vt的狀態(tài)。
振蕩電路11A的振蕩電容110在第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2(E2＜E1)之間充放電，輸出振蕩電壓Vt。該振蕩電壓Vt通過經(jīng)包含PNP晶體管112和PNP晶體管113的電流鏡電路將恒流源111的電流I1供給振蕩電容110，對其充電而上升，其上升速度一定。該充電期間，比較器136和比較器13的輸出都為L，輸入2個L的輸出信號的包含或非電路138、139的觸發(fā)器的輸出是或非電路138的輸出Vx為H、或非電路139的輸出為L。H的信號Vx將FET145設(shè)為接通狀態(tài)，將放電振蕩電容110的NPN晶體管118設(shè)為斷開狀態(tài)。振蕩電容110的靜電電容為C時，充電期間，即振蕩電壓Vt的上升期間Tc用下式(22)表示。
Tc＝C(E1-E2)/I1＝C·Vd/I1 (22)振蕩電容110的電壓Vt到達第一設(shè)定電壓E1時，比較器136的輸出為H，形成觸發(fā)器的或非電路138的輸出Vx為L，或非電路139的輸出反轉(zhuǎn)為H。L的輸出Vx把FET141設(shè)為接通狀態(tài)，把PNP晶體管113設(shè)為斷開狀態(tài)，同時把FET145設(shè)為斷開狀態(tài)，把NPN晶體管118設(shè)為接通狀態(tài)。因此，振蕩電容110放電。流過與NPN晶體管117組合構(gòu)成電流鏡電路的NPN晶體管118的放電電流為來自恒流電路146的恒流I2和PNP晶體管133以及PNP晶體管134的集電極電流之和。振蕩電壓Vt的下降期間由誤差電壓Ve如下設(shè)定。
首先如圖5(a)所示，誤差電壓Ve小于第二設(shè)定電壓E2時，向電阻131施加從第一設(shè)定電壓E1減去電壓Vd和誤差電壓Ve的電壓(E1-Vd-Ve)。從第一設(shè)定電壓E1減去電壓Vd的電壓等于第二設(shè)定電壓E2(E1-Vd＝E2)，因此電阻131的電阻值為R131時，從NPN晶體管130流向電阻131的電流為用式(E2-Ve)/R131表示的值。該電流通過PNP晶體管132和PNP晶體管133的電流鏡電路供給NPN晶體管117的基極端子，與一定的電流I2一起構(gòu)成振蕩電容110的放電電流。此時的放電期間，即振蕩電壓Vt的下降期間Td1用下式(23)表示，從第二設(shè)定電壓E2減去誤差電壓Ve的電壓(E2-Ve)越大，其越短。
Td1＝C·Vd/{I2+(E2-Ve)/R131) (23)接著如圖5(b)所示，電壓Ve大于第二設(shè)定電壓E2小于第一設(shè)定電壓時(E2≤Ve≤E1)，NPN晶體管130和PNP晶體管134都為斷開狀態(tài)。因此，振蕩電容110的放電電流僅為I2。此時的放電期間，即振蕩電壓Vt的下降期間Td2用下式(24)表示，不依賴誤差電壓Ve。
Td2＝C·Vd/I2 (24)另外，如圖5(c)所示，誤差電壓Ve大于第一設(shè)定電壓E1時(Ve＞E1)，向電阻135施加用式(Ve-(E2+Vd))表示的電壓。第二設(shè)定電壓E2和電壓Vd之和等于第一設(shè)定電壓E1(E2+Vd＝E1)，因此設(shè)電阻135的電阻為R135時，從PNP晶體管134項電阻135流過的電流為用式(Ve-E1)/R135表示的值。該電流供給晶體管117的基極端子，以一定電流I2一起成為振蕩電容110的放電電流。此時的放電期間，即振蕩電壓Vt的下降期間Td3用下式(25)表示，從電壓Ve減去第一設(shè)定電壓E1的電壓(Ve-E1)越大，該下降期間越短。
Td3＝C·Vd/{I2+(Ve-E1)/R135} (25)脈沖寬度控制電路12的動作與實施例1同樣，第一開關(guān)2為斷開狀態(tài)僅在振蕩電壓Vt的上升期間內(nèi)電壓Ve小于振蕩電壓Vt的期間(Ve＜Vt)。第二開關(guān)5為斷開狀態(tài)僅在振蕩電壓Vt的上升期間內(nèi)電壓Ve大于振蕩電壓Vt的期間(Ve＞Vt)。
輸入直流電壓Ei高于輸出直流電壓、如圖5所示誤差電壓Ve低于振蕩電壓Vt的情況下，比較器120的輸出Vy一直為L，因此驅(qū)動電壓Vg5一直為L，第二開關(guān)5一直為斷開狀態(tài)。另一方面，作為驅(qū)動電壓Vg2的反轉(zhuǎn)電壓的或電路121的輸出V121在振蕩電壓Vt的上升期間為L、在振蕩電壓Vt的下降期間為H。因此，第一開關(guān)2在振蕩電壓Vt的上升期間Tc中為斷開狀態(tài)，在下降期間Td1中為接通狀態(tài)。由此，實施例2的DC-DC變換器為第一開關(guān)2按接通期間δ1·T(＝Td1)、斷開期間(1-δ1)T(＝Tc)接通斷開動作的降壓動作模式。此時，如上所述作為第一開關(guān)2的接通期間的下降期間Td1隨著誤差電壓Ve越降低而越減小。輸入直流電壓Ei越高，誤差電壓Ve越降低，通過縮短第一開關(guān)2的接通期間δIT可進行穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的控制。
輸入直流電壓E接近輸出直流電壓Eo、如圖5所示誤差電壓Ve與振蕩電壓Vt的波形交叉的情況下，振蕩電壓Vt的上升期間Tc內(nèi)，僅電壓Ve大于振蕩電壓Vt(Ve＞Vt)第二開關(guān)5為接通狀態(tài)。振蕩電壓Vt的上升期間Tc內(nèi)，電壓Ve為大于振蕩電壓Vt(Ve＞Vt)的狀態(tài)的期間用下式(26)表示。
Tc(Ve-E2)/(E1-E2)＝Tc(Ve-E2)/Vd (26)電壓Ve為小于振蕩電壓Vt(Ve＞Vt)的狀態(tài)的期間用下式(27)表示。
Tc(E1-Ve)/(E1-E2)＝Tc(E1-Ve)/Vd (27)因此，實施例2的DC-DC變換器的上述動作是第一開關(guān)2按下式(28)和式(29)表示的接通期間δ1·T和斷開期間(1-δ1)T接通斷開動作、第二開關(guān)5按下式(30)和式(31)表示的接通期間δ2·T和斷開期間(1-δ2)T接通斷開動作的升降壓動作模式。
δ1·T＝Td2+Tc(Ve-E2)/Vd(28)(1-δ1)T＝Tc(E1-Ve)/Vd (29)δ2·T＝Tc(Ve-E2)/Vd(30)(1-δ2)T＝Td2+Tc(E1-Ve)/Vd (31)切換周期T為上升期間Tc和下降期間Td2之和(T＝Tc+Td2)，是一定的。輸入直流電壓Ei越高，誤差電壓Ve越低。
通過縮短第一開關(guān)2的接通期間δ1·T的同時縮短第二開關(guān)5的接通期間δ2·T可進行穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的控制。
如圖5(c)所示，輸入直流電壓Ei低、誤差電壓Ve高于振蕩電壓Vt的情況下，比較器120的輸出Vy一直為H，因此或電路121的輸出V121一直為H，第一開關(guān)2一直為接通狀態(tài)。另一方面，驅(qū)動電壓Vg5在振蕩電壓Vt的上升期間為H、在振蕩電壓Vt的下降期間為L，因此第二開關(guān)5在振蕩電壓Vt的上升期間Tc為接通狀態(tài)、在下降期間Td3為斷開狀態(tài)。因此，實施例2的DC-DC變換器的上述動作是第二開關(guān)2按接通期間δ2·T(＝Tc)、斷開期間(1-δ2)T(＝Td3)接通斷開動作的升壓動作模式。第二開關(guān)5的接通期間δ2·T(＝Tc)一定，但斷開期間(1-δ2)T(＝Td3)如上所述隨著誤差電壓Ve越上升越減小。輸入直流電壓Ei越降低，誤差電壓Ve越升高。通過縮短第二開關(guān)2的斷開期間(1-δ2)T可進行穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的控制。
如上所述，實施例2的DC-DC變換器中，也通過比較1個振蕩電壓波形和1個誤差電壓來送出接通斷開動作第一開關(guān)和第二開關(guān)的2個驅(qū)動信號，借此，可控制降壓動作、升降壓動作和升壓動作。
實施例2的DC-DC變換器中，進行頻率變動型的控制。即，降壓動作模式中，輸入直流電壓Ei越是高于輸出直流電壓Eo，切換頻率越高，升壓動作模式中，輸入直流電壓Ei越是低于輸出直流電壓Eo，切換頻率越高。2個開關(guān)接通斷開動作的升降壓動作模式中，切換頻率最低。通過進行頻率變動型的控制，可降低在頻率固定型的情況下增大的升降壓動作模式的切換損耗。
實施例2的DC-DC變換器中，通過誤差電壓Ve變化振蕩電壓Vt的下降期間來進行控制，但與實施例1的DC-DC變換器同樣，可通過誤差電壓Ve變化振蕩電壓Vt的上升期間來進行控制。
實施例3圖6是本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器的控制部53B的框圖和電路圖。將圖1所示的變換器部50的控制部53用上述的控制部53B替代，構(gòu)成實施例3的DC-DC變換器。圖6中，誤差放大電路10和脈沖寬度控制電路12與圖2或圖4的相同，用框圖表示。振蕩電路11B中，具有與圖4所示的振蕩電路11A相同功能、構(gòu)成的要素附加相同符號，省略其說明。實施例3的DC-DC變換器的控制部53B與圖4所示的實施例2的DC-DC變換器的控制部53A不同的是振蕩電路11B中，對上述圖4的振蕩電路11A附加電路C1。下面說明電路C1的構(gòu)成。
電路C1中，低于第二設(shè)定電壓E2的第三設(shè)定電壓E3施加到PNP晶體管161的基極。PNP晶體管161的發(fā)射極上經(jīng)電阻162施加直流電源1的輸入電壓Ei。PNP晶體管161的發(fā)射極連接NPN晶體管163的基極，NPN晶體管163的發(fā)射極上經(jīng)電阻164從誤差放大電路10施加誤差電壓Ve。NPN晶體管163的集電極上經(jīng)PNP晶體管165施加輸入直流電壓Ei。晶體管165和166構(gòu)成電流鏡電路，公共連接的基極端子連接晶體管165的集電極。晶體管166的發(fā)射極連接NPN晶體管167的集電極端子和基極端子。晶體管167和NPN晶體管168構(gòu)成電流鏡電路。晶體管168的集電極端子連接振蕩電容110，振蕩電容110經(jīng)晶體管168放電。柵極端子連接或非電路139的輸出端，用或非電路139的輸出驅(qū)動的N溝道MOSFET169連接在晶體管167和晶體管168的基極-集發(fā)射極之間。
如上構(gòu)成的實施例3的DC-DC變換器的動作參考圖1和圖6來說明。誤差電壓Ve高于第三設(shè)定電壓E3時，與上述實施例2的DC-DC變換器同樣。說明負載8減輕，輸出電流減小，誤差電壓Ve低于第三設(shè)定電壓E3的情況。
像升降壓型的DC-DC變換器等那樣，反復磁性能向電感的存儲和釋放的切換變換器在輸出電流大到某程度時流過電感的電流不為零。這種動作叫作電流連續(xù)模式。例如升降壓動作模式的輸入輸出電壓的關(guān)系用式(Eo＝δ1·Ei)是在電流連續(xù)模式的情況下。降壓動作模式的情況下輸出電流減小時，流過電感的電流在第一開關(guān)2的斷開期間中減少，變?yōu)榱悖谝徽鞑?為斷開狀態(tài)。這樣，具有流過電感的電流為零的期間的動作叫作電流不連續(xù)模式。電流不連續(xù)模式中，表示降壓動作模式的輸入輸出電壓的關(guān)系的式(Eo＝δ1·Ei)不成立。為穩(wěn)定輸出直流電壓Eo，輸出電流越是減小，第一開關(guān)2的接通期間(δ1·T)必須越是減小。本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器中，進行降低誤差電壓Ve的動作。這在升壓動作模式和升降壓動作模式中也同樣。
輸出電流小的情況下產(chǎn)生的切換變換器的電力損耗主要是在開關(guān)接通時產(chǎn)生的切換損耗。為減少該切換損耗并提高切換變換器的效率，輸出電流小的情況下，可降低切換頻率。
上述實施例2的DC-DC變換器的情況下，輸入直流電壓Ei低于輸出直流電壓Eo時，按升壓動作模式或降壓動作模式動作。該狀態(tài)下輸出電流減小，成為電流不連續(xù)模式時，誤差電壓Ve降低，但保持切換頻率設(shè)定得低的升降壓動作模式。但是，輸入直流電壓Ei高于輸出直流電壓Eo并且輸出電流減小成為電流不連續(xù)模式時，降壓動作模式中誤差電壓Ve降低。此時，由于切換頻率增高，出現(xiàn)效率降低的問題。
具有圖6所示的控制部53B的實施例3的DC-DC變換器的特征是尤其在降壓動作模式的輕負載時，隨著誤差電壓Ve降低，使切換頻率降低。下面說明該動作。
基極端子上施加第三設(shè)定電壓E3的晶體管161把晶體管163的基極端子的電壓固定成第三設(shè)定電壓E3加上晶體管161的發(fā)射機一基極電壓Vd的電壓(E3+Vd)。誤差電壓Ve降低并且降低第三設(shè)定電壓E3時，作為晶體管163的基極一發(fā)射機間電壓，產(chǎn)生電壓Vd，經(jīng)電阻162供給基極電流的晶體管163位導通狀態(tài)。因此，晶體管163的發(fā)射極端子的電壓大體等于第三設(shè)定電壓E3。電阻164上施加第三設(shè)定電壓E3和誤差電壓Ve的差電壓(E3-Ve)。設(shè)電阻164的電阻值為R164時，經(jīng)晶體管163流向電阻164的電流I4用下式(32)表示。
I4＝(E3-Ve)/R164 (32)該電流I4成為流經(jīng)晶體管165和晶體管166的電流鏡電路和晶體管167和晶體管168的電流鏡電路的振蕩電容110的放電電流。FET169在或非電路139的輸出為H時接通，把晶體管167和晶體管168的電流鏡電路置于斷開狀態(tài)。即，晶體管168位接通狀態(tài)放電電流I4流過是在或非電路139的輸出為L的振蕩電壓Vt的上升期間中。把放電電流I4設(shè)置成比來自晶體管113的充電電流I3小。振蕩電壓Vt的上升期間的充電電流是充電電流I1和放電電流I4之差(I1-I4)。
放電電流I4隨著誤差電壓Ve越是比第三設(shè)定電壓E3低而越增大。因此，振蕩電壓Vt的上升期間的充電電流隨著誤差電壓Ve越是比第三設(shè)定電壓E3低而越是減小。從而振蕩電壓Vt的上升期間，即降壓動作模式的第一開關(guān)2的斷開期間隨著誤差電壓Ve越是比第三設(shè)定電壓E3低而越加長，結(jié)果切換頻率降低。
如上，在本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器中，除上述實施例2說明的特征外，在降壓動作模式中，負載減輕并且輸出電流減小的情況下，隨著誤差電壓Ve降低，切換頻率降低，因此切換損耗減少，得到有效提高效率的效果。
實施例4圖7是本發(fā)明的實施例4的DC-DC變換器的控制部53C的電路圖。將圖1所示的變換器部50的控制部53用上述的控制部53C替代，構(gòu)成實施例4的DC-DC變換器。圖7中，具有與圖6所示的實施例3的DC-DC變換器的控制部53B相同功能、構(gòu)成的要素附加相同符號，省略其說明。實施例4的DC-DC變換器的控制部53C與圖6所示的實施例3的DC-DC變換器的控制部53B不同的是振蕩電路11C中，對上述圖6的振蕩電路11B附加電路C2。下面說明電路C2的構(gòu)成。
集電極端子連接輸入電壓Ei的直流電源1的NPN晶體管170的基極端子連接電阻114和二極管115的連接點。晶體管170的發(fā)射極端子經(jīng)電阻171連接晶體管161的基極和NPN晶體管172的集電極端子。晶體管172和NPN晶體管173構(gòu)成電流鏡電路，晶體管173的集電極端子與其基極端子連接的同時，經(jīng)電阻174連接直流電源1。
電阻114和電阻116的電阻值相等時，第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2分別用式(33)、(34)表示。
E1＝(Ei+Vd)/2 (33)E2＝(Ei-Vd)/2 (34)如實施例2說明的那樣，電流連續(xù)模式中的第一開關(guān)2的接通期間δ1·T和斷開期間(1-δ1)·T分別用下式(35)(36)表示。
δ1·T＝Td1＝C·Vd/{(I2+(E2-Ve)/R131)(35)(1-δ1)T＝Tc＝C·Vd/I1 (36)時間比率δ1等于輸出直流電壓Eo與輸入直流電壓Ei的比(Eo/Ei)，因此整理上面各式求出誤差電壓Ve時，為式(37)。
Ve＝E2-R131·{(Ei/Eo)·I1-I1-I2} (37)實施例4的DC-DC變換器中，第二設(shè)定電壓E2從輸入直流電壓Ei得到，因此具有輸入電壓依賴性。從而，不能獲知誤差電壓Ve的輸入電壓依賴性。但是，穩(wěn)定輸出直流電壓Eo的動作中，輸入直流電壓Ei越高，降壓動作模式和電流連續(xù)模式的誤差電壓Ve越接近第二設(shè)定電壓E2。為輕負載且電流不連續(xù)模式時，誤差電壓Ve比式(37)給出的值低。即，第三設(shè)定電壓E3為固定值時，輸入直流電壓Ei越低，切換頻率開始降低的負載越小。在切換頻率不降低的范圍中僅減小第一開關(guān)2和第二開關(guān)5的接通期間，因此切換頻率仍為高的頻率。從而，第三設(shè)定電壓E3設(shè)定為比第二實施例的式(32)給出的值稍小的值，可具有輸入直流電壓Ei越低，第三設(shè)定電壓E3越高的輸入依賴性。
圖7所示的DC-DC變換器的振蕩電路11C中，說明得到第三設(shè)定電壓E3的電路C2。電阻174的電阻值為R174時，經(jīng)電阻174流向晶體管173的電流I5為下式(38)所示。
I5＝(Ei-Vd)/R174 (38)該電流I5經(jīng)電流鏡電路的晶體管172流向電阻171，因此電阻171的電阻值為R171時，其壓降為下式(39)所示。
(R171/R174)·(Ei-Vd) (39)另一方面，連接電阻171的晶體管170的發(fā)射極端子為從第一設(shè)定電壓E1減去晶體管170的基極一發(fā)射極電壓Vd的值(E1-Vd)，因此如下式(40)所示，等于第二設(shè)定電壓E2。
E1-Vd＝E2 (40)因此，第三設(shè)定電壓E3由下式(41)表示。
E3＝E2-(R171/R174)·(Ei-Vd)(41)這里，設(shè)定為電阻比R171/R174等于電壓比R131·I1/Eo，將電壓(R171/R174)·Vd設(shè)定成比電壓R131·(I1+I2)稍小。這樣，第三設(shè)定電壓E3設(shè)定成比降壓動作模式和電流連續(xù)模式的誤差電壓Ve的式(37)所示的值稍小的值。
實施例4的DC-DC變換器中，除上述實施例2說明的特征外，也具有實施例3的特征。即在降壓動作模式中，負載減輕并且輸出電流減小的情況下，隨著誤差電壓V8降低，切換頻率降低。因此切換損耗減少，使得提高效率。另外，通過對應輸入直流電壓Ei變化第三設(shè)定電壓E3，切換頻率開始降低的輸出電流依賴于輸入直流電壓Ei的變化，可設(shè)定為比電流不連續(xù)模式的輸出電流稍小的值。
實施例5上述的實施例1和實施例2中，將誤差電壓Ve與第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2相比，在彼此一致處變更動作模式。例如，誤差電壓Ve位于第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2之間時，隨著輸入直流電壓Ei降低，誤差電壓Ve上升，到達第一設(shè)定電壓E1時，從升降壓動作模式切換為升壓動作模式。隨著該動作模式的切換，接通斷開動作的開關(guān)數(shù)減少，DC-DC變換器的功耗稍稍降低時，僅該期間輸出直流電壓Eo上升。其結(jié)果是降低誤差電壓Ve，使得上升的輸出直流電壓Eo為希望值。下降的誤差電壓Ve返回第一設(shè)定電壓E1時，從升壓動作模式切換為升降壓動作模式。這樣，DC-DC變換器的功耗稍稍增加，僅該期間輸出直流電壓Eo下降，誤差電壓Ve上升，因此再次從升降壓動作模式切換為升壓動作模式。反復如上的動作時，動作模式不穩(wěn)定，認為產(chǎn)生像輸出波動電壓的增加和噪聲產(chǎn)生等的不良影響。作為避免這種現(xiàn)象的方式，誤差電壓Ve和第一設(shè)定電壓E1的比較動作可具有滯后性。在誤差電壓Ve和第二設(shè)定電壓E2的比較動作中也同樣如此。
圖8是表示本發(fā)明的實施例5的DC-DC變換器的控制部53D的振蕩電路11D的構(gòu)成的電路圖。將圖1所示的變換器部50的控制部53用控制部53D替代，構(gòu)成實施例5的DC-DC變換器。實施例5的DC-DC變換器中，與圖2所示的實施例1的DC-DC變換器的控制部53B不同之處是振蕩電路11D。除振蕩電路11D以外的基本構(gòu)成和動作相同。圖8的振蕩電路11D中，對具有和圖2的振蕩電路11相同功能、構(gòu)成的要素附加相同符號，省略其說明。
圖8的控制部53D中，作為與圖2所示的實施例1的DC-DC變換器的控制部53的構(gòu)成不同的部分的振蕩電路11D對上述圖2的振蕩電路1的構(gòu)成附加電路C3。下面說明電路C3的構(gòu)成。
比較器147比較第一設(shè)定電壓E1和誤差電壓Ve，比較器148比較第二設(shè)定電壓E2和誤差電壓Ve。N溝道MOSFET149將比較器147的輸出輸入其柵極端子，在第一設(shè)定電壓E1大于誤差電壓Ve(E1＞Ve)、比較器147的輸出為H時為接通狀態(tài)。N溝道MOSFET170將比較器148的輸出輸入其柵極端子，在第二設(shè)定電壓E2小于誤差電壓Ve(E2＜Ve)、比較器148的輸出為H時為接通狀態(tài)。另外，實施例5的振蕩電路11D中，設(shè)置恒流源151，經(jīng)FET149和FET170向NPN晶體管118的基極端子供給恒流I3。
如上構(gòu)成的實施例5的DC-DC變換器的振蕩電路11D中，誤差電壓Ve位于第一設(shè)定電壓E1和第二設(shè)定電壓E2之間時，即升降壓動作模式時，F(xiàn)ET149和FET170都為接通狀態(tài)，恒流I3供給NPN晶體管118的基極端子。NPN晶體管118與NPN晶體管117一起構(gòu)成電流鏡電路，因此該恒流I3加到振蕩電容110的放電電流上。該期間中，振蕩電容110在振蕩電壓Vt處于上升期間的充電期間中，其充電電流為從恒流源111的電流I1減去恒流源151的電流I3的電流(I1-I3)。
接著說明隨著輸入直流電壓Ei的降低，誤差電壓Ve上升并到達第一設(shè)定電壓E1時的從升降壓動作模式切換為升壓動作模式的情況下的動作。
如上所述，處于升降壓動作模式時，振蕩電容110的充電電流為電流(I1-I3)，因此振蕩電壓Vt的上升期間Tc用下式(42)表示。
Tc＝C·Vd/(I1-I3) (42)該狀態(tài)下誤差電壓Ve接近第一設(shè)定電壓E1時，第一開關(guān)2的斷開時間幾乎近似于零，第二開關(guān)5的接通時間接近上升期間Tc。
誤差電壓Ve到達第一設(shè)定電壓E1時，比較器147的輸出反轉(zhuǎn)到L。因此，F(xiàn)ET149為斷開狀態(tài)，從而不從恒流源151流出電流I3，同時第一開關(guān)2一直為接通狀態(tài)，成為升壓動作模式。此時，第二開關(guān)5的接通時間從用式C·Vd/(I1-I3)表示的值變化為式C·Vd/I1表示的值而變短，這由于在使輸出直流電壓Eo降低的方向上，誤差電壓Ve進一步上升，確定升壓動作模式的動作。
接著說明隨著輸入直流電壓Ei的上升，誤差電壓Ve下降并到達第二設(shè)定電壓E2時的從升降壓動作模式切換為降壓動作模式的情況下的動作。
按升降壓動作模式動作時，振蕩電壓Vt的上升期間Tc用下式(43)表示。
Tc＝C·Vd/(I1-I3) (43)此狀態(tài)下，誤差電壓Ve接近第二設(shè)定電壓E2時，第一開關(guān)2的斷開時間接近上升期間Tc，第二開關(guān)5的接通時間幾乎接近零。
誤差電壓Ve到達第二設(shè)定電壓E2時，比較器148的輸出反轉(zhuǎn)為L。由此，F(xiàn)ET170為斷開狀態(tài)，從而不從恒流源151流出電流I3。此時第二開關(guān)5一直為斷開狀態(tài)，成為降壓動作模式。此時，第一開關(guān)2的斷開時間從用式C·Vd/(I1-I3)表示的值變化為式C·Vd/I1表示的值而變短。這由于在使輸出直流電壓Eo上升的方向上，誤差電壓Ve進一步降低，確定降壓動作模式的動作。
如上，根據(jù)實施例5的DC-DC變換器，可平滑切換動作模式。尤其從升降壓動作模式切換為升壓動作模式時，具有可進行穩(wěn)定的切換動作的效果。通過切換為升壓動作模式時進行接通斷開動作的開關(guān)數(shù)減少，使得可有效作為針對切換損耗降低的結(jié)果產(chǎn)生的現(xiàn)象的對策。即，像輸出直流電壓Eo上升時誤差電壓Ve下降并返回升降壓動作模式，再移動到升壓動作模式那樣，可避免不小心改變動作模式而變得不穩(wěn)定的現(xiàn)象。
實施例6平滑進行實施例5說明的動作模式切換的方法也適用于圖4所示的實施例2的DC-DC變換器中。
圖9是表示本發(fā)明的實施例6的DC-DC變換器的控制部53E的構(gòu)成的電路圖。將圖1所示的變換器部50的控制部53用控制部53E替代，構(gòu)成實施例6的DC-DC變換器。實施例6的DC-DC變換器是向圖4所示的實施例2的DC-DC變換器的振蕩電路11A中適用平滑進行上述實施例5說明的切換的方法的DC-DC變換器。
包含圖9所示的振蕩電路11E的DC-DC變換器的控制部53E的基本構(gòu)成和動作與圖4所示的實施例2的控制部53相同，對具有相同功能、構(gòu)成的要素附加相同符號，省略其說明。
圖9所示的實施例6的DC-DC變換器的控制部53E中，與圖4所示的DC-DC變換器的控制部53A不同的是振蕩電路11E。振蕩電路11E向圖4的振蕩電路11A附加電路C4來構(gòu)成。下面說明電路C4的構(gòu)成和動作。
比較器152比較第一設(shè)定電壓E1和誤差電壓Ve，比較器153比較第二設(shè)定電壓E2和誤差電壓Ve。N溝道MOSFE154向其柵極端子輸入比較器152的輸出，在第一設(shè)定電壓E1小于誤差電壓Ve(E1＜Ve)、比較器152的輸出為H時為接通狀態(tài)。N溝道MOSFET155將比較器153的輸出輸入其柵極端子，在第二設(shè)定電壓E2大于誤差電壓Ve(E2＞Ve)、比較器153的輸出為H時為接通狀態(tài)。另外，圖9的DC-DC變換器的控制部中，設(shè)置恒流源156，經(jīng)FET14和FET155的并列電路向NPN晶體管118的基極端子供給恒流I4。
通過如上構(gòu)成，按升壓動作模式或降壓動作模式中，恒流I4供給NPN晶體管118的基極端子，加到振蕩電容110的放電電流上。
通過將恒流I4加到振蕩電容110的放電電流上的期間設(shè)為振蕩電壓Vt的下降期間實施例2的DC-DC變換器實現(xiàn)和圖8說明的實施例1的DC-DC變換器相同的效果。
以上各實施例1到6中，也可通過誤差電壓Ve變化振蕩電壓Vt的上升期間進行控制，還可通過誤差電壓Ve變化下降期間進行控制。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性以上如從各實施例中詳細說明可知的那樣，本發(fā)明實現(xiàn)下面的效果。
本發(fā)明的DC-DC變換器中，由通過比較1個振蕩電壓波形和1個誤差電壓生成的接通斷開動作第一和第二開關(guān)的2個驅(qū)動信號進行從升壓到降壓再到降壓的控制。由此，可控制降壓動作、升降壓動作和升壓動作，從而可簡化控制部的構(gòu)成。
降壓動作或升壓動作中，輸入輸出電壓差越大，切換頻率越高，升降壓動作中，切換頻率越低。由此，升降壓動作中，可降低由2個開關(guān)接通斷開動作造成的切換損耗。
如上所述，在切換頻率變動的降壓動作中，設(shè)置第三設(shè)定電壓，誤差電壓超出第三設(shè)定電壓并使輸出直流電壓降低時，誤差電壓和第三設(shè)定電壓的電壓差越大，切換頻率越低。由此，在負載輕、輸出電流小的情況下，可降低切換損耗。
通過使上述第三設(shè)定電壓具有輸入直流電壓依賴性，可控制通過輸入直流電壓的變化變動到達電流不連續(xù)模式并且切換頻率開始降低的點。
本發(fā)明的DC-DC變換器實現(xiàn)如下效果在切換動作模式時，通過在促進動作模式的移動的方向上變化振蕩電壓的上升或下降速度，可平滑移動動作模式。
權(quán)利要求
1.一種DC-DC變換器，包括具有第一開關(guān)的降壓變換器部；具有第二開關(guān)的升壓變換器部；分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的控制部，施加輸入直流電壓并向負載輸出輸出直流電壓，上述控制部包括誤差放大電路，將上述輸出直流電壓與規(guī)定的電壓相比并輸出誤差電壓；振蕩電路，作為在第一設(shè)定電壓和比上述第一設(shè)定電壓低的第二設(shè)定電壓之間周期變化的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，生成對應上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓之差的增加上升時間或下降時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例增加的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，生成對應上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓之差的增加上升時間或下降時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例增加的振蕩電壓；以及脈沖寬度控制電路，比較上述誤差電壓和上述振蕩電壓，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓不一致時，進行執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)、接通斷開上述第一開關(guān)的動作的降壓動作模式的控制或進行執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)、接通斷開上述第二開關(guān)的動作的升壓動作模式的控制，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制上述第一開關(guān)的接通斷開時間和上述第二開關(guān)的接通斷開時間，以便控制執(zhí)行一起接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的動作的升降壓動作模式。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變換器，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓與上述第二設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上述誤差電壓與上述第一設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，控制執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)而在此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作的降壓動作模式，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，控制執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)而在此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升壓動作模式，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制執(zhí)行在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓低的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)、此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作，而在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓高的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)、此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升降壓動作模式。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路具有通過對應具有規(guī)定周期的脈沖信號充放電輸出上述振蕩電壓的振蕩電容，構(gòu)成為在將上述振蕩電壓維持在上述第二設(shè)定電壓的狀態(tài)時，輸入上述脈沖信號后，充電上述振蕩電容，上述振蕩電壓到達第一設(shè)定電壓時放電上述振蕩電容，將上述振蕩電壓維持在上述第二設(shè)定電壓附近，以使得上述振蕩電壓到達上述第二設(shè)定電壓時不對上述振蕩電容充放電。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為作為在第一設(shè)定電壓和比上述第一設(shè)定電壓低的第二設(shè)定電壓之間周期上升或下降的三角波形狀的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，生成對應上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓之差的增加周期減少的振蕩電壓，在上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，生成對應上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓之差的增加周期減少的振蕩電壓。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的DC-DC變換器，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓與上述第二設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上述誤差電壓與上述第一設(shè)定電壓之差越大，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例越大，上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，控制執(zhí)行將上述第二開關(guān)固定在斷開狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)而在此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作的降壓動作模式，上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，控制執(zhí)行將上述第一開關(guān)固定在接通狀態(tài)的同時、在上述振蕩電壓的上升期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)而在此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升壓動作模式，在上述誤差電壓和上述振蕩電壓一致時，控制執(zhí)行在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓低的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)、此外的期間將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)的動作，而在上述振蕩電壓的上升期間內(nèi)上述誤差電壓比上述振蕩電壓高的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)、此外的期間將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)的動作的升降壓動作模式。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為無論上述誤差電壓的變化如何，上述振蕩電壓的上升速度都一定，上述誤差電壓越是比上述第一設(shè)定電壓高，上述振蕩電壓的下降速度越快，上述誤差電壓越是比上述第二設(shè)定電壓低，上述振蕩電壓的下降速度越快，上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為在上述振蕩電壓的下降期間，將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)，將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)，在上述振蕩電壓的上升期間，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓高時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為接通狀態(tài)，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓低時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為斷開狀態(tài)。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的DC-DC變換器，上述誤差放大電路構(gòu)成為輸出上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓低越是上升、上述輸出直流電壓越是比上述規(guī)定的電壓高越是下降的誤差電壓，上述振蕩電路構(gòu)成為無論上述誤差電壓的變化如何，上述振蕩電壓的下降速度都一定，上述誤差電壓越是比上述第一設(shè)定電壓高，上述振蕩電壓的上升速度越快，上述誤差電壓越是比上述第二設(shè)定電壓低，上述振蕩電壓的上升速度越快，上述脈沖寬度控制電路構(gòu)成為在上述振蕩電壓的上升期間，將上述第一開關(guān)設(shè)為接通狀態(tài)，將上述第二開關(guān)設(shè)為斷開狀態(tài)，在上述振蕩電壓的下降期間，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓高時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為接通狀態(tài)，在上述誤差電壓比上述振蕩電壓低時將上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)都設(shè)為斷開狀態(tài)。
8.根據(jù)權(quán)利要求4所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為在上述降壓動作模式中，比較上述誤差電壓和規(guī)定的第三設(shè)定電壓，上述誤差電壓在使上述輸出直流電壓降低的方向上超出上述第三設(shè)定電壓時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的周期越長。
9.根據(jù)權(quán)利要求5所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的周期越長。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的下降速度越慢。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為對于比上述第二設(shè)定電壓低電壓的第三設(shè)定電壓，在上述誤差電壓比上述第三設(shè)定電壓低時，上述誤差電壓和上述第三設(shè)定電壓的電壓差越大，上述振蕩電壓的上升速度越慢。
12.根據(jù)權(quán)利要求9，10，11之一所述的DC-DC變換器，上述第三設(shè)定電壓設(shè)定成上述輸入直流電壓越低，越接近上述第二設(shè)定電壓。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變換器，上述控制部中，在上述誤差電壓和上述第一設(shè)定電壓的比較動作中，具有規(guī)定的滯后特性。
14.根據(jù)權(quán)利要求2或5所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第一設(shè)定電壓高時，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例減小。
15.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變換器，上述控制部中，在上述誤差電壓和上述第二設(shè)定電壓的比較動作中，具有規(guī)定的滯后特性。
16.根據(jù)權(quán)利要求2或5所述的DC-DC變換器，上述振蕩電路構(gòu)成為上述誤差電壓比上述第二設(shè)定電壓低時，上升時間占據(jù)上述振蕩電壓的1個周期的比例減小。
17.一種DC-DC變換器，包括具有第一開關(guān)的降壓變換器部；具有第二開關(guān)的升壓變換器部；分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的控制部，施加輸入直流電壓并向負載輸出輸出直流電壓，上述控制部比較振蕩電壓和對應上述輸出直流電壓的誤差電壓，在上述振蕩電壓和上述誤差電壓一致時，執(zhí)行送出分別接通斷開上述第一開關(guān)和上述第二開關(guān)的驅(qū)動信號的升降壓動作，在上述振蕩電壓和上述誤差電壓不一致時，執(zhí)行通過上述振蕩電壓和上述誤差電壓的電壓差，將上述第二開關(guān)固定于斷開狀態(tài)并接通斷開控制上述第一開關(guān)的降壓動作，或者將上述第一開關(guān)固定于接通狀態(tài)并接通斷開控制上述第二開關(guān)的升壓動作。
全文摘要
簡化輸入電池等的直流電壓、向負載提供受控制的直流電壓的升降壓型的DC－DC變換器的控制方法。具有由第一開關(guān)2、第一整流部件3和電感4所構(gòu)成的降壓變換器部；由電感4、第二開關(guān)5和第二整流部件6所構(gòu)成的升壓變換器部；輸出電容7；由誤差放大電路10、振蕩電路11和脈沖寬度控制電路12構(gòu)成的控制部，來自振蕩電路11的振蕩電壓Vt在降壓動作模式中輸入輸出電壓比越減小，在升壓動作模式中輸入輸出電壓比越增大，越是通過變化振蕩電壓Vt的上升期間或下降期間的比，與來自誤差放大電路10的誤差電壓Ve相比來調(diào)整各開關(guān)的時間比，控制降壓、升降壓和升壓的動作。
文檔編號G05F1/10GK1491476SQ02805050
公開日2004年4月21日 申請日期2002年12月12日 優(yōu)先權(quán)日2001年12月17日
發(fā)明者石井卓也, 齋藤浩 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社