一種高精度載噪比估算方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明屬于GPS接收機技術領域，具體涉及一種高精度載噪比估算方法。
【背景技術】
[0002] 美國的GPS系統(tǒng)在民用和軍用方面都得到了廣泛的應用，特別是在軍用方面，它 不僅可以保證戰(zhàn)機和戰(zhàn)艦以及陸軍車輛可以更精確的航行外，還可以指引武器實現精確打 擊。可以說，GPS成了美國作戰(zhàn)系統(tǒng)的一個重要組成部分。美國軍隊對GPS的依賴日益加 重促使美國不斷改善GPS系統(tǒng)，提高系統(tǒng)的抗干擾能力，同時不斷地研制和開發(fā)高動態(tài)下 的導航接收機。
[0003] 在GPS接收機中信號捕獲門限與載噪比有著直接的關聯，信號跟蹤環(huán)路的鎖定檢 測和接收機性能的預估也都依賴于載噪比的測定，如當載噪比低于30dBHz時，跟蹤環(huán)路的 鎖相環(huán)的跟蹤錯誤快速增加，因此，目前接收機通常將載噪比作為GPS測量值輸出的一部 分，可見對載噪比的估算對GPS接收機有著非常重要的現實意義。
[0004] 圖1給出了 GPS接收機跟蹤環(huán)路中與載噪比估算相關的部分原理框圖，從圖中可 以看出，GPS數字中頻經過混頻器和相關器后得到信號i、q :
[0005] i (n) = aD (n) R ( τ ) cos (2 η fet (η) + θ e) +η； (η).................................... (1)
[0006] q (η) = aD (η) R ( τ ) sin (2 π fet (η) + θ e) +nq (η).................................... (2)
[0007] 式中：D(n)為正負1的數據電平值，τ為復制的C/A碼與接收到的衛(wèi)星C/A碼之 間的相位差，Θ 復制載波與接收到的載波相位差，n i (η)和nq(η)分別為i、q兩路的噪 聲。i、q信號經過積分清零的表達式為：
[0010] 式中：Nrah表示相干積分時間Trah內輸入到積分器的數據個數。將式⑴和式（2) 分別代入式（3)和式（4)可得：
[0011] I (n) = aD (n) R ( τ ) sine (2 π feTcoh) cos ( Φ e) +N1 (n).............................. (5)
[0012] Q (n) = aD (n) R ( τ ) sine (2 π feTcoh) sin ( Φ e) +Nq (n).............................. (6)
[0013] 式中=N1(Ii)和Nq(n)分別為噪聲njn)和n q(n)的疊加值，且服從均值為0,方差 為〇 2的正太分布。 _4] φ e (η) = JifeTcoh+0e.................................... (7)
[0015] 式中假設初始時刻為0。載噪比的計算公式為：
[0017] 式中：A為I和Q信號的等效幅值，即A= |aD(n)R(T)sinc(23ifeTcJ I ;B為信號 的帶寬。從而可得
[0025] 經過歸一化后，上兩式中的噪聲服從均值為0,方差為1的正太分布。
[0026] 下面對傳統(tǒng)載噪比（PRM)估算進行初步分析：傳統(tǒng)PRM估算法的前提是接收機能 夠獲得信號和噪聲的功率和，并且能夠獲得不同噪聲帶寬上的信號和噪聲功率和。不同噪 聲帶寬上信號和噪聲功率和的比值能夠用來估算載噪比。分別用WBP(k)和NBP(k)表示帶 寬為1/T rah的寬帶功率和帶寬為1/MT OTh的窄帶功率，M為累加的次數，則有：
[0029] -般來說Trah的是時間為1ms。傳統(tǒng)PRM估算法中要求MT OTh長的數據在同一個比 特內，并且M小于20。然而，即使M小于20，MTrah時長的數據也可能不在一個比特內。結合 式（12)、（13)和（15)可知，如果MI rah時長不在一個比特內，那么窄帶功率的計算與導航電 文的正負有直接的關系。如果在一次計算中出現導航電文的翻轉，那么采樣點少導航電文 對應的那部分信號功率將當做噪聲處理，正將導致估算的信號功率減少，噪聲功率增加。如 果導航電文的翻轉位置出現在MT rah的中間位置，則能導致窄帶功率的估算值近似為噪聲。
[0030] 綜上所述，在傳統(tǒng)載噪比（PRM)估算方法中，導航電文翻轉會導致窄帶功率估算 與實際值存在較大的誤差，從而影響載噪比的估算結果。

【發(fā)明內容】

[0031] 本發(fā)明的目的在于克服現有技術的不足，提供一種高精度載噪比估算方法，解決 了傳統(tǒng)算法中由于導航電文翻轉帶來的噪聲干擾，提高了載噪比的估算準確度。
[0032] 本發(fā)明解決其技術問題是采取以下技術方案實現的：
[0033] -種高精度載噪比估算方法，包括：
[0034] 步驟1、根據GPS接收機跟蹤環(huán)路的GPS數據，經處理得到積分清零的I路和Q路 信號；
[0035] 步驟2、根據積分清零的I路和Q路信號采用如下數學模型進行窄帶功率的計算：
[0037] 式中：Ι (η)和Q(n)分別表示積分清零的I路和Q路信號，NBP(k)表示帶寬為1/ MIrah的窄帶功率，Trah為積分時間，M為累加的次數，sign(I(n))表示取I (η)的符號，k表 示次序。
[0038] 本發(fā)明的優(yōu)點和積極效果是：
[0039] 本發(fā)明根據GPS接收機跟蹤環(huán)路中對I路符號的判決結果，對導航電文進行預估， 而后根據預估的導航電文消除其對載噪比估算的影響，從而達到抵抗導航電文翻轉的目 的。從理論上分析了改進算法在GPS信號存在時能夠規(guī)避了傳統(tǒng)算法對導航電文翻轉敏感 的缺陷，避免傳統(tǒng)算法中由于導航電文翻轉帶來的噪聲干擾，提高了載噪比的估算準確度。 當GPS彳目號不存在時，改進算法通過加大M值，能夠減小估算誤差。由于在改進算法中，M值 能夠任意選取，因此改進算法的載噪比的更新率能夠做得很高，從而實時對接收機接收到 的信號質量進行判決，提升了 GPS接收機的性能。
【附圖說明】
[0040] 圖1是GPS接收機跟蹤環(huán)路中與載噪比估算相關的部分原理框圖；
[0041] 圖2是不同M取值時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的估算結果對比示意圖；
[0042] 圖3是不同M取值時采用本發(fā)明的估算結果示意圖；
[0043] 圖4是M = 10, K = 2算法性能比較示意圖；
[0044] 圖5是更新率為400ms算法性能比較圖；
[0045] 圖6是K = 2時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結果示意圖；
[0046] 圖7是K = 10、20時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結果示意圖；
[0047] 圖8是K = 40、80、160時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結果示意圖。
【具體實施方式】
[0048] 以下結合附圖對本發(fā)明實施例做進一步詳述：
[0049] -種高精度載噪比估算方法，包括以下步驟：
[0050] 步驟1、根據GPS接收機跟蹤環(huán)路的GPS數據，按照常規(guī)I (η)和Q(n)模型計算 I (η)和Q (η)信號。
[0051] 本步驟是采用常規(guī)算法根據圖1所示的原理實現。常規(guī)的I (η)和Q(n)模型為公 式（14)和公式（15)，即：
[0054] I (η)和Q(n)是積分清零后的I路信號（i信號）和Q路信號（q信號），i信號、q 信號由GPS數字中頻經過混頻器和相關器后得到。
[0055] 步驟2、根據I (η)和Q(n)信號采用如下數學模型進行窄帶功率的計算：
[0057] 式中：NBP(k)表示帶寬為l/MTrah的窄帶功率，T OTh為積分時間，M為累加的次數， sign (X)表示取X的符號。
[0058] 在GPS環(huán)路跟蹤過程中，通過對I之路數據符號的判斷進行導航電文的解調，由于 導航電文也是跟蹤環(huán)路中的輸出結果之一，我們只是再將其用于對載噪比的估算，因此不 會增加系統(tǒng)的復雜度。
[0059] 同時根據I (η)和Q(n)信號采用