專利名稱：科氏流量計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通過對與作用于流管的科氏(Coriolis)力成比例的相位差和/或振 動頻率進行檢測而得到被測量流體的質(zhì)量流量和/或密度的科氏流量計。
背景技術(shù)：
科氏流量計是利用如下性質(zhì)的質(zhì)量流量計支撐被測量流體所流通的流管的一端 或兩端，在圍繞該支撐點在與流管的流動方向垂直的方向上施加振動時，作用于流管(以 下，將被施加振動的流管稱為流量管)的科氏力與質(zhì)量流量成比例?？剖狭髁坑嬍枪?流量計，科氏流量計的流量管的形狀大致被分為直管式和彎曲管式。而且，科氏流量計是一種質(zhì)量流量計，在兩端支撐被測量流體流動的測定管，在相 對于支撐線成直角的方向上交變驅(qū)動被支撐的測定管的中央部時，在測定管的兩端支撐部 與中央部之間的對稱位置對與質(zhì)量流量成比例的相位差信號進行檢測。相位差信號雖然是 與質(zhì)量流量成比例的量，但是當(dāng)使驅(qū)動頻率固定時，相位差信號能夠作為測定管的觀測位 置的時間差信號被檢測出。當(dāng)使測定管的交變驅(qū)動的頻率與測定管的固有的振動頻率相等時，能夠得到與被 測量流體的密度相應(yīng)的固定的驅(qū)動頻率，能夠以較小的驅(qū)動能量進行驅(qū)動，因此，最近一般 以固有振動頻率驅(qū)動測定管，相位差信號作為時間差信號被檢測出。直管式的科氏流量計構(gòu)成為，在向兩端被支撐的直管的中央部直管施加垂直方向 的振動時，能夠在直管的支撐部與中央部之間得到由科氏力引起的直管的位移差、即相位 差信號，根據(jù)該相位差信號檢測質(zhì)量流量。這樣的直管式的科氏流量計具有簡單、小型且牢 固的結(jié)構(gòu)。但是，也具有不能獲得高的檢測靈敏度的問題。與此相對，彎曲管式的科氏流量計能夠選擇用于有效地取出科氏力的形狀，在這 方面比直管式的科氏流量計優(yōu)越，實際上能夠檢測出高靈敏度的質(zhì)量流量。而且，就彎曲管 式的科氏流量計而言，已知有具備一根流量管的方式(例如參照專利文獻1)、具備兩根流 量管的方式(例如參照專利文獻2)、以及在使一根流量管成環(huán)狀的狀態(tài)下具備的方式(例 如參照專利文獻3)等。專利文獻1 日本專利特公平4-55250號公報專利文獻2 日本專利第2939242號公報專利文獻3 日本專利第2951651號公報發(fā)明要解決的問題但是，作為用于驅(qū)動流量管的驅(qū)動單元，一般組合使用線圈和磁鐵。就該線圈和磁 鐵的安裝而言，安裝在相對于流量管的振動方向未偏置的位置，這利于使線圈與磁鐵的位 置關(guān)系的偏離最小，因此在上述專利文獻2中公開的那樣的并排的兩根流量管被安裝為夾 著線圈和磁鐵的狀態(tài)。因此，相對的兩根流量管的距離被設(shè)計為至少離開夾著線圈和磁鐵的量。在兩根流量管在分別平行的面內(nèi)存在的、口徑較大科氏流量計或流量管的剛性較高的科氏流量計的情況下，有必要提高驅(qū)動單元的功率，因此必須將大的驅(qū)動單元夾在兩 根流量管之間。因此，在作為流量管的根部的固定端部中，以該流量管彼此的距離必然變寬 的方式設(shè)計。如圖6所示，一般的科氏流量計1具有兩根U字管狀的管2、3的檢測器4和轉(zhuǎn)換
^^ 5 ο在檢測器4的測定管2、3安裝有施振器6、速度傳感器7和溫度傳感器8，分別與 轉(zhuǎn)換器5連接?？剖狭髁坑嬣D(zhuǎn)換器5構(gòu)成為包括相位測量部11、溫度測量部12和驅(qū)動控制部 13。相位測量部11按下述方式構(gòu)成。在進行信號處理的數(shù)字化時，科氏流量計的相位測量11在對一對速度傳感器的 信號進行A/D轉(zhuǎn)換并進行數(shù)字轉(zhuǎn)換處理后，求取轉(zhuǎn)換得到的信號的相位差。接著，對溫度測量部12的測量方法進行說明。在科氏流量計中設(shè)置有用于管溫度的補償?shù)臏囟葌鞲衅?。一般使用電阻型溫度?感器，通過測量電阻值而計算出溫度。驅(qū)動控制部13向安裝在測定管的施振器6發(fā)送規(guī)定的模式的信號，使得管2、3能 夠進行諧振振動。在現(xiàn)有的驅(qū)動電路中，多采用構(gòu)成為正反饋環(huán)的模擬式的驅(qū)動電路，電路構(gòu)成部 件根據(jù)管的形狀等而不同，因此難以形成為共用的轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。進一步，因為形成與上述相位測量部12獨立的結(jié)構(gòu)，所以不能管理性能功能，倒 是作為利用科氏力的原理(相位測量)的測量單元的一個構(gòu)成部件而被應(yīng)用，實際情況是 沒有有效地擴張其優(yōu)良的功能?，F(xiàn)有的驅(qū)動電路由模擬電路構(gòu)成。該現(xiàn)有的驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)具有圖7所示的結(jié) 構(gòu)。對圖7中圖示的驅(qū)動電路的工作原理進行說明。首先，在構(gòu)成振幅測量部20的全波整流電路21中對敏感元件(pickoff)的輸入 信號進行全波整流，將在該全波整流電路21中進行全波整流后的敏感元件的輸入信號輸 入構(gòu)成振幅測量部20的低通濾波器22。這樣，在振幅測量部20中求取輸入到低通濾波器22的敏感元件的輸入信號的輸 入波形的振幅值。在加法器23中從輸入加法器23的基準(zhǔn)電壓值Vref減去在該振幅測量部20中求 得的振幅值，在乘法器24中與輸入振幅測量部20的敏感元件的輸入信號相乘。然后，在該 乘法器24中進行乘法運算后的輸入信號被輸入驅(qū)動輸出用放大器25。然后，在該驅(qū)動輸出 用放大器25作為驅(qū)動信號被輸出。在此，在輸入信號的振幅值未達到某一定的電平的情況下，開始電路26的輸出改 變，切換輸出放大器25的增益，驅(qū)動信號的電平變大，輸入信號快速收斂于一定的電平。在以這樣的方式進行驅(qū)動的現(xiàn)有的驅(qū)動電路中，因為以模擬電路構(gòu)成驅(qū)動電路， 所以具有對于輸入信號的變化響應(yīng)性非常好的優(yōu)點，但是也存在如下的缺點。在現(xiàn)有的驅(qū)動電路中，因為電路的常數(shù)固定，所以具有如下的問題難以設(shè)計用于變更驅(qū)動用的參數(shù)而與各種類型的傳感器耦合的、共用的驅(qū)動電路。此外，在現(xiàn)有的驅(qū)動電路中，還具有由于構(gòu)成電路的部件數(shù)多而成本高的問題。進一步，在現(xiàn)有的驅(qū)動電路中，還具有如下問題為了追加驅(qū)動電路的自我診斷等 的功能，要求進行電路自身的個體差的調(diào)整，以及更多部件的安裝等。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種科氏流量計，其通過對驅(qū)動電路進行數(shù)字化，而變更 驅(qū)動電路自身的個體差、驅(qū)動參數(shù)，從而能夠?qū)崿F(xiàn)共用的驅(qū)動電路的設(shè)計，進而能夠?qū)Ⅱ?qū)動 電路裝入運算器內(nèi)部，能夠容易地實現(xiàn)成本的削減和自我診斷等的追加功能。為了解決上述問題而完成的本發(fā)明的第一方面的科氏流量計，使構(gòu)成測定用的流 管的一對流量管相向，通過驅(qū)動裝置使電磁振動器工作，在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動上述流量 管而使該一對流量管振動，通過電磁敏感元件對與作用于上述一對流量管的科氏力成比例 的相位差和/或振動頻率進行檢測，由此獲得被測量流體的質(zhì)量流量和/或密度，該科氏流 量計的特征在于，上述驅(qū)動裝置構(gòu)成為包括OP放大器(運算放大器)，對來自上述電磁敏感元件的模擬輸入信號進行放大；A/D轉(zhuǎn)換器，將從上述OP放大器輸出的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；以及D/A轉(zhuǎn)換器，在DSP (數(shù)字信號處理器)中根據(jù)相位檢波對從上述A/D轉(zhuǎn)換器輸出 的數(shù)字信號進行數(shù)字處理，將其數(shù)據(jù)量的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。為了解決上述問題而完成的本發(fā)明的第二方面的科氏流量計的特征在于，DSP (數(shù)字信號處理器)構(gòu)成為包括振幅測量部，使用FFT，將諧振頻率的頻譜強度作為振幅值對振幅進行計算；過零(zero cross)計算部，對從上述A/D轉(zhuǎn)換器輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的符號位(sign bit)在每單位時間變化多少次進行測量，將其值作為過零數(shù)據(jù)進行輸出；驅(qū)動波形生成部，根據(jù)來自PLL的輸出和來自上述振幅測量部的振幅數(shù)據(jù)決定輸 出波形的振幅，生成輸出波形；頻率運算部，根據(jù)從PLL輸出的相位數(shù)據(jù)計算頻率；以及PLL(相位同步電路)，根據(jù)上述過零數(shù)據(jù)和上述A/D轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)據(jù)進行相位 檢波。為了解決上述問題而完成的本發(fā)明的第三方面的科氏流量計的特征在于，以下述方式構(gòu)成PLL (相位同步電路)根據(jù)對來自上述電磁敏感元件的輸入模擬 信號進行A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信號，利用通過相位檢波得到的發(fā)信頻率，跟進與輸入信號同 步的發(fā)信頻率生成對線圈進行驅(qū)動的驅(qū)動信號。為了解決上述問題而完成的本發(fā)明的第四方面的科氏流量計的特征在于，PLL(相位同步電路)由乘法器、低通濾波器和相位控制型發(fā)信器構(gòu)成，上述乘法器構(gòu)成為，對從上述A/D轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號和從上述相位控制型發(fā) 信器輸出的數(shù)字輸出信號的相位進行比較，輸出其差信號與和信號，上述低通濾波器構(gòu)成為，從來自上述乘法器的輸出信號僅取出低頻信號，上述相位控制型發(fā)信器構(gòu)成為，根據(jù)來自上述過零部的過零數(shù)據(jù)生成基本輸出波形的相位數(shù)據(jù)，進一步以使得來自上述低通濾波器的輸出數(shù)據(jù)成為0的方式進行運算，根 據(jù)進行該運算后的相位生成并輸出波形。為了解決上述問題而完成的本發(fā)明的第五方面的科氏流量計的特征在于，以下述方式構(gòu)成電路利用與模擬開關(guān)的輸出端子連接的OP放大器對從上述模 擬開關(guān)輸出的輸出信號進行放大，作為驅(qū)動輸出信號進行輸出，并且利用上述模擬開關(guān)切 換上述OP放大器的增益。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，通過變更驅(qū)動電路自身的個體差、驅(qū)動參數(shù)，能夠設(shè)計共用的驅(qū)動電 路，還能夠?qū)Ⅱ?qū)動電路裝入運算器內(nèi)部，能夠容易地實現(xiàn)成本的削減和自我診斷等的追加 功能。


圖1是表示PLL(Phase-Locked Loop 相位同步電路)的結(jié)構(gòu)圖的圖。圖2是利用圖1所示的PLL的原理的科氏流量計的驅(qū)動電路的框圖。圖3是利用DSP (Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理器)的原理的科氏流 量計的驅(qū)動電路的框圖。圖4是表示同步反饋和頻率運算的流程的圖。
圖5是表示驅(qū)動控制的流程的圖。
圖6是應(yīng)用本發(fā)明的一般的科氏流量計的結(jié)構(gòu)圖。
圖7是用于說明圖6圖示的科氏流量計的驅(qū)動電路的工作原理的圖。
附圖標(biāo)記的說明
1科氏流量計
2、3管
30PLL
31相位比較器
32環(huán)路濾波器
33VC0 (電壓控制發(fā)信電路)
34分頻器
40驅(qū)動電路
410P放大器
42A/D轉(zhuǎn)換器
43D/A轉(zhuǎn)換器
44模擬開關(guān)
50DSP (數(shù)字信號處理器)
51振幅測量部
52過零計算部
53驅(qū)動波形生成部
54頻率運算部
55PLL
56乘法器57低通濾波器58相位控制型發(fā)信器
具體實施例方式當(dāng)驅(qū)動電路的數(shù)據(jù)化時，關(guān)鍵是通過對驅(qū)動電路進行數(shù)字化，從而能夠在何種程 度上再現(xiàn)模擬電路中的高速的響應(yīng)性。雖然如果使用以高速進行驅(qū)動的運算器就能夠解 決，但是高速驅(qū)動的運算器成本非常高，從而產(chǎn)生可實現(xiàn)性不高的新問題。因此，本發(fā)明的發(fā)明者通過應(yīng)用基于PLL(PLL =Phase-Locked Loop 相位同步電 路)的考慮方式的驅(qū)動方法而解決了上述問題。該PLL (PLL =Phase-Locked Loop 相位同 步電路)是通過反饋控制，將與所輸入的交流信號頻率相等且相位同步的信號從其它的振 蕩器輸出的電子電路。這樣，PLL原本是用于使相位同步的電路，能夠相對于輸入信號生成相位同步了的信號。該PLL能夠比較簡單地由運算器構(gòu)成，而且能夠高速地進行運算，因此能夠期待 抑制由于將驅(qū)動電路追加到運算器而引起的運算負(fù)載的增加。下面，參照

用于實施本發(fā)明的優(yōu)選實施方式。圖1表示PLL (Phase-Locked Loop 相位同步電路)30的電路結(jié)構(gòu)圖。所謂PLL(Phase-Locked Loop 相位同步電路)，是以從外部輸入的基準(zhǔn)信號與來 自環(huán)內(nèi)的振蕩器的輸出的相位差變?yōu)楣潭ǖ姆绞?，向環(huán)內(nèi)振蕩器施加反饋控制而使其振蕩 的振蕩電路。圖1中的PLL30由相位比較器31、環(huán)路濾波器32、VC0(電壓控制發(fā)信電路)33和 分頻器34構(gòu)成。圖1中圖示的PLL30是通過反饋控制，將與所輸入的交流信號頻率相等且相位同 步的信號從其它的振蕩器輸出的電路。該PLL30通過將頻率對應(yīng)于電壓而變化的VCO (電壓控制振蕩電路)33的輸出信 號與輸入(基準(zhǔn)頻率)的相位差反饋至VC033而進行同步。此時，通過使用將VCO(電壓控 制振蕩電路)33的輸出信號分頻后的信號，能夠生成使輸入信號的頻率倍增的信號。圖2表示利用PLL30的原理的科氏流量計的驅(qū)動電路的框圖。在圖2中，驅(qū)動電路40由OP放大器41、A/D轉(zhuǎn)換器42、D/A轉(zhuǎn)換器43和模擬開關(guān) 44構(gòu)成。驅(qū)動輸出信號能夠在模擬開關(guān)44中對一種輸出信號和一種輸入信號這兩種信號 分別進行切換并輸出至驅(qū)動輸出用的放大器45，其中，該驅(qū)動輸出信號是用于使構(gòu)成測定 用的流管的一對流量管相向，通過驅(qū)動裝置使電磁振動器工作，在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流 量管，從而使該一對流量管振動的信號，該輸出信號是來自D/A轉(zhuǎn)換器43的信號，該輸入信 號是利用電磁敏感元件對與在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管時在一對流量管中產(chǎn)生的科氏 力成比例的相位差和/或振動頻率進行檢測，并從OP放大器輸出的信號。該模擬開關(guān)44采用如下電路結(jié)構(gòu)其能夠通過模擬開關(guān)44的切換同時切換驅(qū)動 輸出用的放大器45的增益。
此外，來自A/D轉(zhuǎn)換器42的輸出信號被輸入至與A/D轉(zhuǎn)換器42連接的 DSP (Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理器)50。圖3表示利用DSP (Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理器)的原理的科氏 流量計的驅(qū)動電路的框圖。DSP (Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理器)50是特別用于數(shù)字信號處理 的微處理器。接著，說明DSP50的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。該DSP50由振幅測量部51、過零計算部52、驅(qū)動波 形生成部53、頻率運算部54和PLL55 (乘法器56、低通濾波器57、相位控制型發(fā)信器58)構(gòu) 成。接下來說明這些構(gòu)成DSP50的各構(gòu)成要素。(1)振幅測量部51振幅測量部51用于計算振幅，在該振幅的計算中，使用FFT，將諧振頻率的頻譜強 度作為振幅值，在振幅測量部51的內(nèi)部運算中使用。(2)過零計算部52過零計算部52用于測量輸入數(shù)據(jù)(sina )的符號位在每單位時間變化多少次，其 中，該輸入數(shù)據(jù)(sina)是從A/D轉(zhuǎn)換器42輸出的、利用電磁敏感元件檢測出的、與在旋轉(zhuǎn) 方向上交變驅(qū)動流量管時在一對流量管中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或振動頻率 的輸入數(shù)據(jù)。而且，在該過零計算部52中，將測量到的值作為過零數(shù)據(jù)發(fā)送至相位控制型 發(fā)信器58。(3)驅(qū)動波形生成部53驅(qū)動波形生成部53根據(jù)從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ決定輸出波 形的相位，并根據(jù)從振幅測量部51輸出的振幅數(shù)據(jù)Xmm在驅(qū)動波形生成部53中決定輸出 波形的振幅，生成從驅(qū)動波形生成部53輸出的輸出波形。(4)頻率運算部54頻率運算部54根據(jù)從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ計算利用電磁敏 感元件檢測出的與科氏力成比例的振動頻率。⑶乘法器56乘法器56對輸入數(shù)據(jù)(sina)與輸出信號cos δ的相位進行比較，作為其差信號 與和信號輸出至低通濾波器57，其中，該輸入數(shù)據(jù)(sina)是利用電磁敏感元件對與在旋 轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管時在一對流量管中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或振動頻 率進行檢測，利用OP放大器41進行放大，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值而得到的輸入 數(shù)據(jù)，該輸出信號cos δ是從相位控制型發(fā)信器58輸出的輸出信號。(6)低通濾波器57低通濾波器57是使從乘法器56輸出的輸出信號通過頻率濾波器，僅取出低頻率 的信號的電路。因此，在這里在從乘法器56輸出的輸出信號中僅取出差的成分。(7)相位控制型發(fā)信器58相位控制型發(fā)信器58根據(jù)從過零部(過零計算部52)輸出的過零數(shù)據(jù)(α ο)生 成輸出波形的相位數(shù)據(jù)δ。
而且，在該相位控制型發(fā)信器58中，將輸出信號COS δ輸出到乘法器56，在該乘法 器56中，對在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入數(shù)據(jù)(sina)的相位、與輸出信號cos δ 的相位進行比較，作為其差信號與和信號從低通濾波器57輸出，以由該低通濾波器57濾波 輸出的僅是差的成分的輸出數(shù)據(jù)Vn為0的方式進行計算，并將計算出的相位數(shù)據(jù)δ輸出 至驅(qū)動波形生成部53。在該驅(qū)動波形生成部53中，根據(jù)從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ生成 波形，并作為輸出數(shù)據(jù)(XAMPsinY)輸出至D/A轉(zhuǎn)換器43。接著，說明DSP (Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理器)50的驅(qū)動開始的方法。在驅(qū)動電路40的初始狀態(tài)下，構(gòu)成相向的測定用的流管的一對流量管不被電磁 振動器交變驅(qū)動，該一對流量管不振動。因此，驅(qū)動電路40的OP放大器41中無輸入信號 輸入，從驅(qū)動電路40的OP放大器41也沒有輸出信號輸出，因此，從放大器45無驅(qū)動輸出 信號輸出。此處，在從OP放大器41輸出且輸入到A/D轉(zhuǎn)換器42的輸入信號為0 (振幅為0) 的情況下，利用圖2所示的模擬開關(guān)44對輸出放大器45的增益進行切換，進一步，以從OP 放大器41輸出且輸入到A/D轉(zhuǎn)換器42的輸入信號能夠直接輸入放大器45的方式連接，作 為從放大器45輸出的輸出信號進行輸出，由此向驅(qū)動線圈施加初始振動。在該從OP放大器41輸出且被輸入A/D轉(zhuǎn)換器42的輸入信號的振幅值某種程度 地變大后，將模擬開關(guān)44的連接狀態(tài)、即從OP放大器41輸出且被輸入A/D轉(zhuǎn)換器42的輸 入信號被直接輸入放大器45的連接狀態(tài)恢復(fù)至通常的連接的驅(qū)動狀態(tài)。接著，說明DSP50的內(nèi)部的各構(gòu)成要素的計算方法。(1)振幅測量部在振幅測量部51中，利用FFT(高速傅立葉變換)的計算求取輸入數(shù)據(jù)(sina ) 的實數(shù)成分和虛數(shù)成分，利用式(1)并利用輸入信號的功率頻譜求取振幅值Χ-，其中該輸 入數(shù)據(jù)(sina)是利用電磁敏感元件對與在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管時在一對流量管 中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或振動頻率進行檢測，利用OP放大器進行放大，在A/ D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值而得到的輸入數(shù)據(jù)。(式1)
........................... (1)在該振幅測量部51進行的振幅的計算中，使用FFT(高速傅立葉變換)計算諧振 頻率的頻譜強度，將該頻譜強度看作振幅值XMe在振幅測量部51的內(nèi)部運算中使用。(2)過零在過零測量部52中，計數(shù)輸入數(shù)據(jù)(sina )信號的符號位在0. 5sec間變化多少 次，其中，該輸入數(shù)據(jù)(sina)是利用電磁敏感元件對與在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管時 在一對流量管中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或振動頻率進行檢測，利用OP放大器進 行放大，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值而得到的輸入數(shù)據(jù)信號。然后，求取從A/D轉(zhuǎn)換 器42輸出的信號的輸入頻率的大致的值。在該過零計算部52中求得的值作為相位α ο被 發(fā)送至相位控制型發(fā)信器58，其中，該相位α ο是利用過零數(shù)據(jù)計算得到的成為基礎(chǔ)的相位。另外，過零的測量時間并不限定為0. 5sec，例如，也可以是lsec。(3)乘法器 56在PLL55的乘法器56中對輸入數(shù)據(jù)(sin α )信號和從相位控制型發(fā)信器58輸出 的輸出信號的輸出波形進行乘法計算，其中，該輸入數(shù)據(jù)(sina)是利用電磁敏感元件對 與在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管時在一對流量管中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或 振動頻率進行檢測，利用OP放大器進行放大，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值而得到的輸 入數(shù)據(jù)信號。此處，在假設(shè)將相位控制型發(fā)信器的輸出作為cos δ的情況下，乘法器56中的運 算(sina · cos δ )能夠表示為(式2)
........................... (2) (4)低通濾波器57接著，在低通濾波器57中，通過使從乘法器56輸出的輸出數(shù)據(jù)在低通濾波器57 中通過低頻帶通過濾波器，僅取出低頻率成分。通過在該低頻帶通過濾波器中通過，在假定 式(2)的高頻成分被完全除去，并省略式(2)的系數(shù)1/2進行考慮時，來自低通濾波器57 的低頻帶通過濾波器的輸出Vn為(式3)Vn = sin(a - δ ).......................................⑶此處，進一步，當(dāng)使式(3)的(α _δ)為非常小的值時，來自低通濾波器57的低頻 帶通過濾波器的輸出Vn能夠近似為(式4)Vn = a - δ .......................................⑷由此，控制從相位控制型發(fā)信器58輸出的輸出信號的輸出波形cos δ，通過反復(fù) 運算，成為Vn 0，最終，作為相位控制型發(fā)信器58中的運算結(jié)果的基本輸出波形的相位數(shù) 據(jù)S成為(式5)δ = a ....................................... (5)通過這樣的運算，能夠計算與輸入信號相位α同相的輸出信號的相位δ。(5)相位控制型發(fā)信器58在該相位控制型發(fā)信器58中，如果利用從低通濾波器57輸出的輸出信號Vn使發(fā) 信頻率變化時，則根據(jù)式(3)利用式(4)的近似式的條件，輸入頻率和相位控制型發(fā)信器的 輸出頻率如上述那樣變?yōu)橥?。但是，在相位控制未確立的條件下，例如，在不能同相化的 控制初始狀態(tài)下、或防鎖(anti-lock)時，有必要提高鎖定時間(locking time)。在這樣的情況下，令從低通濾波器57輸出的輸出信號Vn的值為Vlri = 0，根據(jù)過 零計算部52的測量結(jié)果，根據(jù)成為基礎(chǔ)的相位α ο計算基底的相位控制發(fā)信輸出，進一步 使用低通濾波器57的輸出結(jié)果來決定如式(6)那樣的相位控制型發(fā)信器的發(fā)信頻率。首先，在驅(qū)動波形生成部53中，在生成從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ時，相位數(shù)據(jù)S能夠通過式(6)求取。
0155](式 6)
0156]δ = α o+Vn ........................... (6)
0157]以從該式(6)得到的相位數(shù)據(jù)δ為基礎(chǔ)，應(yīng)用sin函數(shù)，生成發(fā)信波形，移相 η/2，能夠得到來自相位控制型發(fā)信器58的輸出為
0158](式7)
0159]sin( δ + Ji /2) = cos δ........................ (7)
0160]由該式(7)得到的輸出cos δ被輸入至上述乘法器。
0161](6)驅(qū)動波形生成部53
0162]從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位信息δ、和從驅(qū)動波形生成部53輸出的輸出 信號的振幅值Xamp,作為來自振幅測量部51的輸出數(shù)據(jù)Xmm的函數(shù)，能夠生成為
0163](式8)
0164]Xamp = Fx(Xmag)........................... (8)
0165]此外，同樣，從驅(qū)動波形生成部53輸出的輸出信號的相位Y能夠作為通過式(9) 求取的δ的函數(shù)而表現(xiàn)。
0166](式 9)
0167]y = Fa( δ ).................................... (9)
0168]這樣，由驅(qū)動波形生成部53輸出的驅(qū)動信號Y能夠表示為
0169](式 10)
0170]Xamp · sin γ....................................... (10)
0171]其中，F(xiàn)x，F(xiàn)a分別表示用于生成輸出波形的振幅、相位的函數(shù)。
0172]式⑶的Fx，和式(9)的Fa，各自為根據(jù)科氏檢測器的口徑、型式而不同的函數(shù)。
0173]例如，在輸入波形的目標(biāo)振幅值為Z、生成相位偏移π (rad)后的驅(qū)動波形的情況 下的函數(shù)、即式⑶的Fx、式(9)的Fa成為
0174](式11)
0175]Fx = Z-Xmag、Fa = δ + π..................... (11)
0176](7)頻率運算部54
0177]從相位控制型發(fā)信器58輸出的輸出信號的相位數(shù)據(jù)δ能夠利用式(12)表示為
0178](式12)
0179]δ = 2 · π · f · t ........................... (12)
0180]其中，Ji 圓周率
0181]f:驅(qū)動頻率
0182]t 取樣率。
0183]由此，如式(13)所示，將從圖3所示的相位控制型發(fā)信器58輸出的輸出信號的相 位數(shù)據(jù)δ除以2 π · t，由此能夠求取頻率f。
0184](式I3)
β
0185]/ S............................. (13)
0186]如果將通過該式(13)求得的頻率f的值用作驅(qū)動頻率的話，則能夠提供響應(yīng)性高、非常穩(wěn)定、且Q值高的傳感器管的諧振振動驅(qū)動。接著，根據(jù)圖4所示的流程圖，說明DSP50中的同步反饋和頻率運算的處理。在圖4中，在步驟100中，對從PLL55的相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ、 和從PLL55的低通濾波器57輸出的輸出信號Vn進行初始設(shè)定(δ 0 = 0，Vo = 0)。進一步，在步驟101中，調(diào)入從A/D轉(zhuǎn)換器42輸出的數(shù)據(jù)，在過零測量部52中，使 用該調(diào)入的來自A/D轉(zhuǎn)換器42的數(shù)據(jù)的值，進行成為基礎(chǔ)的初始相位α ο的運算。在進行該步驟100進行初始設(shè)定(δ ο = 0，Vo = 0)后，在步驟101中，對由OP放 大器41放大、且在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值而得到的輸入數(shù)據(jù)(sina)向PLL55的 乘法器56進行調(diào)入，并對從過零測量部52輸出的相位數(shù)據(jù)α ο向PLL 55的相位控制型發(fā) 信器58進行數(shù)據(jù)調(diào)入。如果在該步驟101中進行輸入數(shù)據(jù)(sina )和相位數(shù)據(jù)α 0的數(shù)據(jù)調(diào)入，則在步 驟2中，使用初始相位αο、相位數(shù)據(jù)δ的初始設(shè)定值Siri、和從PLL55的低通濾波器57輸 出的輸出信號V的初始設(shè)定值Vlri，通過如下的數(shù)學(xué)式運算并求取從相位控制型發(fā)信器58 輸出的相位數(shù)據(jù)Sn:δη= Sn—i+ao+Vn如果在該步驟102中進行從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ η的運算，則 在半導(dǎo)體裝置103中，使用初始相位αο、相位數(shù)據(jù)δ的初始設(shè)定值SiriJnWPLLSSmm 通濾波器57輸出的輸出信號V的初始設(shè)定值Vlri，進行從相位控制型發(fā)信器58向乘法器56 輸出的輸出信號cos δ η的相位的運算。然后，將該運算得到的輸出信號cos δ n和在A/D轉(zhuǎn) 換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入數(shù)據(jù)sin a n相乘，低通濾波器57中利用以下數(shù)學(xué)式求取輸 出信號Vn:Vn = sin a nXcos δ n如果在該步驟103中求取低通濾波器57的輸出信號Vn，則在步驟104中，求取通 過低頻帶通過濾波器從低通濾波器57實際輸出的輸出信號Vn。即，在低通濾波器57中，通過使從乘法器56輸出的輸出數(shù)據(jù)通過低頻帶通過濾波 器，僅取出低頻率成分，作為從A/D轉(zhuǎn)換器42輸出的輸出信號Vn。如果在該步驟104中求取通過低頻帶通過濾波器的從低通濾波器57實際輸出的 輸出信號Vn，則在步驟105中，使用相位比較運算時的值δ n，進行頻率的運算。即，在步驟105中，利用頻率運算部54，以從相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù) δ除以2 π · t，通過下式求取頻率F:F= ( δ η- δ ^1) /2 π · t通過這樣使用相位比較運算時的值δ η運算頻率F，能夠非常高速地進行運算。如果在該步驟105中使用相位比較運算時的值δ η，進行頻率的運算，則在步驟 106中，對在頻率F的計算時的向頻率運算部54的輸入信號的振幅值Xmm進行運算。S卩，因為在頻率運算部54中對頻率F的計算時的輸入信號的振幅值Xmm進行運算， 所以能夠通過該輸入信號的振幅值Xmm判斷周期是否正確。在該頻率F的計算時的輸入信號的振幅值Xmm的運算中，使用FFT(高速傅立葉變 換)來進行。但是，進行輸入波形的移動平均也能夠得到同樣的結(jié)果。如果在步驟106中對頻率F的計算時的向頻率運算部54的輸入信號的振幅值Xme進行運算，則返回步驟101，通過反復(fù)進行從該步驟101至步驟106的運算，能夠更加正確地 進行高速的頻率運算。此外，在DSP50中的同步反饋和頻率運算中，如圖4所示，通過反復(fù)進行維持用的 環(huán)計算，使得頻率(相位)收斂于輸入頻率。在驅(qū)動頻率鎖定到與輸入信號不同的頻率、或未收斂的情況下，振幅值的計算結(jié) 果變得非常小，因此能夠利用振幅值的計算結(jié)果判斷相位是否鎖定。接著，根據(jù)圖5所示的流程圖說明驅(qū)動控制的處理。在圖5中，在步驟200中，起動DSP(Digital Signal Processor 數(shù)字信號處理 器)50，進行DSP50的初始化，S卩，對從PLL55的相位控制型發(fā)信器58輸出的相位數(shù)據(jù)δ和 從PLL55的低通濾波器57輸出的輸出信號Vn進行初始設(shè)定(δ 0 = 0，Vo = 0)。在該步驟200中進行初始化后，在步驟201中，向DSP50的振幅測量部51輸入在 A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入數(shù)據(jù)(sin α )，并對振幅值相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范 圍(span)為百分之多少進行運算。S卩，在振幅測量部51中，利用FFT (高速傅立葉變換)的計算求取輸入數(shù)據(jù) (sina)的實數(shù)成分和虛數(shù)成分，求取在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入信號的功率 頻譜，其中，該輸入數(shù)據(jù)(sina)是利用電磁敏感元件對與在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動流量管 時在一對流量管中產(chǎn)生的科氏力成比例的相位差和/或振動頻率進行檢測，利用OP放大器 進行放大，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)據(jù)值而得到的輸入數(shù)據(jù)。 在該步驟201中，將在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入數(shù)據(jù)(sin a )輸入到 DSP50的振幅測量部51，對該輸入數(shù)據(jù)(sina)的振幅值Xmm相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍 為百分之多少進行運算。如果在步驟201中對輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin a )的振幅 值Xmm相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為百分之多少進行運算，則在步驟202中，對輸入數(shù)據(jù) (sin a )的振幅值Xme相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍是否為90%以上進行判定。如果在該步驟202中判定輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin a )的 振幅值Xmag相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為90 %以上，則在步驟203中，使從驅(qū)動波形生成 部53輸出的振幅值Xamp為0。S卩，在驅(qū)動波形生成部53中，根據(jù)從振幅測量部51輸入的振幅值Xmm決定輸出信 號(XAMpSinY)的振幅，生成從驅(qū)動波形生成部53輸出的輸出信號(XAMPsinY)。如果在該步驟202中判定輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin a )的 振幅值Xmag相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為90%以上，且在步驟203中，使從驅(qū)動波形生成 部53輸出的振幅值Xamp為0，則移至步驟201。如果在該步驟204中判定輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin a )的 振幅值Xmag相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為10%以上，則在步驟205中，根據(jù)在A/D轉(zhuǎn)換器 42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入波形(sina)的振幅值Xmm,運算并決定從驅(qū)動波形生成部53輸 出的振幅值Xamp。S卩，在驅(qū)動波形生成部53中，根據(jù)從振幅測量部51輸入的在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn) 換為數(shù)字值的輸入波形(sina)的振幅值Xmm,決定輸出信號(XAMPsinY)的振幅，生成從驅(qū) 動波形生成部53輸出的輸出信號(XAMPsin γ )。
如果在該步驟204中判定為輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin α ) 的振幅值Xme相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為10%以上，且在步驟205中根據(jù)在A/D轉(zhuǎn)換器 42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入波形(sina)的振幅值Xmm運算從驅(qū)動波形生成部53輸出的振 幅值Xamp,則移至步驟201。進一步，如果在步驟206中判定為輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù) (sin α )的振幅值Xme相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為5%以上，則在步驟207中，使從驅(qū)動 波形生成部53輸出的振幅值Xamp為最大值。即，在驅(qū)動波形生成部53中，根據(jù)從振幅測量部51輸入的振幅值Xmm決定輸出信 號(XAMpSinY)的振幅，生成從驅(qū)動波形生成部53輸出的輸出信號(XAMPsinY)。如果在該步驟206中判定為輸入到DSP50的振幅測量部51的輸入數(shù)據(jù)(sin α ) 的振幅值Xmm相對于A/D轉(zhuǎn)換器42的范圍為5%以上，并在步驟207中，使從驅(qū)動波形生成 部53輸出的振幅值Xamp為最大值，則移至步驟201。在步驟208中，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的輸入波形(sin α )的振幅值Xmm 小的情況下，判斷不能取得同步，切換驅(qū)動電路40的模擬開關(guān)44，進行起動處理。這樣，在A/D轉(zhuǎn)換器42中轉(zhuǎn)換為數(shù)字值被輸入的輸入波形(sina )的振幅值相對 于A/D轉(zhuǎn)換器的范圍為90%以上的情況下，由于存在輸入飽和的可能性，因此減小驅(qū)動輸 出的振幅值，此外在輸入振幅的大小為5%以上且不到10%時增大驅(qū)動輸出的振幅值，在 值更小的情況下(輸入振幅的大小不到5%時)，判斷為沒有輸入信號，進行起動處理。另外，在圖5中，在振幅值的振幅的判定中以90%、10%、5%進行判定，但這僅是 一個具體的例子。優(yōu)選根據(jù)本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和所要求的條件，進行最適當(dāng)?shù)倪x擇。此外，在從驅(qū)動波形生成部53輸出的驅(qū)動輸出信號的振幅值的計算中，求取目標(biāo) 值(設(shè)定值)與輸入波形的振幅值之差，根據(jù)該差計算驅(qū)動波形，以使得輸入波形的振幅值 成為目標(biāo)值的方式控制驅(qū)動輸出。如上所述，在不能取得反饋系統(tǒng)的同步的情況下，頻率測量變得不定，振幅測量值 大致為0，進入起動處理。接著，對基于本發(fā)明的控制方法的驅(qū)動方法及其頻率的測量方法的特點進行說 明。驅(qū)動方法的特點本驅(qū)動方法的最大的特點是相位同步能力高且耐噪聲性強。此外，具有如下的優(yōu)點因為能夠在涉及與結(jié)構(gòu)和功能相關(guān)的控制系統(tǒng)的全部領(lǐng) 域置入DSP內(nèi)部，所以能夠非常小型化地構(gòu)成，進一步，通過改變DSP內(nèi)部的參數(shù)(Fx、Fa)， 能夠應(yīng)對各種傳感器。頻率測量的特點作為頻率測量方法的特點，因為能夠排除麻煩且導(dǎo)致程序步驟數(shù)量增大的例如希 爾伯特(Hilbert)變換(90°移相運算)、TA『的計算，因此，能夠使計算非常高速化，此外， 如在驅(qū)動方法的特點中也敘述過的那樣，因為使用低通濾波器，所以具有耐噪聲強的特點。如上所述，在本系統(tǒng)中因為能夠大幅地使計算速度高速化，反饋環(huán)總是同步，進行 運算，所以頻率的測量是極限收斂的穩(wěn)定的測量。例如，與在通常的測量中需要100msec左右相比，能夠極其縮減時間，引導(dǎo)出Imsec的能力。 進一步，能夠數(shù)字化地表現(xiàn)控制功能，其結(jié)果是，能夠提供一種向驅(qū)動器驅(qū)動的診 斷(diagnostic)、或自我診斷的出路，能夠應(yīng)對現(xiàn)狀中顧客期待的需要。這是非常大的觀 點，具有極大的優(yōu)點。
權(quán)利要求
一種科氏流量計，其使構(gòu)成測定用的流管的一對流量管相向，通過驅(qū)動裝置使電磁振動器工作，在旋轉(zhuǎn)方向上交變驅(qū)動所述流量管而使該一對流量管振動，通過電磁敏感元件對與作用于所述一對流量管的科氏力成比例的相位差和/或振動頻率進行檢測，由此獲得被測量流體的質(zhì)量流量和/或密度，其中，該科氏流量計的特征在于，所述驅(qū)動裝置構(gòu)成為包括OP放大器，對來自所述電磁敏感元件的模擬輸入信號進行放大；A/D轉(zhuǎn)換器，將從所述OP放大器輸出的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；以及D/A轉(zhuǎn)換器，在DSP(數(shù)字信號處理器)中根據(jù)相位檢波對從所述A/D轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號進行數(shù)字處理，將其數(shù)據(jù)量的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的科氏流量計，其特征在于， 所述DSP (數(shù)字信號處理器)構(gòu)成為包括振幅測量部，使用FFT，將諧振頻率的頻譜強度作為振幅值對振幅進行計算； 過零計算部，對從所述A/D轉(zhuǎn)換器輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的符號位在每單位時間變化多少次 進行測量，將其值作為過零數(shù)據(jù)進行輸出；驅(qū)動波形生成部，根據(jù)來自PLL的輸出和來自所述振幅測量部的振幅數(shù)據(jù)決定輸出波 形的振幅，生成輸出波形；頻率運算部，根據(jù)從PLL輸出的相位數(shù)據(jù)計算頻率；以及PLL (相位同步電路)，根據(jù)所述過零數(shù)據(jù)和所述A/D轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)據(jù)進行相位檢波。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的科氏流量計，其特征在于，所述PLL(相位同步電路)根據(jù)對來自所述電磁敏感元件的輸入模擬信號進行A/D轉(zhuǎn) 換后的數(shù)字信號，利用通過相位檢波得到的發(fā)信頻率，根據(jù)與輸入信號同步的發(fā)信頻率生 成對線圈進行驅(qū)動的驅(qū)動信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的科氏流量計，其特征在于，所述PLL(相位同步電路)由乘法器、低通濾波器和相位控制型發(fā)信器構(gòu)成， 所述乘法器對從所述A/D轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號、和從所述相位控制型發(fā)信器輸出的 數(shù)字輸出信號的相位進行比較，作為其差信號與和信號進行輸出， 所述低通濾波器從來自所述乘法器的輸出信號僅取出低頻信號， 所述相位控制型發(fā)信器根據(jù)來自所述過零部的過零數(shù)據(jù)生成基本輸出波形的相位數(shù) 據(jù)，進一步以來自所述低通濾波器的輸出數(shù)據(jù)成為0的方式進行運算，根據(jù)進行該運算得 到的相位生成并輸出波形。
5.如權(quán)利要求1、2、3、或4所述的科氏流量計，其特征在于， 采用如下的電路結(jié)構(gòu)利用與所述模擬開關(guān)的輸出端子連接的OP放大器對從所述模擬開關(guān)輸出的輸出信號 進行放大，作為驅(qū)動輸出信號進行輸出，利用所述模擬開關(guān)切換所述OP放大器的增益。
全文摘要
本發(fā)明提供一種科氏流量計，其通過變更驅(qū)動電路自身的個體差、驅(qū)動參數(shù)，能夠設(shè)計共用的驅(qū)動電路，還能夠?qū)Ⅱ?qū)動電路置于運算器內(nèi)部，并且能夠容易地實現(xiàn)成本的削減和自我診斷等追加功能。使電磁振動器工作的驅(qū)動裝置構(gòu)成為包括對來自電磁敏感元件的模擬輸入信號進行放大的OP放大器；將從OP放大器輸出的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的A/D轉(zhuǎn)換器；在DSP中根據(jù)相位檢波對從A/D轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號進行數(shù)字處理，將其數(shù)據(jù)量的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號的D/A轉(zhuǎn)換器；和在DSP中根據(jù)相位檢波對從D/A轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號進行數(shù)字處理，將其數(shù)據(jù)量的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號的D/A轉(zhuǎn)換器。
文檔編號G01F1/84GK101910804SQ200980100628
公開日2010年12月8日 申請日期2009年6月5日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月18日
發(fā)明者島田英樹 申請人:株式會社奧巴爾