專利名稱:全相位時移相位差頻譜校正法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電信技術(shù)中的頻譜分析領(lǐng)域，特別涉及全相位時移相位差頻譜校正法。
背景技術(shù)：
1.信號的頻率、相位、幅值測量是工業(yè)應用中常接觸的問題在電力、聲納、鐵路、通信、地質(zhì)勘探、語音處理等應用場合，存在著大量信號頻率測量和估計問題。需指出，在許多要求對其它物理量進行精密測量的場合，頻率測量也在其中扮演著核心角色，如連續(xù)波雷達測速系統(tǒng)中，為識別出運動目標的即時運行速度，必須實現(xiàn)對雷達反射到目標再返回至雷達的信號的頻率(即多普勒頻率)進行高精度測量[1]；另外，甚至時間、頻率和長度這些物理量可通過測量光學頻率“間接”被測量出來。
另外，相位也是信號的一個基本特征，工業(yè)應用中經(jīng)常接觸到信號的相位測量問題。相位的測量方法很多，傳統(tǒng)的依靠模擬器件的方法，如矢量法、二極管鑒相法、脈沖計數(shù)法等，其測量系統(tǒng)復雜，需要專用器件，硬件成本高[2]。近年來，計算機和數(shù)字信號處理技術(shù)取得長足進步，相位測量逐漸向數(shù)字化方向發(fā)展。數(shù)字化測量的優(yōu)點在于硬件成本低、適應性強，只需單片機、DSP、FPGA等通用器件就可完成，對于不同的測量對象只需改變程序算法即可，且其精度一般高于模擬式測量。顯然，選定一套精確的相位測量算法是關(guān)鍵?？衫孟辔还烙媮頊y量其他物理量，如現(xiàn)代高精度測距大多采用的是激光相位式測距。相位式測距是通過測量連續(xù)的幅度調(diào)制信號在待測距離上往、返傳播所產(chǎn)生的相位延遲，來間接地測定信號的傳播時間，從而求得被測距離[3]。因此，信號相位測量的精度也就決定了測距的精度。
幅值體現(xiàn)了信號的能量大小，信號的幅值測量的意義不言而喻。
當信號包含多種頻率成分時，各頻率成分間的相互干擾問題會變得相當嚴重。各頻率成分的頻率大小、初相大小及其幅度大小變得比較復雜，其測量難度會加大。因而，需要研究一種同時可精確測量信號頻率、相位、幅值的數(shù)字化測量算法，基于全相位FFT譜分析的“全相位時移相位差校正法”可實現(xiàn)此功能。此方法可望在軍事對抗、市電頻率測量、譜分析儀制作中獲得廣泛應用。
2.傳統(tǒng)基于FFT譜分析的頻率、相位、幅值測量算法的缺陷信號的FFT譜包含了信號的頻率、相位、幅值的三個參數(shù)信息，通過頻譜校正措施可識別出這三個參數(shù)值。國內(nèi)外學者已經(jīng)研究出多種基于傳統(tǒng)FFT的頻譜校正法，如能量重心法[4]、比值法[5]、FFT+DFT連續(xù)細化法[6]、相位差校正法[7]。
但是這些頻譜校正法校正精度均不如本專利所闡述的“全相位時移相位差頻譜校正法”的校正精度高，最大原因在于這些頻譜校正法都是在傳統(tǒng)FFT的架構(gòu)下進行的，傳統(tǒng)FFT譜存在著較大的頻譜泄漏現(xiàn)象，各頻率的頻譜泄漏會引發(fā)譜間干擾問題，譜間干擾的存在會影響到最終的頻譜校正精度。
文獻[8]提出一種具有更優(yōu)良的抑制頻譜泄漏性能的全相位FFT頻譜分析法。近來研究發(fā)現(xiàn)這種新型頻譜分析還具有很好的相位特性，直接取主譜線的相位譜分析結(jié)果，無需校正即可精確獲得相位估計。另外，對存在時移關(guān)系的兩序列的主譜線上的相位差值作簡單運算即可得比傳統(tǒng)相位差校正法更高精度的相位估計值，具有很高的應用價值。

發(fā)明內(nèi)容為克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明的目的是提供一種全相位時移相位差頻譜校正法，通過該方法能高精度地測量信號頻率、相位、幅值等參數(shù)，從而制成相位儀、頻率計、頻譜分析儀、激光測距儀等精密測量儀器。
本發(fā)明采用的技術(shù)方案是，根據(jù)公式
公式中假設(shè)譜序號為k*主譜線上的相角表示為1(k*)，ω*L的附加相移后的假設(shè)譜序號為k*主譜線上的相角表示為2(k*)，k*∈[0，N-1]，n∈z(Z為實數(shù))。
使輸入信號通過雙窗全相位快速傅立葉變換器得到相位角；使前述輸入信號經(jīng)延時器延時L后輸入與前述雙窗全相位快速傅立葉變換器相同的另一個雙窗全相位快速傅立葉變換器；使所說的另一個雙窗全相位快速傅立葉變換器的輸出和所說的相位角進行疊加，疊加后輸入除法器，該除法器的輸出為輸入的1/L；使所說的除法器的輸出和信號2k*π/N進行疊加，疊加后即得到相位補償值，從而得到頻率、相位估計。
其中，將所說的延時器的延時量和除法器參數(shù)L設(shè)置為N。
本發(fā)明采用全相位FFT頻譜分析方法分析兩個存在延時關(guān)系的序列的頻譜，再用時移相位差法對兩次相位譜分析的結(jié)果進行校正，因而本發(fā)明具有如下優(yōu)點(1)在無噪且階數(shù)足夠大時(這符合光學、軍事中的精密測量情況)，本發(fā)明算法的頻率和相位估計精度可達10-12分辨率級，比傳統(tǒng)頻譜校正法中精度最高的第一類相位差校正法還高出5～6個數(shù)量級。
(2)信噪比高于15dB以上時(這符合常見的現(xiàn)場信號采集情況)，本發(fā)明算法的頻率和相位估計精度比傳統(tǒng)頻率校正法中精度最高的第一類相位差校正法還高出1～2個數(shù)量級。
(3)信噪比低于15dB時，全相位時移相位差法比傳統(tǒng)第1類相位差法仍有優(yōu)勢。
(4)尤其適合校正傳統(tǒng)頻譜校正法無法勝任的存在密集頻譜和強干擾頻譜的場合。
(5)傳統(tǒng)所有方法的相位估計值受頻率估計誤差影響，而本發(fā)明相位估計無需校正，不受頻率估計影響。在噪聲大時，本發(fā)明尤其具有優(yōu)勢傳統(tǒng)方法的相位估計誤差很大，而本發(fā)明的相位估計精度仍很高。
(6)本發(fā)明計算復雜度不比傳統(tǒng)方法高，這是因為(a)相位值無需校正，省去了傳統(tǒng)方法相位估計所耗費的計算量。
(b)兩次全相位FFT的計算量可用一次全相位FFT來實現(xiàn)。
(c)圖1中的主要計算量仍在FFT中，附加的2N-1次乘法相比于FFT的計算量要小得多。
經(jīng)仿真實驗確定，全相位時移相位差法在相位計和頻率計及其頻譜分析儀的設(shè)計、微弱信號的檢測、電力系統(tǒng)的諧波分析、電介質(zhì)損耗角的測量、連續(xù)波雷達測速、激光波長測定、噪聲環(huán)境中的精確自適應陷波等領(lǐng)域的測量精度均比現(xiàn)在流行的各種算法高很多。
圖1為全相位FFT的實現(xiàn)方框圖。
圖2為傳統(tǒng)第一類相位差頻率校正原理圖。
圖3本專利的全相位時移相位差法的頻率校正原理圖。
具體實施方式下面結(jié)合附圖和實施例進一步說明本發(fā)明。
用全相位FFT頻譜分析方法分析兩個存在延時關(guān)系的序列的頻譜，再用時移相位差法對兩次相位譜分析的結(jié)果進行校正，其頻率校正精度可達10-10分辨率級。
1.全相位FFT頻譜分析過程全相位頻譜分析詳見文獻[8]，其大致過程如圖1所示。
從圖1可看出，只需用長為(2N-1)的卷積窗wc對中心樣點x(0)前后(2N-1)個數(shù)據(jù)進行加權(quán)，然后對兩兩間隔為N的加權(quán)數(shù)據(jù)進行重疊相加形成N個數(shù)據(jù)，再作點數(shù)為N的FFT即得全相位譜分析結(jié)果。其中圖1中的卷積窗由前窗f與翻轉(zhuǎn)的后窗b卷積而成[9]，即wc(n)＝f(n)*b(-n) -N+1≤n≤N-1 (1)顯然當f、b為對稱窗時，Wc(n)滿足wc(n)＝wc(-n) -N+1≤n≤-N-1 (2)若f＝b＝RN(RN為矩形窗)，則稱為無窗全相位譜分析[8]；若f、b中其一為RN，則稱單窗全相位譜分析；若f＝b≠RN則稱為雙窗全相位頻譜分析。這里只討論雙窗情況，令因果窗序列f的頻譜F(jω)(即其傅立葉變換)為F(jω)＝Fg(ω)e-jτω； τ＝(N-1)/2 (3)其中‘τ’表示群延時。對式(1)兩邊取傅立葉變換，有Wc(jω)＝F(jω)·F*(jω)＝|Fg(ω)|2(4)式(4)表明，Wc(jω)為前窗f的頻譜及其共軛譜的乘積(即為幅度譜的平方)，此乘積的結(jié)果使得卷積窗的相位譜為0。
從圖1可看出，加權(quán)重疊相加操作只是一種線性相加，而FFT本身也為一種線性處理，因此仍可把整個全相位FFT譜分析看成是一個線性系統(tǒng)，具有齊次性、疊加性。
2傳統(tǒng)加窗FFT譜的相位特性頻率為ω*、初相為θ0的單頻復指數(shù)序列表示為x(n)=ej(ω*n+θ0),n∈z---(5)]]>現(xiàn)研究該序列的加窗FFT相位譜。假設(shè)所加窗即為雙窗全相位FFT的前窗f，由窗截斷得到的觀察區(qū)間為n∈[0，N-1]，令‘’表示互為傅氏變換對，則x(n)↔ejθ0·2πδ(ω-ω*)---(6)]]>則加窗后的序列元素表示為xN(n)＝x(n)f(n) (7)結(jié)合式(3)，則根據(jù)卷積定理，加窗后的傅氏變換為
XN(jω)=ejθ0·δ(ω-ω*)*F(jω)=Fg(ω-ω*)·ej[θ0-τ(ω-ω*)]---(8)]]>對式(8)在頻率采樣點ωk＝k·Δω＝2kπ/N上進行采樣，即得傳統(tǒng)加窗FFT譜線值XN(k)=Fg(kΔω-ω*)·ej[θ0-τ(kΔω-ω*)]k∈[0,N-1]---(9)]]>則其主譜線(假設(shè)譜序號為k*)上的相角表示為1(k*)＝θ0-τ(kΔω-ω*) (10)但窗序列f截取到的觀察區(qū)間不一定為主區(qū)間[0，N-1]，通常會存在一段延時，假設(shè)此延時為‘L’個時域采樣間隔，根據(jù)傅氏變換的時移性質(zhì)，這會引起一大小為ω*L的附加相移，則這時相應FFT主譜線上的相角為2(k*)＝θ0-ω*L-τ(kΔω-ω*) (11)‘L’值可事先指定，而1(k*)與2(k*)可通過直接取主譜線上的相位譜值而獲得，將式(10)、式(11)相減即可形成頻率ω*的估計，這就是傳統(tǒng)第一類相位差校正原理，如圖2所示。3雙窗全相位FFT譜的相位特性假設(shè)圖1中由卷積窗wc截斷得到的觀察區(qū)間為[-N+1，N-1]，根據(jù)wc的對稱性，F(xiàn)FT所需的數(shù)據(jù)y(n)可表示為y(n)＝[wc(n)x(n)+wc(n-N)x(n-N)]RN(n) (12)根據(jù)頻域卷積定理，有wc(n)x(n)↔ejθ0·δ(ω-ω*)*Wc(jω)=ejθ0·Fg2(ω-ω*)---(13)]]>根據(jù)傅立葉變換的時移性質(zhì)，有wc(n-N)x(n-N)↔ej(θ0-ωN)·Fg2(ω-ω*)---(14)]]>結(jié)合式(12)～(14)，有Y(ejω)=ejθ0[(1+e-jωN)·Fg2(ω-ω*)]*RN(jω)---(15)]]>對式(15)在ωk＝k·2π/N上進行采樣，利用Nωk＝2kπ，有Y(k)=2ejθ0·Fg2(kΔω-ω*)*RN(jωk),k∈[0,N-1]---(16)]]>而矩形窗譜RN(jω)在ωk上滿足頻率采樣性質(zhì)RN(jωk)＝Nδ(k) (17)結(jié)合式(16)、式(17)，有Y(k)=2ejθ0·|Fg(kΔω-ω*)|2---(18)]]>對式(18)除以2進行歸一化，有Y(k)=ejθ0·|Fg(kΔω-ω*)|2---(19)]]>比較傳統(tǒng)加窗FFT譜表達式(9)與雙窗全相位FFT譜表達式(19)，可導出以下兩個性質(zhì)。
性質(zhì)1 單位幅度的單頻復指數(shù)序列的歸一化后的雙窗全相位FFT譜幅值為傳統(tǒng)加窗FFT譜幅值的平方。
性質(zhì)2 單頻復指數(shù)序列的雙窗全相位FFT的相位主譜值即為輸入序列的中心樣點的真實初相值，該值與信號頻率的偏離值無關(guān)。
再考慮觀察區(qū)間與主區(qū)間[-N+1，N-1]存在大小為‘L’的時移的情況，前面論述了全相位FFT具有線性時不變性，則根據(jù)傅氏變換的時移性質(zhì)，這段時移會引起大小為ω*L的相移，則主譜線(假設(shè)譜序號為k*)上的相位譜值為2(k*)＝θ0-ω*L (20)這時主區(qū)間的信號表達式為x′(n)=ej[ω*(n-L)+θ0],n∈[-N+1,N-1].]]>可見，式(20)仍為中心樣點x′(0)處的相位值。
性質(zhì)2表明，全相位FFT具有“相位不變性”。這意味著，無需進行相位校正，直接取全相位FFT主譜線上的相位值即可獲取信號的初始相位的精確估計。
4 全相位時移相位差法的頻率、幅值、相位的校正原理前面已分別對定義域為n∈[-N+1，N-1]和n∈[-N+1-L，N-1-L]的單頻復指數(shù)序列進行全相位FFT譜分析，得出其主譜線上的理論相位值分別為θ0和θ0-ω*L，將這兩個值記為1(k*)和2(k*)，則可得到頻率估計表達式 由于相位不需校正，因此直接取1(k*)作為初相估計 從式(21)看出，相位差Δ與延時大小L成正比，L增大時，Δ也隨之變大。但從譜線觀測的角度看，主譜線的相位1(k*)與2(k*)的范圍卻是有限的，只能由主譜值的虛部和實部的比值取反三角函數(shù)得到，從而迫使下式成立。
-π≤1(k*)≤π，-π≤2(k*)≤π-2π≤1(k*)-2(k*)≤2π (23)從而觀測到的相位差與理想值可能會存在差異，文獻[10]稱之為“相位模糊”現(xiàn)象。為消除“相位模糊”現(xiàn)象，應對觀測到的相位差值進行補償。但如何確定這個需補償?shù)南辔徊钪的?？可以這樣計算主譜線k*處對應的數(shù)字角頻率為2k*π/N，經(jīng)過L的延時后，該頻率會引起2k*Lπ/N的附加相移，該相移量2k*Lπ/N就是相位差補償值，從而有 于是全相位時移相位差法的頻率、相位估計的數(shù)據(jù)過程可形象地用圖3表示。
事實上，圖3步驟還可進一步簡化。因為對設(shè)計者來說，延時L的值完全可自行設(shè)定，若將L設(shè)定為特殊值‘N’，則由式(24)可知其相位補償值為2k*π，即為整個圓周的整數(shù)倍，等于沒有補償，因此這時就沒有考慮消除“相位模糊”的必要，直接用式(21)即可實現(xiàn)精確頻率估計。
另外，根據(jù)全相位FFT的線性性質(zhì)，由式(19)可推知，幅值為A的復指數(shù)序列的主譜線上的全相位FFT譜幅值為|Y(k*)|＝A|Fg(k*Δω-ω*)|2(25)從而全相位FFT幅值校正公式為A^=|Y(k*)||Fg(k*Δω-ω^*)|2---(26)]]>在得出頻率估計
后，很容易求得主譜線處的頻率偏移值為
，代入窗函數(shù)幅度譜公式Fg(ω)和式(26)即得信號幅度的估計。
(一)有益效果經(jīng)實驗證明全相位時移相位差校正法的頻譜校正具有如下優(yōu)點[11](7)在無噪且階數(shù)足夠大時(這符合光學、軍事中的精密測量情況)，本專利算法的頻率和相位估計精度可達10-12分辨率級比傳統(tǒng)頻譜校正法中精度最高的第一類相位差校正法還高出5～6個數(shù)量級。
(8)信噪比高于15dB以上時(這符合常見的現(xiàn)場信號采集情況)，本專利算法的頻率和相位估計精度比傳統(tǒng)頻率校正法中精度最高的第一類相位差校正法還高出1～2個數(shù)量級。
(9)信噪比低于15dB時，全相位時移相位差法比傳統(tǒng)第1類相位差法仍有優(yōu)勢。
(10)尤其適合校正傳統(tǒng)頻譜校正法無法勝任的存在密集頻譜和強干擾頻譜的場合。
(11)傳統(tǒng)所有方法的相位估計值受頻率估計誤差影響，而本專利方法相位估計無需校正，不受頻率估計影響。在噪聲大時，本專利方法尤其具有優(yōu)勢傳統(tǒng)方法的相位估計誤差很大，而本專利方法的相位估計精度仍很高。
(12)本文方法計算復雜度不比傳統(tǒng)方法高，這是因為(a)相位值無需校正，省去了傳統(tǒng)方法相位估計所耗費的計算量。(b)兩次全相位FFT的計算量可用一次全相位FFT來實現(xiàn)。
(c)圖1中的主要計算量仍在FFT中，附加的2N-1次乘法相比于FFT的計算量要小得多。
經(jīng)仿真實驗確定，全相位時移相位差法在相位計和頻率計及其頻譜分析儀的設(shè)計、微弱信號的檢測、電力系統(tǒng)的諧波分析、電介質(zhì)損耗角的測量、連續(xù)波雷達測速、激光波長測定、噪聲環(huán)境中的精確自適應陷波等領(lǐng)域的測量精度均比現(xiàn)在流行的各種算法高很多。
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權(quán)利要求
1.一種全相位時移相位差頻譜校正法，其特征是，根據(jù)公式Δ＝1(k*)-2(k*)+2k*Lπ/N＝ω*L 公式中假設(shè)譜序號為k*主譜線上的相角表示為1(k*)，ω*L的附加相移后的假設(shè)譜序號為k*主譜線上的相角表示為2(k*)，k*∈[0，N-1]，n∈z(Z為實數(shù))。使輸入信號通過雙窗全相位快速傅立葉變換器得到相位角；使前述輸入信號經(jīng)延時器延時L后輸入與前述雙窗全相位快速傅立葉變換器相同的另一個雙窗全相位快速傅立葉變換器；使所說的另一個雙窗全相位快速傅立葉變換器的輸出和所說的相位角進行疊加，疊加后輸入除法器，該除法器的輸出為輸入的1/L；使所說的除法器的輸出和信號2k*π/N進行疊加，疊加后即得到相位補償值，從而得到頻率、相位估計。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的一種，其特征是，將所說的延時器的延時量L設(shè)置為N。
專利摘要
本發(fā)明屬于電信技術(shù)中的頻譜分析領(lǐng)域，特別涉及全相位時移相位差頻譜校正法。為提供一種全相位時移相位差頻譜校正法，通過該方法能高精度地測量信號頻率、相位、幅值等參數(shù)，從而制成相位儀、頻率計、頻譜分析儀、激光測距儀等精密測量儀器，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是，用全相位FFT頻譜分析方法分析兩個存在延時關(guān)系的序列的頻譜，再用時移相位差法對兩次相位譜分析的結(jié)果進行校正。本發(fā)明主要應用于全相位時移相位差法在相位計和頻率計及其頻譜分析儀的設(shè)計、微弱信號的檢測、電力系統(tǒng)的諧波分析、電介質(zhì)損耗角的測量、連續(xù)波雷達測速、激光波長測定、噪聲環(huán)境中的精確自適應陷波等領(lǐng)域。
文檔編號H04L1/24GK1996986SQ200610129444
公開日2007年7月11日 申請日期2006年11月16日
發(fā)明者王兆華, 黃翔東 申請人:天津大學導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan