本發(fā)明涉及一種基于磁隔離可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路，屬于交流電流檢測電路技術領域。

背景技術：

電力電子技術的應用可大大提高電能變換裝置功率密度，減小體積和重量。隨著多電和全電飛機的發(fā)展，飛機用電量不斷增加，機載電力電子設備越來越多。在機載電力電子變換裝置的控制中需要準確的檢測電流波形來完成優(yōu)良的控制以及保護電路的功能。

在電力電子變換器中，檢測電流的方法主要包括霍爾元件檢測、電阻采樣和電流互感器檢測?；魻栐軌驕蚀_的采樣電流，但是需要輔助電源，所以增加了整個系統(tǒng)的成本、重量和體積，同時霍爾元件失效率相對較高，影響系統(tǒng)的可靠性。電阻采樣適合中小功率的場合，而且采樣電阻的特性受環(huán)境因素影響比較大，采樣的精度不能保證。電流互感器也經常用來檢測電流，但是由于電流互感器本身的缺陷，其只能采樣交流分量，因此無法準確的采樣交流電流。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種基于磁隔離可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路，能夠實時監(jiān)測反映交流電流直流偏置的情況，對整個系統(tǒng)的電流偏置情況進行監(jiān)測，從而為電力電子裝置的電流采樣提供基礎。該方法特別適用于電流峰值控制中的交流電流檢測場合。

本發(fā)明為解決其技術問題采用如下技術方案：

一種基于磁隔離可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路，包括：雙電流互感器感應電路(1)、不控整流電路(2)和電阻采樣電路(3)；其中，所述雙電流互感器感應電路(1)包括第一電流互感器T1和第二電流互感器T2；所述不控整流電路(2)包括第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3和第四二極管D4；所述電阻采樣電路(3)包括第一電阻R1、第二電阻R2和第三電阻R3；其中，第一電流互感器T1的原邊繞組和第二電流互感器T2的原邊繞組串聯(lián)連接后與被檢測的電流源并聯(lián)形成回路，第一電流互感器T1的副邊繞組和第二電流互感器T2的副邊繞組串聯(lián)連接，串聯(lián)點接地；第一電流互感器T1副邊繞組另一端與不控整流電路(2)中的第一二極管D1的陽極相連，同時與電阻采樣電路(3)中的第一電阻R1的一端相連，第一電阻R1的另一端與第二二極管D2的陰極相連，第二二極管D2的陽極接地，第二電流互感器T2副邊繞組的另一端與第四二極管D4的陽極連接，同時也與第三電阻R3的一端連接，第三電阻R3的另一端與第三二極管D3的陰極連接，第三二極管D3的陽極接地；第四二極管D4的陰極與第一二極管D1的陰極連接；第二電阻R2一端與第一二極管D1的陰極連接，一端接地。

第一電阻R1和第三電阻R3的阻值相同，并且大于第二電阻R2的阻值。

第一電流互感器T1和第二電流互感器T2是兩個相互獨立但相同的電流互感器。

本發(fā)明的有益效果如下：

(1)利用電流互感器檢測，不需要輔助電源供電，成本低，可靠性高。

(2)整個電路結構簡單，易于實現(xiàn)，檢測速度快。

(3)可以有效的反映交流電流的直流偏置，所以精確度比較高。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的一種基于磁隔離可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路結構示意圖，其中：1、雙電流互感器感應電路；2、不控整流電路；3、電阻采樣電路。

圖2為本發(fā)明的兩個電流互感器的工作狀態(tài)圖。

圖3為本發(fā)明的一種基于磁隔離的可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路的仿真模型圖。

圖4(a)為本發(fā)明檢測對稱方波時被檢測的電流波形；圖4(b)為本發(fā)明檢測對稱方波時激磁電感Lm1的電流波形；圖4(c)為本發(fā)明檢測對稱方波時激磁電感Lm2的電流波形；圖4(d)為本發(fā)明檢測正偏方波時采樣電阻R2兩端的電壓波形。

圖5(a)為本發(fā)明檢測正偏方波時被檢測的電流波形；圖5(b)為本發(fā)明檢測正偏方波時激磁電感Lm1的電流波形；圖5(c)為本發(fā)明檢測正偏方波時激磁電感Lm2的電流波形；圖5(d)為本發(fā)明檢測正偏方波時采樣電阻R2兩端的電壓波形。

上述附圖中的主要符號名稱：T₁、T₂——電流互感器；L_m1、L_m2——電流互感器等效激磁電感；D₁、D₂、D₃、D₄——不控整流二極管；R₁、R₂、R₃——采樣電阻；i_AC——被檢測的交流電流；i_Lm1、i_Lm2——電流互感器激磁電感電流；i₁₂——第一電流互感器副邊電流；i₂₂——第二電流互感器副邊電流；u₁₂——第一電流互感器副邊電壓；u₂₂——第二電流互感器副邊電壓；u_R2——采樣電阻R₂上的電壓；a₁、b₁、c₁——激磁電感L_m1的工作狀態(tài)；a₂、b₂、c₂——激磁電感L_m2的工作狀態(tài)。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明創(chuàng)造做進一步詳細說明。

如圖1所示，本實施方案的一種基于磁隔離可反映直流偏置狀態(tài)的交流電流檢測電路，主要包括：雙電流互感器感應電路1、不控整流電路2和電阻采樣電路3。其中，所述雙電流互感器感應電路1由兩個完全相同的第一電流互感器T1和第二電流互感器T2構成；所述的不控整流電路2由第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3和第四二極管D4組成；所述的電阻采樣電路3由第一電阻R1、第二電阻R2和第三電阻R3組成。第一電流互感器T1的原邊繞組和第二電流互感器T2的原邊繞組串聯(lián)連接后與被檢測的電流源并聯(lián)形成回路，第一電流互感器T1的副邊繞組和第二電流互感器T2的副邊繞組串聯(lián)連接，串聯(lián)點接地；第一電流互感器T1副邊繞組另一端與不控整流電路2中的第一二極管D1的陽極相連，同時與電阻采樣電路3中的第一電阻R1的一端相連，第一電阻R1的另一端與第二二極管D2的陰極相連，第二二極管D2的陽極接地，第二電流互感器T2副邊繞組的另一端與第四二極管D4的陽極連接，同時也與第三電阻R3的一端連接，第三電阻R3的另一端與第三二極管D3的陰極連接，第三二極管D3的陽極接地；第四二極管D4的陰極與第一二極管D1的陰極連接；電阻采樣電路3中，第二電阻R2一端與第一二極管D1的陰極連接，一端接地。

第一電阻R1和第三電阻R3的阻值相同，并且大于第二電阻R2的阻值。第一電流互感器T1和第二電流互感器T2是兩個相互獨立但相同的電流互感器。

本交流電流檢測電路在被檢測電流大于零的正半周時，第一電流互感器T1的副邊電流流過第一二極管D1和第二電阻R2構成回路，第二二極管D2反向截止；第二電流互感器T2的副邊電流流過第三二極管D3和第三采樣電阻R3構成回路，第四二極管D4反向截止。本檢測電路在被檢測電流小于零的負半周時，第一電流互感器T1的副邊電流流過第二二極管D2和第一電阻R1構成回路，第一二極管D1反向截止；第二電流互感器T2的副邊電流流過第四二極管D4和第二電阻R2構成回路，第三二極管D3反向截止。所以第二電阻R2兩端的電壓可以反映被檢測的交流電流經過不控整流電路后的電流波形。當被檢測的交流電流無直流偏置時，t＝0時，流過激磁電感Lm1和Lm2的電流為0，對于第一電流互感器T1，正半軸的電流流過第二電阻R2，負半周的電流流過第一電阻R1，由于第一電阻R1大于第二電阻R2，第一電流互感器T1副邊繞組的正伏秒小于負伏秒，所以在此伏秒差的作用下，激磁電感Lm1的電流會向負向繼續(xù)增大，穩(wěn)態(tài)時激磁電感Lm1工作在一個負直流工作點，此時第一電流互感器T1的副邊繞組的正負伏秒相同。對于第二電流互感器T2，正半軸的電流流過第三電阻R3，負半周的電流流過第二電阻R2，由于第三電阻R3大于第二電阻R2，第二電流互感器T2副邊繞組的正伏秒大于負伏秒，所以在此伏秒差的作用下，激磁電感Lm2的電流會向正向繼續(xù)增大，穩(wěn)態(tài)時激磁電感Lm2工作在一個正直流工作點，此時第二電流互感器T2的副邊繞組的正負伏秒相同。

如圖2所示，當被檢測交流電流無直流偏置時，激磁電感Lm1工作在一個負的直流工作點，激磁電感Lm2工作在一個正的直流工作點，并且兩個工作點a1和a2關于原點對稱。當被檢測電流出現(xiàn)正偏時，激磁電感Lm1和激磁電感Lm2的工作點會向正方向偏，如圖2中a1-b1、a2-b2，此時激磁電感Lm1的直流工作點靠近零點，等效電感增加，脈動減??；激磁電感Lm2的直流工作點遠離零點，等效電感減小，脈動增加。當被檢測電流出現(xiàn)負偏時，激磁電感Lm1和激磁電感Lm2的工作點會向負方向偏，如圖2中a1-c1、a2-c2，此時激磁電感Lm1的直流工作點遠離零點，等效電感減小，脈動減增加；激磁電感Lm2的直流工作點靠近零點，等效電感增加，脈動減小。所以從分析信息來看，該電流檢測電路可與有峰值電流控制配合起到抑制直流偏置的作用，相當于直流偏置的大小變換成采樣電阻電壓斜率的變化量，從而參與直流抑制控制。

為驗證本發(fā)明的工作原理，仿真模型如附圖3所示，利用非線性電感和理想變壓器來模擬電流互感器。仿真結果如附圖4和圖5所示。該發(fā)明用來檢測對稱方波時，被檢測的電流波形如圖4(a)所示，流過激磁電感Lm1電流i_Lm1的波形如圖4(b)所示，流過激磁電感Lm2電流i_Lm2的波形如圖4(c)所示，同時i_Lm1有負直流偏置，i_Lm2有正直流偏置，兩者的電流脈動相同，第二電阻R2兩端的電壓波形如圖4(d)所示，第二電阻R2的電壓u_R2每個周期都一樣，可以檢測被檢測電流交流分量的幅值；該發(fā)明用來檢測正偏方波時，被檢測的電流波形如圖5(a)所示有正向直流偏置，流過激磁電感Lm1電流i_Lm1的波形如圖5(b)所示，流過激磁電感Lm2電流i_Lm2的波形如圖5(c)所示，同時i_Lm1的直流偏置靠近零點，電流脈動減小，i_Lm2的直流偏置遠離零點，脈動脈動增加，第二電阻R2兩端的電壓波形如圖5(d)所示，第二電阻R2兩端的電壓在正半周和負半周的斜率不同，直流偏置的大小變換成采樣電阻電壓斜率的變化量，從而反映被檢測電流的直流偏置信息。