本發(fā)明涉及流量測(cè)量領(lǐng)域，為一種氣體超聲波流量變送器，特別是一種基于相鄰峰值最大差值的氣體超聲流量計(jì)間歇式激勵(lì)和信號(hào)處理方法和系統(tǒng)。本發(fā)明采用間歇式激勵(lì)方法產(chǎn)生超聲波信號(hào)，采用相鄰峰值最大差值方法并結(jié)合過(guò)零檢測(cè)方法處理超聲回波信號(hào)，實(shí)現(xiàn)氣體流量的測(cè)量。

背景技術(shù)：

氣體超聲波流量計(jì)(又稱(chēng)氣體超聲流量計(jì))具有精度高、無(wú)壓損、測(cè)量范圍廣等諸多優(yōu)點(diǎn)，在氣體流量測(cè)量方面應(yīng)用廣泛，特別在大口徑管道的天然氣流量測(cè)量方面，其優(yōu)越性更加明顯。氣體超聲波流量計(jì)常用的測(cè)量方法(原理)有傳播速度差法和多普勒法等。傳播速度差法又包括時(shí)差法、相差法和頻差法。其中，時(shí)差法是氣體超聲流量計(jì)采用的最為廣泛和有效的測(cè)量方法。基于時(shí)差法測(cè)量原理的氣體超聲波流量計(jì)測(cè)量流量時(shí)，首先需要激勵(lì)信號(hào)以驅(qū)動(dòng)發(fā)射換能器發(fā)出超聲波信號(hào)；接收換能器再將接收到的超聲波信號(hào)轉(zhuǎn)化為回波信號(hào)；根據(jù)回波信號(hào)找到一個(gè)穩(wěn)定的特征點(diǎn)來(lái)確定順流和逆流的傳播時(shí)間，進(jìn)而計(jì)算出氣體流量。但是，由于超聲波信號(hào)在氣體中傳播時(shí)，其能量會(huì)產(chǎn)生較大衰減，所以，回波信號(hào)幅值較小，信噪比較低，容易受噪聲、流量波動(dòng)等的影響。同時(shí)，激勵(lì)信號(hào)的長(zhǎng)度、幅值等都會(huì)直接影響回波信號(hào)的品質(zhì)。

國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)氣體超聲流量計(jì)的激勵(lì)技術(shù)進(jìn)行了研究，主要提出了以下幾種方法。

(1)調(diào)頻編碼激勵(lì)方法

調(diào)頻編碼激勵(lì)方法主要分為線性調(diào)頻、非線性調(diào)頻和階梯調(diào)頻。該激勵(lì)方法包含單個(gè)或多個(gè)頻段的載波(如正弦波)，通過(guò)增加激勵(lì)信號(hào)的帶寬，來(lái)提高回波信號(hào)的幅值。Tanisawa S等采用一種調(diào)頻信號(hào)來(lái)激勵(lì)超聲波換能器(Tanisawa S.，Hirose H..Study on a gas FM ultrasonic flow rate sensor for a small diameter pipe[C].Proceedings of the 43st SICE Annual Conference IEEE(SICE 2004)，2004，1：521-524.)，以保證聲場(chǎng)的穩(wěn)定，有效地減少駐波和反射波的影響。但是，由于超聲換能器的帶寬較窄，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的帶寬受限，超出換能器通帶外的能量轉(zhuǎn)換效率低，因此，從回波信號(hào)幅值角度考慮，調(diào)頻激勵(lì)的效果并不明顯。

(2)調(diào)相編碼激勵(lì)方法

調(diào)相編碼激勵(lì)方法主要分為m序列、L序列、H序列、雙素?cái)?shù)序列和巴克碼。每種調(diào)相編碼激勵(lì)信號(hào)都有一段特殊編碼順序的序列，而每種序列一般由兩種載波(用二進(jìn)制數(shù)0和1表示)組成，兩種載波之間具有相對(duì)固定的相位差。在同一序列中，同一載波的形狀和長(zhǎng)度相同。在不同的序列中，載波的形狀和長(zhǎng)度都可以不同。Nowicki A等采用一種調(diào)相編碼信號(hào)激勵(lì)換能器(Nowicki A.,Klimonda Z.,Lewandowski M.,et al.Comparison of sound fields generated by different coded excitations-experimental results[J].Ultrasonics,2006,44(1):121-129.)，發(fā)現(xiàn)調(diào)相編碼和短脈沖激勵(lì)信號(hào)聲場(chǎng)分布相似，而調(diào)相編碼激勵(lì)能夠更有效地抑制相關(guān)函數(shù)旁瓣。Jacobson S.A.等采用11位巴克碼作為激勵(lì)信號(hào)(Jacobson S.A.，Lynnworth L.C.，Korba J.M..Differential Correlation Analyzer[P].U.S：4787252，1988-11.)，能得到相關(guān)函數(shù)旁瓣最小的回波信號(hào)。Ricci M采用m序列作為激勵(lì)信號(hào)(Ricci M,Senni L,Burrascano P.Exploiting Pseudorandom Sequences to Enhance Noise Immunity for Air-Coupled Ultrasonic Nondestructive Testing[J].IEEE Transactions on Instrumentation&Measurement,2012,61(11):2905-2915.)，能得到信噪比較高，量化噪聲較小的回波信號(hào)。

(3)調(diào)幅編碼激勵(lì)方法

調(diào)幅編碼激勵(lì)方法比較特殊，主要適用于基于互相關(guān)分析的信號(hào)處理算法。碼元1代表有激勵(lì)信號(hào)(激勵(lì)周期)，碼元0代表無(wú)激勵(lì)信號(hào)(止歇周期)。在激勵(lì)周期內(nèi)，回波信號(hào)具有較穩(wěn)定的幅值；在止歇周期內(nèi)，回波信號(hào)幅值基本為0。取回波信號(hào)的幅值輪廓與激勵(lì)信號(hào)進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算，求取回波信號(hào)的到達(dá)時(shí)刻。Yao Z J等采用調(diào)幅編碼信號(hào)(Yao Z J,Gao T,Ma H R,et al.Optimized Pseudorandom BASK Emission Sequences for Ultrasonic Multi-Life Location System[J].Advanced Materials Research,2011,268-270:1850-1855.)，消除不同通道間的串?dāng)_，提高回波信號(hào)相關(guān)算法的準(zhǔn)確度。

(4)不同編碼結(jié)合激勵(lì)方法

Miyamoto J等采用幅值調(diào)制的m序列作為激勵(lì)信號(hào)(Miyamoto J,Kajitani H.Optimum pseudo random sequence determining method,position detection system,position detection method,transmission device and reception device:US,US8427905[P].2013.)，通過(guò)對(duì)激勵(lì)信號(hào)與回波信號(hào)做互相關(guān)處理，找出真實(shí)的回波信號(hào)，消除回波信號(hào)中反射波的影響。

(5)非編碼激勵(lì)方法

非編碼激勵(lì)方法是采用單個(gè)或多個(gè)連續(xù)脈沖、正弦波等對(duì)超聲波換能器進(jìn)行激勵(lì)。該方式形式簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。Fang M等采用不同的非編碼信號(hào)激勵(lì)超聲波換能器(Fang M,Xu K J,Zhu W J,et al.Energy transfer model and its applications of ultrasonic gas flow-meter under static and dynamic flow rates[J].Review of Scientific Instruments,2016,87(1).)，建立了能量傳遞模型，發(fā)現(xiàn)當(dāng)激勵(lì)電壓較低時(shí)，若采用單個(gè)脈沖或正弦波激勵(lì)，激勵(lì)信號(hào)能量較小，回波信號(hào)幅值較低，而采用多個(gè)連續(xù)脈沖或正弦波進(jìn)行激勵(lì)，可以有效地提高回波信號(hào)的幅值。

國(guó)內(nèi)外學(xué)者也對(duì)氣體超聲流量計(jì)信號(hào)處理技術(shù)進(jìn)行了研究，主要有以下幾種方法。

(1)基于互相關(guān)和過(guò)零檢測(cè)相結(jié)合的方法

德國(guó)西門(mén)子股份公司采用一種過(guò)零檢測(cè)與互相關(guān)相結(jié)合的方法計(jì)算超聲波順流和逆流的絕對(duì)傳播時(shí)間(Arthur Freund,Nils Kroemer.Method for measuring the time of flight of electric,electromagnetic or acoustic signals,EP Patent NO.0797105A2,Mar.17,1997)，首先通過(guò)某種方法獲得1段不含噪聲的回波信號(hào)，假設(shè)其起始時(shí)刻為t₀，同時(shí)在該回波信號(hào)中選定某1個(gè)過(guò)零點(diǎn)，該過(guò)零點(diǎn)距離起始時(shí)刻t₀的時(shí)間間隔記為t_N。然后，將該段回波信號(hào)與換能器實(shí)際采集的回波信號(hào)做互相關(guān)運(yùn)算。如果互相關(guān)運(yùn)算結(jié)果的最大值表征的時(shí)間間隔為t_d，同時(shí)，假設(shè)實(shí)際回波信號(hào)的起始時(shí)刻相對(duì)于激勵(lì)信號(hào)發(fā)射時(shí)刻的時(shí)間間隔為t₁，那么回波信號(hào)的傳播時(shí)間為：

t＝t₁+t_d+t_N-t_korr (1)

式中，t_korr為修正時(shí)間，它包括換能器轉(zhuǎn)換延時(shí)和電路傳輸延遲。這種方法能夠可靠地從混雜有噪聲信號(hào)的接收波形中檢測(cè)出回波信號(hào)，并且由于過(guò)零點(diǎn)附近具有較高的幅值分辨率，所以，適合于嘈雜的工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)。但是，該專(zhuān)利中沒(méi)有披露如何獲取不含噪聲的回波信號(hào)；同時(shí)，還存在互相關(guān)運(yùn)算量大等問(wèn)題。

(2)基于相位突變的方法

奧地利AVL里斯托有限公司(Mario Kupnik,Andreas Schroder,Michael Wiesinger,Klaus-Christoph Harms.Ultrasonic gas flowmeter as well as device to measure exhaust flows of internal combustion engines and method to determine flow of gases,US Patent NO.2005/0066744A1,Mar.31,2005)采用監(jiān)測(cè)超聲回波信號(hào)在從無(wú)到有的過(guò)程中相位的突變來(lái)實(shí)現(xiàn)流量測(cè)量。由于回波信號(hào)呈紡錘體型，因此，首先尋找到回波信號(hào)的幅值最大點(diǎn)，并且通過(guò)希爾伯特變換計(jì)算獲得信號(hào)的相位信息，再以回波信號(hào)的最大幅值點(diǎn)對(duì)應(yīng)的時(shí)刻為起點(diǎn)，尋找回波信號(hào)上最大幅值前面的部分，找到相位停止持續(xù)變化的時(shí)間點(diǎn)，將該點(diǎn)作為相位突變點(diǎn)。通過(guò)這個(gè)相位突變點(diǎn)，確定回波信號(hào)的第一個(gè)過(guò)零點(diǎn)，進(jìn)而獲得超聲波順流、逆流傳播時(shí)間?？墒牵@種方法計(jì)算量大，并且易受現(xiàn)場(chǎng)噪聲的影響，不便于工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)的實(shí)際應(yīng)用。

(3)基于移位疊加的方法

為了提高回波信號(hào)的信噪比，荷蘭的Instromet公司采用了移位疊加的方法(Eduard Johannes Botter.Ultrasonic signal processing method and applications thereof,US patent NO.7254494B2,Aug.7,2007)。此方法首先按照一定的時(shí)間間隔連續(xù)發(fā)送8次激勵(lì)信號(hào)，獲得相應(yīng)的8組回波信號(hào)，然后，將這8組回波信號(hào)按照預(yù)設(shè)的時(shí)間進(jìn)行移位疊加，使回波信號(hào)獲得增強(qiáng)，而噪聲信號(hào)由于其隨機(jī)性，在疊加的過(guò)程中會(huì)相互抵消而衰減。最后，再通過(guò)閾值檢測(cè)的方法獲得超聲波順流、逆流傳播時(shí)間。該方法利用回波信號(hào)和噪聲信號(hào)各自的時(shí)域特征，有效地提高了信噪比。但是，重復(fù)發(fā)射超聲激勵(lì)信號(hào)，延長(zhǎng)了系統(tǒng)的測(cè)量時(shí)間，影響了流量計(jì)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。當(dāng)流量發(fā)生突變時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生較大的測(cè)量誤差。

(4)基于互相關(guān)及其衍生的方法

由于在超聲波流量計(jì)工作工程中，順流和逆流時(shí)產(chǎn)生的回波信號(hào)之間具有相關(guān)性，而噪聲與信號(hào)之間不具有相關(guān)性，因此可以利用互相關(guān)及其衍生方法計(jì)算超聲波的傳播時(shí)間差。傳統(tǒng)的互相關(guān)計(jì)算如式(2)所示，其中，假設(shè)順流時(shí)的回波信號(hào)為x(t)，逆流時(shí)的回波為y(t)，那么，R_xy(τ)取得最大值時(shí)所對(duì)應(yīng)的時(shí)間位移τ，即為順流傳播時(shí)間與逆流傳播時(shí)間之差。傳統(tǒng)的互相關(guān)方法運(yùn)算量大，難以利用單片機(jī)的有限資源實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)。為了減少互相關(guān)的運(yùn)算量，日本東京計(jì)裝(Keiso)株式會(huì)社采用了一種互相關(guān)衍生算法(Tokio Sugl,Tadao Sasaki.Ultrasonic flow meter,US patent NO.007299150B1,Nov.20,2007)，如式(3)所示，其中，m為移位步數(shù)，N為采樣點(diǎn)數(shù)，那么，S_xy(m)取得最大值時(shí)所對(duì)應(yīng)的移位步數(shù)m表征了順流和逆流傳播時(shí)間之差。通過(guò)對(duì)比公式(2)和(3)，不難發(fā)現(xiàn)，這種互相關(guān)衍生算法利用加法取模運(yùn)算代替了原互相關(guān)算法中的乘法運(yùn)算，減少了運(yùn)算量?？墒?，同時(shí)也帶了測(cè)量的誤差，尤其當(dāng)噪聲干擾較大的時(shí)候，極有可能出現(xiàn)計(jì)算錯(cuò)誤。

(5)基于可變閾值的過(guò)零檢測(cè)方法

為了找到穩(wěn)定的特征點(diǎn)以計(jì)算超聲波傳播時(shí)間，汪偉等提出一種基于可變閾值過(guò)零檢測(cè)氣體超聲波流量信號(hào)處理方法(汪偉,徐科軍,方敏,等.一種氣體超聲波流量計(jì)信號(hào)處理方法研究[J].電子測(cè)量與儀器學(xué)報(bào),2015,29(9):1365-1373；徐科軍，方敏，汪偉，朱文姣，沈子文。一種基于FPGA和DSP的氣體超聲流量計(jì)，申請(qǐng)中國(guó)發(fā)明專(zhuān)利，公開(kāi)號(hào)CN104697593A，申請(qǐng)日2015.06.10.)，根據(jù)信號(hào)幅值的大小設(shè)定一個(gè)可變的閾值。這個(gè)閾值根據(jù)最大峰值實(shí)時(shí)調(diào)整，與最大峰值成一定比例。通過(guò)這個(gè)可變的閾值可以準(zhǔn)確地找到回波信號(hào)的某個(gè)特征波，然后，進(jìn)行過(guò)零檢測(cè)，將過(guò)零點(diǎn)作為特征點(diǎn)，從而求得超聲波信號(hào)順流、逆流的傳播時(shí)間，并計(jì)算出準(zhǔn)確的氣體流量。雖然該方法取得了較好的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，但是，該方法未研究與之對(duì)應(yīng)的效果更佳的激勵(lì)信號(hào)，并且，該方法需要在測(cè)量流量之前進(jìn)行閾值參數(shù)的選取，操作相對(duì)復(fù)雜。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)從氣體超聲波流量計(jì)回波信號(hào)中難以確定到達(dá)時(shí)刻，而儀表又要求具有較高實(shí)時(shí)性的問(wèn)題，本發(fā)明提出了一種基于相鄰峰值最大差值的氣體超聲流量計(jì)信號(hào)處理方法。為了提高該信號(hào)處理方法的測(cè)量精度，本發(fā)明又提出了一種間歇式激勵(lì)方法。并在合肥工業(yè)大學(xué)研制的雙聲道氣體超聲波流量計(jì)的硬件平臺(tái)上(徐科軍，方敏，汪偉，朱文姣，沈子文。一種基于FPGA(現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列)和DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)的氣體超聲流量計(jì)，申請(qǐng)中國(guó)發(fā)明專(zhuān)利，公開(kāi)號(hào)CN104697593A，申請(qǐng)日2015.06.10)，實(shí)現(xiàn)基于相鄰峰值最大差值的氣體超聲流量計(jì)間歇式激勵(lì)和信號(hào)處理方法。

首先，通過(guò)間歇式激勵(lì)信號(hào)(即發(fā)射一次連續(xù)非編碼激勵(lì)信號(hào)，間歇一定時(shí)間后，再發(fā)送一次連續(xù)非編碼激勵(lì)信號(hào))激勵(lì)超聲波發(fā)射換能器，產(chǎn)生超聲波信號(hào)；當(dāng)接收換能器接收到超聲波信號(hào)后，將其轉(zhuǎn)化為回波信號(hào)；再對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行放大、濾波，用5MHz的ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)對(duì)其進(jìn)行采樣；通過(guò)FPGA轉(zhuǎn)存到DSP中。DSP對(duì)其進(jìn)行零相位濾波，再找回波信號(hào)中相鄰峰值最大差值對(duì)應(yīng)的特征波，將特征波后的8個(gè)過(guò)零點(diǎn)的平均值作為特征點(diǎn)，確定超聲波信號(hào)順流、逆流的傳播時(shí)間，并計(jì)算氣體流量。

附圖說(shuō)明

圖1是氣體超聲波流量計(jì)的硬件框圖。

圖2是DSP軟件功能框圖由主監(jiān)控程序和各個(gè)子程序模塊組成。

圖3是氣體超聲流量計(jì)系統(tǒng)主控芯片—FPGA和DSP的工作流程圖。

圖4是定時(shí)器中斷服務(wù)程序。

圖5是間歇式激勵(lì)方法原理示意圖。

圖6是間歇式激勵(lì)信號(hào)中的一種。

圖7是間歇式激勵(lì)信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程。

圖8是間歇寬度為1.7us時(shí)得到的回波信號(hào)歸一化后的波形圖。

圖9是基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法步驟。

圖10是基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法圖解。

圖11是有流量情況下激勵(lì)信號(hào)的起始時(shí)刻、回波信號(hào)起始時(shí)刻和特征點(diǎn)對(duì)應(yīng)時(shí)刻之間的關(guān)系。

圖12是零流量下激勵(lì)信號(hào)的起始時(shí)刻、回波信號(hào)起始時(shí)刻和特征點(diǎn)對(duì)應(yīng)時(shí)刻之間的關(guān)系。

具體實(shí)施方式

參見(jiàn)圖1，本發(fā)明的硬件系統(tǒng)由換能器單元、發(fā)射/接收信號(hào)通道切換電路、激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生與放大電路、回波信號(hào)調(diào)理與采樣電路、DSP最小系統(tǒng)、FPGA最小系統(tǒng)和電源管理模塊組成。

所述換能器單元由四個(gè)換能器組成，分別固定安裝在輸送氣體流量的管道上；四個(gè)換能器分別為換能器1、換能器2、換能器3和換能器4，組建成為直射式雙聲道結(jié)構(gòu)；每個(gè)換能器既作為發(fā)射換能器，又作為接收換能器。

所述DSP最小系統(tǒng)由DSP芯片、時(shí)鐘模塊、外部看門(mén)狗模塊、FRAM(鐵電存儲(chǔ)器)模塊、串口通訊模塊和按鍵/液晶模塊組成，其中DSP芯片的型號(hào)為T(mén)MS320F28335。

所述FPGA最小系統(tǒng)由FPGA芯片、時(shí)鐘模塊、復(fù)位電路模塊和FLASH(閃存)模塊組成，其中FPGA芯片的型號(hào)為EP2C8Q208C8N。其中，F(xiàn)PGA內(nèi)部的模塊包括RAM_2PORT數(shù)據(jù)存儲(chǔ)模塊、ROM數(shù)輸出模塊、DAC驅(qū)動(dòng)控制模塊、時(shí)鐘分頻模塊和延時(shí)控制模塊。

所述電源管理模塊提供系統(tǒng)所需的模擬電源(+12V、-12V、+5V、-5V)，以及數(shù)字電源(+3.3V、+1.9V、+1.2V)。

圖2所示為DSP軟件功能框圖由主監(jiān)控程序和各個(gè)子程序模塊組成；其中，各個(gè)子程序模塊包括初始化模塊、發(fā)射/接收信號(hào)通道切換模塊、與FPGA數(shù)據(jù)傳輸模塊、中斷模塊、計(jì)算模塊、FRAM讀寫(xiě)模塊、串口通訊模塊、脈沖輸出模塊、按鍵輸入模塊以及液晶顯示模塊。主監(jiān)控程序是整個(gè)系統(tǒng)的總調(diào)度程序，通過(guò)調(diào)動(dòng)各個(gè)子程序模塊實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的各項(xiàng)功能。

圖3所示氣體超聲流量計(jì)系統(tǒng)主控芯片—FPGA和DSP的工作流程圖。氣體超聲流量計(jì)系統(tǒng)上電后，F(xiàn)PGA進(jìn)行初始化，建立相應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)，并等待DSP發(fā)送激勵(lì)起始信號(hào)；同時(shí)，DSP對(duì)GPIO口進(jìn)行分配，完成定時(shí)器中斷初始化、液晶顯示初始化、從鐵電存儲(chǔ)器模塊內(nèi)讀取累積計(jì)流量、初始化流量計(jì)各項(xiàng)參數(shù)等各項(xiàng)初始化任務(wù)。然后，DSP向FPGA發(fā)送激勵(lì)起始信號(hào)；接著，DSP切換相應(yīng)的激勵(lì)、回波信號(hào)選通聲道，并檢測(cè)標(biāo)志位是否為0。若為0，則直接進(jìn)入等待轉(zhuǎn)存起始信號(hào)狀態(tài)；若為1，則更新液晶顯示，完成上位機(jī)通訊，并將標(biāo)志位置為0。而FPGA收到激勵(lì)起始信號(hào)后，向延時(shí)控制模塊發(fā)送延時(shí)起始信號(hào)，開(kāi)始延時(shí)計(jì)數(shù)，并通過(guò)DAC驅(qū)動(dòng)控制模塊控制FPGA將內(nèi)部ROM(只讀存儲(chǔ)器)數(shù)據(jù)輸出模塊中預(yù)存的激勵(lì)信號(hào)波形數(shù)據(jù)輸出至圖1中所示的激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生與放大電路。由該電路中的DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)電路將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)化為模擬信號(hào)，再經(jīng)功率放大電路、電壓放大電路后，通過(guò)發(fā)射/接收信號(hào)通道切換電路加載到選通的發(fā)射換能器上。發(fā)射換能器產(chǎn)生的超聲波信號(hào)，在氣體介質(zhì)中傳播一定時(shí)間后，由接收換能器接收，并轉(zhuǎn)化為回波信號(hào)。回波信號(hào)傳輸至圖1中所示的回波信號(hào)調(diào)理與采樣電路，經(jīng)放大、濾波后，再由FPGA內(nèi)部的ADC采樣控制模塊，控制ADC以5MHz的采樣頻率對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行采樣。采樣的起始時(shí)刻由FPGA內(nèi)部相應(yīng)的延時(shí)控制模塊決定，采樣結(jié)果存放在FPGA內(nèi)部的RAM_2PORT數(shù)據(jù)存儲(chǔ)模塊中。采樣完成后，F(xiàn)PGA向DSP發(fā)送轉(zhuǎn)存起始信號(hào)。DSP收到該信號(hào)后，開(kāi)始轉(zhuǎn)存FPGA中存儲(chǔ)的采樣數(shù)據(jù)，并采用本發(fā)明提出的基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法找到特征點(diǎn)位置，確定超聲波信號(hào)在順流、逆流中的傳播時(shí)間。由于雙聲道氣體超聲流量計(jì)計(jì)算一次瞬時(shí)流量需要確定每個(gè)聲道的順流、逆流傳播時(shí)間，因此，循環(huán)完成四次上述過(guò)程后，可確定兩個(gè)聲道的順流、逆流傳播時(shí)間，完成一次瞬時(shí)流量的計(jì)算，再根據(jù)計(jì)算出的瞬時(shí)流量進(jìn)一步計(jì)算出累積流量。

圖4所示為定時(shí)器中斷服務(wù)程序。定時(shí)器的時(shí)間計(jì)數(shù)為1s，當(dāng)定時(shí)器計(jì)時(shí)達(dá)到1s時(shí)，DSP會(huì)進(jìn)入該中斷程序，讀取瞬時(shí)流量，計(jì)算累積流量，并完成PWM輸出；同時(shí)，將定時(shí)器的標(biāo)志位置為1，此處所述標(biāo)志位與圖3中所述的標(biāo)志位相同。

圖5所示為間歇式激勵(lì)方法原理示意圖。當(dāng)采用非編碼激勵(lì)信號(hào)激勵(lì)發(fā)射換能器時(shí)，產(chǎn)生的超聲波信號(hào)由接收換能器接收，輸出的回波信號(hào)呈紡錘體形。圖5所示的激勵(lì)信號(hào)即為非編碼激勵(lì)信號(hào)中的一種，這種激勵(lì)信號(hào)采用正弦波作為基本波形，進(jìn)行周期延拓，得到5個(gè)連續(xù)的正弦波信號(hào)，作為一次非編碼激勵(lì)信號(hào)。由于超聲波換能器存在阻尼特性，當(dāng)采用激勵(lì)信號(hào)激勵(lì)發(fā)射換能器時(shí)，接收換能器接收到的回波信號(hào)將經(jīng)過(guò)一段時(shí)間后才會(huì)衰減到零。若緊接著對(duì)發(fā)射換能器再次進(jìn)行激勵(lì)，接收換能器輸出的回波信號(hào)就會(huì)與之前的回波信號(hào)疊加在一起，形成如圖5中所示的疊加波形。所述的間歇式激勵(lì)方法(即發(fā)射一次連續(xù)非編碼激勵(lì)信號(hào)，間歇一定時(shí)間后，再發(fā)送一次連續(xù)非編碼激勵(lì)信號(hào))，結(jié)合了非編碼激勵(lì)方式簡(jiǎn)單、編碼激勵(lì)包含波形組合的優(yōu)點(diǎn)，在一次完整激勵(lì)中，發(fā)射前后兩次非編碼激勵(lì)信號(hào)。若前后兩次激勵(lì)都采用長(zhǎng)度相同、頻率與換能器中心頻率相同的信號(hào)，那么，前后兩次回波信號(hào)的頻率和輪廓?jiǎng)荼匾蚕嗤６ㄟ^(guò)改變兩次激勵(lì)的間歇寬度，會(huì)使前后兩次回波信號(hào)產(chǎn)生不同位置的疊加。由于回波信號(hào)是周期振蕩的，如果能調(diào)節(jié)兩次激勵(lì)信號(hào)間歇，恰好使前后兩次的回波信號(hào)部分反相抵消、部分正相疊加，就能得到相鄰峰值差值較大且穩(wěn)定的回波信號(hào)。

圖6所示為間歇式激勵(lì)信號(hào)中的一種。即發(fā)送5個(gè)連續(xù)正弦波信號(hào)，間歇一定時(shí)間后，再發(fā)送5個(gè)連續(xù)正弦波信號(hào)，其基本波形為正弦波。另外，基本波形也可以采用方波、鋸齒波、三角波等波形?；静ㄐ蔚念l率以換能器的中心頻率為最優(yōu)，這樣能保證最有效地傳遞激勵(lì)信號(hào)的能量。而采用5個(gè)正弦波是為了保證回波信號(hào)具有較高的信噪比。

圖7所示為間歇式激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生過(guò)程，其中，包括了激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生與放大電路的組成。以產(chǎn)生圖6所示的間歇式激勵(lì)信號(hào)為例，首先將一個(gè)周期的基本正弦波波形數(shù)據(jù)存入FPGA的ROM數(shù)據(jù)輸出模塊中。當(dāng)接收到DSP發(fā)送的激勵(lì)起始信號(hào)后，F(xiàn)PGA連續(xù)調(diào)用5次ROM數(shù)據(jù)輸出模塊中存儲(chǔ)的正弦波數(shù)據(jù)，等待一定間歇時(shí)間后，F(xiàn)PGA再次連續(xù)調(diào)用5次ROM數(shù)據(jù)輸出模塊中存儲(chǔ)的正弦波數(shù)據(jù)。調(diào)用的數(shù)據(jù)輸出至圖1中所示的激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生與放大電路，由該電路中的DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)電路將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)化為模擬信號(hào)，再經(jīng)功率放大電路、電壓放大電路后，通過(guò)發(fā)射/接收信號(hào)通道切換電路加載到選通的發(fā)射換能器上。

圖8所示為間歇寬度為1.7us時(shí)得到的回波信號(hào)經(jīng)歸一化后的波形圖。該波形圖即為調(diào)節(jié)圖6中前后兩次5個(gè)連續(xù)正弦波的間歇，使間歇寬度為1.7us時(shí)得到的歸一化后的回波信號(hào)。從圖中可以明顯看出，得到的回波信號(hào)中相鄰峰值差值較大，且位于后次回波信號(hào)的上升階段(或稱(chēng)第二次峰值的上升階段)。

圖9所示為基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法步驟。

圖10所示為基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法圖解。由于雙聲道氣體超聲流量計(jì)計(jì)算一次瞬時(shí)流量需要確定每個(gè)聲道的順流、逆流傳播時(shí)間，因此，循環(huán)完成四次信號(hào)處理，才能確定兩個(gè)聲道的順流、逆流傳播時(shí)間，完成一次瞬時(shí)流量的計(jì)算。在此，以計(jì)算其中一個(gè)聲道的順流傳播時(shí)間為例，敘述基于相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法的步驟。首先需要?dú)怏w超聲波流量計(jì)發(fā)射一次圖6所示的激勵(lì)信號(hào)，將該激勵(lì)信號(hào)的間歇寬度設(shè)置為1.7us。然后會(huì)接收到如圖8所示的回波信號(hào)，再通過(guò)本發(fā)明所提出的相鄰峰值最大差值的方法進(jìn)行信號(hào)處理，得出順流傳播時(shí)間。如圖9所示的具體步驟為：

(1)對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行濾波、歸一化處理

采用四階巴特沃斯帶通濾波器構(gòu)成零相位濾波器，對(duì)采集的一組回波信號(hào)數(shù)據(jù)進(jìn)行實(shí)時(shí)的帶通濾波處理，通帶范圍為120kHz～280kHz。所述的零相位濾波器，是將回波信號(hào)數(shù)據(jù)順序、反序通過(guò)四階巴特沃斯帶通濾波器，得到濾波前后無(wú)相位差的回波信號(hào)。再找出回波信號(hào)的最大峰值A(chǔ)_max，對(duì)所有采樣值除以最大峰值A(chǔ)_max，即可得到歸一化的回波信號(hào)。

(2)設(shè)置尋找各峰值點(diǎn)的起始位置并尋找各峰值點(diǎn)

為了降低運(yùn)算量，去掉前面幅值較小的采樣點(diǎn)，預(yù)先設(shè)定一個(gè)閾值M(M可取0.2～0.6之間的任意值)，如圖10所示。從起始采樣點(diǎn)開(kāi)始，往后尋找，找到最近的歸一化后采樣值大于M的采樣點(diǎn)，將找到的采樣點(diǎn)位置作為尋找各峰值點(diǎn)的起始位置。從起始位置開(kāi)始，比較三個(gè)連續(xù)采樣點(diǎn)的中間點(diǎn)是否為三個(gè)采樣點(diǎn)的最大值。若為最大值，則作為一個(gè)峰值點(diǎn)；若不為最大值，則不作處理。按照上述步驟找出回波信號(hào)中的各峰值，如圖10所示。

(3)比較得出第二次峰值上升階段的各峰值點(diǎn)

通過(guò)比較找到各峰值點(diǎn)的大小，找出回波信號(hào)中第二次峰值上升階段的各峰值點(diǎn)，如圖10中方框所示。

(4)計(jì)算相鄰峰值的差值，并找出最大值

對(duì)第二次峰值上升階段的所有峰值點(diǎn)，用后一個(gè)峰值減前一個(gè)峰值的方法，得到各相鄰兩峰值的差值ΔA。最后，比較各相鄰兩峰值的差值大小，得到相鄰峰值最大差值ΔA_max，如圖10所示。

(5)找出特征點(diǎn)，并確定傳播時(shí)間

通過(guò)相鄰峰值最大差值ΔA_max的位置，找出該最大差值對(duì)應(yīng)的特征波，并找出特征波后的8個(gè)過(guò)零點(diǎn)，如圖10所示。將特征波后的8個(gè)過(guò)零點(diǎn)的平均值作為特征點(diǎn)，確定傳播時(shí)間，以消除一些隨機(jī)誤差，提高測(cè)量精度。若超聲波的順流傳播時(shí)間為T(mén)_d|_Flow，則

式中，T|_Flow為有流量情況下激勵(lì)信號(hào)起始時(shí)刻到特征點(diǎn)對(duì)應(yīng)時(shí)刻的時(shí)間長(zhǎng)度，τ_i(i＝1,2,3…8)為過(guò)零點(diǎn)時(shí)間，t'為一個(gè)根據(jù)零流量下的傳播時(shí)間求得的固定偏差值，其關(guān)系如圖11所示。由于零流量下超聲波的傳播速度V_s不受流體的影響，是固定不變的；而超聲波傳播聲道的長(zhǎng)度L是已知的,因此，可直接計(jì)算出零流量下的順流傳播時(shí)間T_d|_Flow＝0。

再實(shí)測(cè)得到零流量下激勵(lì)信號(hào)的起始時(shí)刻到特征點(diǎn)對(duì)應(yīng)時(shí)刻的時(shí)間長(zhǎng)度T|_Flow＝0，而零流量下激勵(lì)信號(hào)的起始時(shí)刻、回波信號(hào)起始時(shí)刻和特征點(diǎn)對(duì)應(yīng)時(shí)刻之間的關(guān)系，如圖12所示，則t′為

t′＝T|_Flow＝0-T_d|_Flow＝0 (6)

重復(fù)步驟(1)～(5)4次，就完成了雙聲道順流和逆流傳播時(shí)間的測(cè)量，根據(jù)公式(7)，即可計(jì)算出兩個(gè)聲道的瞬時(shí)流量Q。

式中，為聲道上的平均速度，S為管道的橫截面積，α表示一個(gè)與聲道數(shù)量、聲道分布及雷諾數(shù)等因素有關(guān)的修正系數(shù)，L表示聲道長(zhǎng)度，θ表示換能器與氣體管道之間夾角，T_d、T_u分別表示同一聲道的超聲波順流、逆流傳播時(shí)間。由于雙聲道是對(duì)稱(chēng)分布的，因此，兩個(gè)聲道計(jì)算的流量值權(quán)重各為0.5，則最終的瞬時(shí)流量Q′為

Q′＝0.5*Q₁+0.5*Q₂ (8)

式中，Q₁、Q₂分別表示兩個(gè)不同聲道，根據(jù)公式(7)計(jì)算出的瞬時(shí)流量。

在得到最終的瞬時(shí)流量后，根據(jù)如圖4所示的DSP定時(shí)器的中斷服務(wù)程序，每隔1秒鐘計(jì)算一次累積流量，并完成相應(yīng)顯示、輸出、通訊等功能。

表1所示為基于相鄰峰值最大差值的氣體超聲流量計(jì)間歇式激勵(lì)和信號(hào)處理系統(tǒng)在安徽省計(jì)量科學(xué)研究院進(jìn)行實(shí)流標(biāo)定實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。超聲流量計(jì)檢定規(guī)程(JJG1030—2007.超聲流量計(jì)，中華人民共和國(guó)國(guó)家計(jì)量檢定規(guī)程[S].國(guó)家質(zhì)量監(jiān)督檢驗(yàn)檢疫總局,2007.)要求1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)流量范圍大于3m/s(約85m³/h)時(shí)，平均實(shí)際脈沖系數(shù)誤差小于±1％，重復(fù)性小于0.2％；流量范圍小于3m/s(約85m³/h)時(shí)，平均實(shí)際脈沖系數(shù)誤差小于±2％，重復(fù)性小于0.4％。從表1可知，最大平均實(shí)際脈沖系數(shù)誤差為+0.132％，最大重復(fù)性誤差為0.07％。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，間歇式激勵(lì)方法配合相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法的氣體超聲流量計(jì)系統(tǒng)的測(cè)量精度滿(mǎn)足超聲流量計(jì)檢定規(guī)程對(duì)1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)的相關(guān)要求。并且，其采用的相鄰峰值最大差值的信號(hào)處理方法計(jì)算簡(jiǎn)單，能保證氣體超聲波流量計(jì)系統(tǒng)具有更高的實(shí)時(shí)性，因此，實(shí)驗(yàn)結(jié)果遠(yuǎn)優(yōu)于1級(jí)精度氣體超聲波流量計(jì)的相關(guān)要求。

表1標(biāo)定結(jié)果