本發(fā)明涉及連續(xù)波穿墻雷達(dá)的目標(biāo)探測技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種連續(xù)波穿墻雷達(dá)瞬變直耦波無控型對消器。

背景技術(shù)：

連續(xù)波穿墻雷達(dá)是近年來將微波遙感理論和雷達(dá)成像技術(shù)相結(jié)合而產(chǎn)生的一種用于探測被障礙物遮擋目標(biāo)的新型短距離探測系統(tǒng)。它通過發(fā)射一定形式的電磁波信號,能有效穿透墻壁、樹叢、隔板等常見非金屬障礙物，并通過分析接收到的回波信息，對隱藏在障礙物后的目標(biāo)進(jìn)行實時的探測、跟蹤和定位，具有廣泛的應(yīng)用前景。

然而在實際應(yīng)用中，由于穿墻雷達(dá)的特殊性，操作者所面臨的探測環(huán)境通常具有復(fù)雜多變的特點，其中可能包含的干擾因素眾多。其中由天線耦合、墻體反射以及靜止背景散射等原因所產(chǎn)生的直耦波干擾通常具有最大的回波能量。而有用的目標(biāo)回波信號由于受到墻體衰減、雷達(dá)橫截面積以及目標(biāo)距離、波達(dá)方位等諸多方面的限制，其信號幅度相對微弱。這些強(qiáng)直耦波分量若不經(jīng)過適當(dāng)?shù)靥幚矶苯右肜走_(dá)接收模塊，容易徹底淹沒相對微弱的目標(biāo)回波信號，并導(dǎo)致雷達(dá)接收機(jī)后端的飽和與失真，影響目標(biāo)的檢測與提取。因此，如何在時變的動態(tài)環(huán)境下有效抑制回波信號中的直耦波分量，是影響連續(xù)波穿墻雷達(dá)探測性能的重要因素之一。

傳統(tǒng)的直耦波對消器通常由可變增益放大器(vga)、微波移相器(pf)、檢波器以及相應(yīng)的微控制單元組成(如圖1示)。從發(fā)射機(jī)中引入的載波參考信號經(jīng)過微波放大器與移相器的調(diào)制與接收的回波信號進(jìn)行累加，累加后得到的輸出信號通過檢波器進(jìn)行功率檢測并將結(jié)果送入微控制單元中，最后由微控制單元根據(jù)檢波器的輸出確定最適合放大器和移相器的控制電壓。這種對消電路具有結(jié)構(gòu)簡單，理論直觀的優(yōu)勢，但是同時也具有許多難以避免的缺陷。首先，為了確定適合當(dāng)前探測環(huán)境的控制電壓，在檢測開始前，雷達(dá)的微控制單元通常需要消耗較長的時間來進(jìn)行相最佳參數(shù)的搜索，即直耦波對消的預(yù)處理過程。而由于大多數(shù)穿墻探測任務(wù)所特有的緊迫性，這段預(yù)處理過程往往是操作者所不樂見的。其次，由于直耦波對消器處理的是從天線接收到的原始回波數(shù)據(jù)，其信噪比通常較低，因此雷達(dá)檢波器的輸出容易受到環(huán)境噪聲、元件誤差甚至檢波器自身溫度漂移的干擾，從而限制對消精度。最后，由于雷達(dá)的控制單元對參數(shù)搜索往往需要消耗較長的時間，所以傳統(tǒng)的直耦波對消模塊一般采用一次對消的工作模式，即在正式檢測開始后不再對預(yù)處理過程中所確定的控制電壓進(jìn)行調(diào)整。因此，一旦外界檢測環(huán)境發(fā)生變化，雷達(dá)系統(tǒng)的對消性能將出現(xiàn)大幅的降低，甚至產(chǎn)生新的雜波干擾。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于解決上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷，提供一種瞬變直耦波無控型對消器，不僅能夠有效提高對消精度、降低系統(tǒng)成本、節(jié)省處理時間，同時還能針對瞬變的直耦波分量進(jìn)行實時參數(shù)調(diào)整，實現(xiàn)自適應(yīng)對消，保證系統(tǒng)性能的穩(wěn)定性。

一種連續(xù)波穿墻雷達(dá)瞬變直耦波無控型對消器，包括信號分解模塊、信號調(diào)制模塊和信號合成模塊；其中，

所述信號分解模塊，用于對接收回波信號和載波參考信號的正交分解；

所述信號調(diào)制模塊，用于對分解的各信號分量進(jìn)行幅度和頻率參數(shù)的調(diào)整和控制；

所述的信號合成模塊，用于對調(diào)制后的信號分量進(jìn)行疊加，生成逆相的直耦波對消信號。

進(jìn)一步地，如上所述的對消器，所述信號分解模塊包括：

耦合器單元，用于對載波參考信號進(jìn)行等分；

正交混頻器單元，用于對載波參考信號進(jìn)行移相，實現(xiàn)與回波信號的正交混頻。

進(jìn)一步地，如上所述的對消器，所述的信號調(diào)制模塊包括：

低通濾波單元，用于實現(xiàn)有用信號和直耦波分量的分離，防止有用信號進(jìn)入對消環(huán)路而受到衰減；

基帶放大單元，用于實現(xiàn)對調(diào)制信號的幅度調(diào)整，使其充分滿足矢量適配方程。

進(jìn)一步地，如上所述的對消器，所述的信號合成模塊包括：

正交調(diào)制器，用于將幅度調(diào)制后的信號分量進(jìn)行二次混頻；

疊加器，用于將兩路正交信號進(jìn)行疊加，生成合適的逆相信號并通過反饋環(huán)路將其引入接收信號，實現(xiàn)直耦波的自適應(yīng)對消。

本發(fā)明的技術(shù)效果：

本發(fā)明提供的瞬變直耦波無控型對消器，通過差分混頻器、低通濾波器和低噪可調(diào)增益放大器完成對信號的正交分解和參數(shù)調(diào)制，利用反饋環(huán)路代替?zhèn)鹘y(tǒng)對消器中的微控制單元，避免了繁冗耗時的參數(shù)搜索處理，不僅能夠有效提高對消精度、降低系統(tǒng)成本、節(jié)省處理時間，同時還能針對瞬變的直耦波分量進(jìn)行實時參數(shù)調(diào)整，實現(xiàn)自適應(yīng)對消，保證系統(tǒng)性能的穩(wěn)定性，在連續(xù)波穿墻雷達(dá)的探測領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用前景。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)直耦波對消器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明瞬變直耦波無控型對消器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為矢量適配方程的原理圖；

圖4(a)為雷達(dá)接收的回波信號對消前功率曲線圖；

圖4(b)為雷達(dá)接收的回波信號經(jīng)過傳統(tǒng)直耦波對消器對消后的功率曲線圖；

圖5為雷達(dá)接收的回波信號經(jīng)過本申請瞬變直耦波無控型對消器對消后的功率曲線圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面對本發(fā)明中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

本發(fā)明基于數(shù)字信號處理中的矢量適配方程，通過差分混頻器、低通濾波器和低噪放大器(基帶放大器)完成對載波參考信號和接收信號的正交分解和參數(shù)調(diào)制，結(jié)合反饋環(huán)路特點，通過矢量疊加的方法實現(xiàn)對接收信號中瞬變直耦波分量的實時探測和自適應(yīng)對消處理。

如圖2所示，本發(fā)明提供的連續(xù)波穿墻雷達(dá)瞬變直耦波無控型對消器，包括信號分解模塊、信號調(diào)制模塊和信號合成模塊；其中，

所述信號分解模塊，用于對接收回波信號和載波參考信號的正交分解；

所述信號調(diào)制模塊，用于對分解的各信號分量進(jìn)行幅度和頻率參數(shù)的調(diào)整和控制；

所述的信號合成模塊，用于對調(diào)制后的信號分量進(jìn)行疊加，生成逆相的直耦波對消信號。

具體地，所述信號分解模塊包括：

耦合器單元，用于對載波參考信號進(jìn)行等分；

正交混頻器單元，用于對載波參考信號進(jìn)行移相，實現(xiàn)與回波信號的正交混頻。

所述的信號調(diào)制模塊包括：

低通濾波單元，用于實現(xiàn)有用信號和直耦波分量的分離，防止有用信號進(jìn)入對消環(huán)路而受到衰減；

基帶放大單元，用于實現(xiàn)對調(diào)制信號的幅度調(diào)整，使其充分滿足矢量適配方程。

所述的信號合成模塊包括：

正交調(diào)制器，用于將幅度調(diào)制后的信號分量進(jìn)行二次混頻；

疊加器，用于將兩路正交信號進(jìn)行疊加，生成合適的逆相信號并通過反饋環(huán)路將其引入接收信號，實現(xiàn)直耦波的自適應(yīng)對消。

本發(fā)明對消器的原理：

如圖3所示，本發(fā)明基于數(shù)字信號處理中的矢量適配方程：

這里a為接收信號中的直耦波分量，b、b’為載波參考信號及其正交分量。

具體設(shè)計步驟如下：

1.通過正交混頻器將接收信號與載波參考信號及其正交分量進(jìn)行點乘，完成i/q兩路信號的下變頻。

2.通過低通濾波器提取i/q兩路信號中的基帶直達(dá)波分量并引入對消環(huán)路中，防止有用目標(biāo)回波的能量損耗。

3.通過低噪可調(diào)增益放大器對i/q兩路信號進(jìn)行幅度調(diào)制。

4.再次通過正交調(diào)制器將i/q兩路信號與載波參考信號及其正交分量進(jìn)行點乘，完成信號的上變頻。

5.通過疊加器合成對消信號，實現(xiàn)對接收信號中直耦波分量的自適應(yīng)對消。

本發(fā)明的瞬變直耦波無控型對消器的結(jié)構(gòu)如圖2所示，由正交混頻器、低通濾波器和低噪可調(diào)增益放大器組成。對消的基本原理基于數(shù)字信號處理中的矢量適配方程，其矢量關(guān)系如圖3所示。

假設(shè)連續(xù)波穿墻雷達(dá)的載波參考信號ur及接收回波中的直耦波分量ui可分別表示為：

ur(t)＝ar·cos(2πfc·t+θr)

ui(t)＝ai·cos(2πfc·t+θi)

其中，ai、ar、和分別表示兩個信號相應(yīng)的幅度和相位，fc為連續(xù)波穿墻雷達(dá)的載波頻率。直耦波分量ui通過差分混頻器分別與參考信號ur及其正交分量ur'進(jìn)行混頻，并依次通過低通濾波器和放大器。假設(shè)兩個差分混頻器、低通濾波器以及可調(diào)增益放大器對信號幅度的衰減系數(shù)分別為k1、k2、k3和k4，則經(jīng)過放大器后的i、q兩路信號可分別表示為，

i:si(t)＝l(ui·ur·k1·k3·k4)

q:sq(t)＝l(ui·u'r·k1·k3·k4)

其中函數(shù)l(x)表示信號x的低頻分量。將信號ui和ur帶入公式，則可得到正交調(diào)制器的兩路輸入信號分別為：

i:

q:

同理可知第二個差分混頻器的兩路參考信號為：

i:ri(t)＝k2·ur(t)＝k2·arcos(2πfct+θr)

q:rq(t)＝k2·u'r(t)＝k2·arsin(2πfct+θr)

累加器將兩路混頻信號的乘積進(jìn)行反相疊加，則其相應(yīng)的輸出信號可表示為：

由此可知，調(diào)節(jié)模塊的放大器增益系數(shù)k4，使其滿足條件

則可得到接收回波相應(yīng)的對消信號x(t)。

實施例：

連續(xù)波穿墻雷達(dá)瞬變直耦波無控型對消器的一個優(yōu)選實施例結(jié)合附圖詳述如下：連續(xù)波穿墻雷達(dá)的載波頻率為2.41ghz，發(fā)射信號功率為15dbm，墻體距離雷達(dá)發(fā)射天線1米。連續(xù)波雷達(dá)接收的回波信號功率約為-9.87dbm。雷達(dá)接收的回波信號經(jīng)過傳統(tǒng)直耦波對消器，預(yù)處理時間約為35秒，對消后的信號功率約為-32dbm(見圖4)。相同條件下，當(dāng)雷達(dá)接收的回波信號經(jīng)過本發(fā)明的瞬變直耦波對消器，不需要經(jīng)過預(yù)處理，對消后的信號功率約為-44.78dbm(見圖5)。

最后應(yīng)說明的是：以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案，而非對其限制；盡管參照前述實施例對本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)的說明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術(shù)方案進(jìn)行修改，或者對其中部分技術(shù)特征進(jìn)行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應(yīng)技術(shù)方案的本質(zhì)脫離本發(fā)明各實施例技術(shù)方案的精神和范圍。