背景技術(shù)：

圖1示出了羅戈夫斯基線圈傳感器12。柔性線圈12可在不妨礙導(dǎo)電回路的情況下夾在載流導(dǎo)體10周圍，并在所有的實(shí)際電流范圍上均為線性的，并由此形成ac電力工業(yè)中有吸引力的電流傳感器解決方案。當(dāng)ac線路位于線圈12中心時(shí)，所產(chǎn)生的電壓v為：

其中μ0為自由空間磁導(dǎo)率，n為線圈匝數(shù)，a為線圈橫截面，r為半徑，如圖1所示，并且i為線路電流。電壓v與微分的線路電流成比例，并且信號(hào)v和i將由此顯示出90度的相位差。與電流i同相位的信號(hào)v將需要進(jìn)行積分。如果涉及到高次諧波，積分還將導(dǎo)致正確的電流分布。

圖1示出在端子16處耦合到線圈12的積分器14的示例，該積分器14具有基本諧波傳遞函數(shù)：

當(dāng)需要精確的相位信息時(shí)，具有所示元件值的積分器14不是適當(dāng)?shù)慕鉀Q方案。60hz時(shí)的ωrc乘積僅為約1.2，導(dǎo)致積分器14在線頻率處具有大量不期望的相移。消除r1獲得90度的期望相移，使得傳遞函數(shù)得到純積分器形式：

該傳遞函數(shù)的實(shí)際問題在于dc下的放大率變?yōu)闊o限大。因此，輸出可包括未定義的dc電平，該dc電平本質(zhì)上代表積分常數(shù)，使得反饋電容器c1被dc充電。學(xué)術(shù)上的不定積分學(xué)演算忽略了積分常數(shù)，即，使其為零，并且現(xiàn)在面臨的挑戰(zhàn)是將該便利延伸到現(xiàn)有的實(shí)際案例中。一種解決方式為在反饋電容器c1上放置晶體管(mosfet)，讓電容器偶爾放電，使得opamp15的dc輸出得以重新定義。這種方法需要定時(shí)電路不經(jīng)常地放電，但仍在優(yōu)選時(shí)刻有規(guī)律地放電。當(dāng)用接近完美的mosfet很好地執(zhí)行時(shí)，該方法可提供該解決方式。

因此，存在對用于羅戈夫斯基線圈或其它電流傳感器的改善積分器的需要。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

用于電流傳感器的積分器電路，與本發(fā)明一致，包括具有輸入端和輸出端的積分器，該輸入端用于接收來自電流傳感器的信號(hào)，該輸出端提供電壓信號(hào)。高通濾波器具有耦合到積分器的輸出端的輸入端并具有輸出端，并且高通濾波器基本消除來自電壓信號(hào)的dc含量。反饋回路具有耦合到積分器的輸出端并耦合到高通濾波器的輸出端的輸入端，并具有向積分器的輸入端提供電壓信號(hào)的dc含量的輸出端。

附圖說明

附圖并入本說明書并構(gòu)成本說明書的一部分，它們連同具體實(shí)施方式一起闡明本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)和原理。在附圖中，

圖1是用于羅戈夫斯基線圈傳感器的現(xiàn)有技術(shù)積分前置放大器的圖示；

圖2是用于羅戈夫斯基線圈傳感器的積分器電路的圖示；

圖3是比較由電流變壓器和圖2的積分器電路測量的線路電流的圖；

圖4是圖2的積分器電路的振幅響應(yīng)的圖；

圖5是圖2的積分器電路的相位響應(yīng)的圖；并且

圖6是圖2的積分器電路的線路階躍電流與脈沖響應(yīng)的圖。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明公開了用于羅戈夫斯基線圈傳感器或其它電流傳感器的改善積分器。羅戈夫斯基線圈傳感器經(jīng)常被用于監(jiān)測或測量ac電力網(wǎng)中的60hz線路電流。智能電網(wǎng)基礎(chǔ)設(shè)施的發(fā)展將需要部署大量的這些傳感器。羅戈夫斯基傳感器可商購獲得，并且需要前置放大器以使線圈振幅達(dá)到可接受的水平。通常，針對每安培的線路電流，羅戈夫斯基線圈產(chǎn)生大致25μv的電壓，該電壓太弱以致不能直接用于處理優(yōu)選約1mv/a放大率的電子器件。商用前置放大器或傳感器為可用的，但它們通常產(chǎn)生dc信號(hào)，從而引起ac相位信息的損耗。為了獲得線路電流的相位精確的60hz放大的復(fù)制品，公開了新型積分器設(shè)計(jì)。該積分器設(shè)計(jì)是對上文所述解決方式的改善解決方案，并涉及使用對dc電平的連續(xù)監(jiān)測并通過穩(wěn)定反饋將其強(qiáng)制為零，遵守上文用于純積分器形式的第二傳遞函數(shù)，而無需在反饋電容器上放置任何元件。

圖2為包括三個(gè)opamp(運(yùn)算放大器)21、22和23的積分器電路20解決方案的圖示。第一opamp21為具有輸入端和輸出端(25)的純積分器，該輸入端在端子16處從羅戈夫斯基線圈傳感器接收信號(hào)，該輸出端提供信號(hào)va。opamp21的反相輸入端可對地電位具有例如1mω的下拉電阻器。opamp21后面是無源的第一階高通濾波器，該無源的第一階高通濾波器由電容器c2和電阻器r2形成，具有接收信號(hào)va的輸入端并具有輸出端，該輸出端將無dc型式的積分信號(hào)遞送至第二opamp22的+輸入端，該第二opamp充當(dāng)電壓跟隨器并具有提供信號(hào)vb的輸出端(26)。高通濾波器可消除信號(hào)va的dc含量，或基本消除可接受量的dc含量以用于電路20的運(yùn)作。電壓跟隨器(opamp22)用于最小化由高通濾波器輸出端形成的高阻抗點(diǎn)上的載荷。第三opamp23為差分放大器(在這種情況下不放大)，其具有產(chǎn)生第一opamp21輸出的dc含量的復(fù)制品的輸出端(27)。閉合從opamp23的輸出端vc到opamp21的+輸入端v+的dc反饋回路，因此保證了第一opamp21的積分器輸出保持不含dc。

積分器電路20在端子16處從羅戈夫斯基線圈傳感器或其它電流傳感器接收信號(hào)，并在端子24處提供輸出信號(hào)v輸出。電路20在端子24處輸出與來自電流傳感器的信號(hào)有關(guān)的信號(hào)，例如響應(yīng)于線路導(dǎo)體中的較大電流階躍的衰減振鈴信號(hào)，該較大的電流階躍由電流傳感器監(jiān)測。電路20可在輸出端子24處耦合至模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以便向處理器提供對應(yīng)的數(shù)字信號(hào)，用于智能電網(wǎng)基礎(chǔ)設(shè)施監(jiān)測，例如諸如線路故障分析。電路20還可用于監(jiān)測并檢測三相線纜中的線路故障。

在圖3中，通過比較由電流變壓器(hammondct500a)和由圖2中的積分器電路20測量的線路電流示出了電路20的性能。當(dāng)將電路20中的電位差計(jì)r1(可變電阻器)調(diào)整至1mv/a的放大率時(shí)，圖3中的跡線顯示出在一分鐘內(nèi)幾乎完美的契合，以及大體能接受的相位差。

以下內(nèi)容提供對電路20運(yùn)作的諧波分析。如果同相輸入電壓v+處于地電位，那么第一opamp21積分器的傳遞函數(shù)為：

公式(1)的函數(shù)為理想積分器的函數(shù)，該理想積分器的一個(gè)電極為dc或更實(shí)際地具有非常低的頻率但放大率極高。如果最初的應(yīng)用形成用于60hz信號(hào)的積分器，如在該示例性情況下，那么對低頻噪聲的積分導(dǎo)致隨大振幅緩慢變化的漂移，這變成了麻煩。該麻煩可通過偶爾重置積分器的dc態(tài)或通過在不受關(guān)注的低頻下限制放大率而得以避免。

因此，一種解決方式涉及通過mosfet使電容器c1短路，從而讓該電容器c1偶爾放電，這是有效但不是最巧妙的解決方案。另一種在低頻下限制放大率的常見解決方式為在電容器c1上放置大的反饋電阻器rf，使得dc下的放大率至多等于電阻器rf和r1的比率rf/r1。實(shí)際上，該比率仍比1大得多，使得緩慢漂移的麻煩得到削弱但未被消除。如果在dc下放大率趨于逼近零，則可獲得進(jìn)一步的改進(jìn)。這如圖2中的電路20的情況，如下文的諧波分析所展示。

圖2中所標(biāo)示的電壓均相對于地電位而言。其中ω為角頻率，兩個(gè)基本傳遞函數(shù)提供如下：

并且其中所有的電阻器r具有相等的值：

vc＝vb-va(3)

考慮到v+輸入電壓的任意性，對第一opamp21

積分器傳遞函數(shù)的求導(dǎo)需要以下兩個(gè)公式：

-v輸入+ir1+v⁺＝0(4)

消除公式(4)和(5)的電流i：

通過直接反饋使電壓v+等于電壓vc，如電路20所示，并合并公式(2)、(3)和(6)：

顯然，如果τ2>>τ1，方程(7)接近理想積分器，并且如果導(dǎo)出了總積分器傳遞函數(shù)，則結(jié)果顯而易見：

方程(8)中的總傳遞函數(shù)在同時(shí)滿足以下兩個(gè)條件時(shí)變成極好的積分器：

1)τ2＞＞τ1

2)

當(dāng)ω接近dc時(shí)，期望的有益效果變得顯而易見，因?yàn)槟菚r(shí)輸出由于有關(guān)項(xiàng)ωτ2的微分而被消去。這與方程(1)中的純積分器不同，方程(1)中dc下的放大率趨于無窮大。

通過對方程(8)中傳遞函數(shù)的振幅和相位響應(yīng)繪圖，進(jìn)一步展示了特性，如圖4和圖5所示。圖4中電路20的振幅響應(yīng)清楚地顯示出諧振峰值，該諧振峰值為用于積分目的的可用頻率范圍的絕對下限做出標(biāo)記。諧振頻率f諧振通過將方程(8)的相位設(shè)置成零，振幅取τ2/(2τ1)最大值而獲得：

對于60hz的ac線路電流積分器，設(shè)計(jì)依據(jù)可為使f諧振不超過約10hz。電路20需要低噪聲環(huán)境，尤其是接近f諧振，這對單色60hz線路信號(hào)可輕松地接受。

為了進(jìn)行進(jìn)一步說明，可將電路20的運(yùn)作與通過在電容器c1上放置電阻器rf而形成的第一階濾波電路作比較。此類比較將展示出電路20的有益效果，其中在很小的赫茲帶寬上延伸從微分到積分的極其尖銳的轉(zhuǎn)變。

以下內(nèi)容提供對電路20的脈沖響應(yīng)的瞬態(tài)分析。所導(dǎo)出的電路20的拉普拉斯變換傳遞函數(shù)為：

并且還如方程10中所示，通過定義根植r：

將頻率ω1和ω2表示為共軛復(fù)數(shù)：

根據(jù)麥克斯韋方程組，第一階微分方程恰當(dāng)?shù)孛枋隽硕私佑须娮璧牧_戈夫斯基線圈電感。然后脈沖響應(yīng)具有時(shí)間的指數(shù)表達(dá)式形式。類似地，通過將較慢的100mhz方波從10nf電容器和50ω電阻分壓器上的寬帶函數(shù)發(fā)生器區(qū)分開來，可獲得指數(shù)形式的脈沖響應(yīng)。此類脈沖由以下方程描述：

其中ω0為實(shí)數(shù)且為正，并且其中拉普拉斯變換：

將方程15代入方程10中，脈沖響應(yīng)譜變?yōu)椋?/p>

電路20的逆拉普拉斯變換脈沖響應(yīng)提供于方程17中，其中輸入脈沖含量v0τ0＝miac，其中m為羅戈夫斯基線圈互感系數(shù)，并且其中iac為示于圖6中的電流階躍振幅。

當(dāng)|ω0|>>|ω1|,|ω2|時(shí)，方程17具有非常好的逼近性，并通過一直衰減脈沖響應(yīng)解決方案展示出積分器電路穩(wěn)定性。根據(jù)方程17，可以將積分器視為諧振頻率遠(yuǎn)低于60hz線頻率的電子音叉。

圖6為電路20的線路電流階躍響應(yīng)的圖，示出了250a的實(shí)際線路電流階躍和所得積分器電路20的振鈴響應(yīng)。

針對電路20中的電阻器和電容器而提供的示例性元件值以歐姆和法拉計(jì)。其它元件值可根據(jù)例如電路20的具體應(yīng)用被使用。當(dāng)元件被描述為耦合到另一元件時(shí)，元件可直接耦合或通過其它元件耦合，以便在其間進(jìn)行電通信。術(shù)語輸入到元件可包括單個(gè)輸入或多個(gè)輸入。術(shù)語從元件輸出可包括單個(gè)輸出或多個(gè)輸出。