專利名稱：工作電路的切換控制的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一為負載例如一低壓放電燈工作的電路。
尤其涉及用于功率范圍不到幾十瓦的工作電路，在此首先是前面所提的費用問題、例如小網絡部件和尤其是用于緊湊型熒光燈(KLL)的電子附加設備(EVG)。
在此電路中必須考慮與切換頻率的節(jié)拍相諧調的開關元件。此處所用的裝置例如應用分立的電流變換器，如W.Hirschmann(西門子公司，1982)的“電子電路”一書的148和150頁所示，或者通過諧振電抗器或功率傳輸器上的附加線圈截取控制能量并且相應模擬在脈沖生成和相移網絡之中(見德國公開件DE4129430)。自然也能夠將頻率或脈寬控制電路有利地集成在一控制IC中。
然而此種控制電路的缺點在于位于電感上的幾個線圈品質或者附加線圈的費用問題，或者昂貴的具有輔助電流源等的控制IC，而在較小功率的情況下對價格的影響非常明顯。因為與功率元件相比較控制電路的價格在幾瓦的傳輸功率時如用于幾百瓦的情況時一樣高。
本發(fā)明的任務在于利用簡單而且經濟的生產改善開頭所提的控制電路。
此任務通過權利要求1特征部分的特征解決。此電路裝置的其它有利特征位于從屬權利要求中。
本發(fā)明出自于如下理論，在開關元件的不導通狀態(tài)期間的空載電流與在其導通狀態(tài)時的電流相反向，該空載電流作為導通狀態(tài)時的用于控制該開關元件的能量源。這可通過如下方式實現，空載電流的路徑基本通過一個空載二極管阻塞并且例如通過一個在空載段插入的齊納二極管產生電壓降，該電壓降然后作為空載時間內的激勵脈沖以及齊納電壓水平的激勵脈沖通過一電流或負載存儲元件在衰減期間延遲，如同與開關元件平行的空載二極管的起動延續(xù)。
然而在本發(fā)明中能以不同的方式實現如下所解釋的，應用本來在具有功率開關元件的工作電路中的空載電流，也就是說以簡單和經濟的方式來控制功率開關元件或其它元件。
這里的概述“能量”一般一方面是指物理量“能量”，然而也是一種替代，例如用于控制FET的電壓，用于控制雙極性晶體管等的電流或負載。在每種情況下適合用于控制功率開關元件的電量如同在實施例中或以其他的技術人員所知的方式由該空載電流得出。
所示的用于開關元件控制的自然不局限于應用半橋電路或EVG，也可以應用全橋電路，推挽式變換器以及單端變換器如單晶體管裝置或不平衡半橋電路。
該負載不必插入到串聯(lián)諧振電路中，它也能以變壓器方式與二次側的整流裝置相耦合，例如一般在電源單元中。
代替作為輸入電路的簡單的整流電路，也可以通過用于減少網絡電流諧波的電路組合來實現。
可以考慮使用P溝道或pnp開關晶體管，也可以通過與隨后所用的N溝道或npn開關晶體管的組合作為開關元件。
如隨后所述的實施例一樣，不同的實施形式自然也可以相互組合。
基本情況是在啟動開關元件之前一空載相位通過一反方向作用的空載段，例如一反方向的空載二極管定位。
當一變壓器耦合到負載例如二次側的整流電路或沒有與之串聯(lián)的電感(除了以寄生方式存在的較小的漏電感)的低壓鹵化物放電燈時，用于滿足空載相位的動作電流存儲到與負載并聯(lián)的電感中。為了避免增加一個電感線圈，也可以使用具有氣隙的變壓器，以此保證在開關元件斷開之后滿足如此高的磁化電流的空載電流。
然而下述實施例的重點是具有串聯(lián)諧振電路的半橋電路，因為它特別適合應用在用于KLL的EVG中。
為了顯示該燈和諧振電路范圍內的電路的各種可能，則不同的實施例具有不同的結構。然而這并沒有必要與各個本發(fā)明的空載控制電路的差異相關聯(lián)。許多這些變型實際上都可以自由組合。通過例子的描述可以清楚地表明本發(fā)明的主題，除了空載控制電路外并沒有什么特殊電路。
下面借助于以具有MOSFET開關晶體管(簡稱FET)的諧振半橋電路形式的用于KLL的EVG敘述本電路功能，其中的開關晶體管作為零電壓開關工作。在

圖1到圖9中也可以用具有相應電壓和電流負載能力的IGBT(絕緣柵極雙極性晶體管，由MOSFET和雙極性晶體管的組合)代替該FET。
圖1供電網絡的交流電壓通過保險Si連接到整流裝置GLR，通過它產生的整流電壓通過電解電容Elko平整。如果采用直流電壓源，如電池供電則可以省掉此輸入部分。通過棒形磁芯電感線圈Lfiltcr和之后相連的金屬膜電容器Cfilter可以滿足很好的抗無線干擾性能。
現在在施加供電電壓之后為了通過單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器產生第一啟動脈沖，首先由供電電壓對啟動電容Cs通過高電阻Rs充電。同時能夠通過與上述晶體管Ta平行的“上拉”電阻Rpu在例如下面的晶體管Tb漏電流的情況下產生有利的啟動輸出或者在一次失敗的啟動嘗試之后再次產生輸出。一旦啟動電容的電壓達到DIAC的閾值電壓加上下面的齊納二極管2Dt-b的正向導通電壓時，所述的DIAC切換并且充在Cs中的一部電荷釋放到Tb的柵極電容Ct-b，以此第一次啟動Tb并且在負載電路中產生諧振。同時Tb也通過放電二極管Ddis和限位電阻Rlimit對Cs放電。
如果不存在Rlimit，那么Tb就會使啟動電容Cs在超過它的閾值電壓之后很快通過Ddis進行完全放電并且在Ct-b中只大約存儲4V。在具有電流變換控制的EVG的情況下諧振電流立即用于產生正反饋并在很弱的原始控制情況下仍形成較好的可靠性。然而此處的第一脈沖在幅值和周期上都與后邊的空載所產生的控制信號相近似，沒有其他的正反饋從電路提供控制能量。
在DIAC脈沖結束時Ct-b通過Rt-b放電，Tb在超過閾值電壓時關斷。一電流已經存儲在諧振電感線圈Lres中。該電流在啟動期間從Tb通過與Cres平行的脈沖供電的預加熱流入到所示的EVG電路，如同由去耦合電容Cc、KLL的上燈絲WH、與電容CPTC平行的冷導體PTC、電容Csec、在連接點與Cres相連的KLL的低燈絲WL，通過Lres、Tb和ZDt-b連到電源的負極。
在Tb關斷之后，在Lres中的電流通過Ta中的空載二極管導線空載路徑之前，首先通過一阻塞電阻Rtra對梯形電容Ctra再充電。Rtra壓縮了上述結構中的高頻諧振并且該電阻并不是必須的。然而該空載電流路徑通過連在電源上的齊納二極管ZDt-a阻塞，所以該電流必須流過二極管Dt-a和由Ct-a和Rt-a組合的串聯(lián)電路，并且在該電流通過與該晶體反并聯(lián)的空載二極管連接到Cres和Cc的連結點之前，Ct-a充電。一旦Ct-a上的電壓與ZDt-a的齊納電壓減去Dt-a的導通電壓相一致時，ZDt-a導通，Ct-a上的電壓不再升高。該晶體管Ta已經在與之反并聯(lián)的空載二極管的空載期間無損耗地(因為沒有電壓)開通。
在Lres中的能量被消耗完之后，該空載狀態(tài)結束。Ct-a開始通過Rt-a放電。并且該電流通過Ta和ZDt-a(現在不再在齊納二極管方向，而是向前方向)經由Lres和由Cres和由元件WL、Csec、具有CPTC的PTC、WH和之后的Cc所組成的串聯(lián)電路所組成的并聯(lián)電路進行反方諧振。直到Rt-a使Ct-a的電壓低于Ta的柵極限電壓并且Ta關斷。用于此反向諧振的能量源是存儲在上述Tb回路中的Cres以及Cc和Csec中的能量(不是在CPTC中，因為PTC為低歐姆連接)。在Lres中的電流確定其空載路徑時前通過ZDt-b阻塞，現在為了減少Ctra的關斷損耗，現在從電源負極通過Dt-b、Ct-b和Rt-b的并聯(lián)電路、到Tb的反并聯(lián)的體二極管(即，與晶體管的本質有關的二極管)和隨后通過產生電壓的Lres和諧振電容或燈絲連到電源正極?，F在Ct-b上的電壓達到了ZDt-b的齊納電壓減去Dt-b的導通電壓，所以ZDt-b導通并且限制了Ct-b的電壓。如Ta一樣，Tb也在空載狀態(tài)開始時導通。Tb和ZDt-b中的電流開始正向諧振并且Ct-b再一次通過Rt-b放電，直到低于閾值電壓并且Tb重新關斷。
該諧振以上述方式以每半周的方式連續(xù)，流經燈絲和冷導體的電流用于對燈絲進行預加熱并使該冷導體加熱到觸發(fā)溫度以上。在該冷導體變?yōu)楦唠娮枰院驝PTC不再短接。所有諧振電路的極點都向高頻移動-近似于半橋電路所產生的。以此半橋電路中的梯形振蕩的基波大大地激發(fā)了諧振電路，從而在燈上產生高電壓并使該燈啟動。然后該點燃的燈阻塞了該諧振電路；該振蕩仍在繼續(xù)，直到達到足夠的用于控制的空載能量。
與電流變換控制或相位移動相比，該工作頻率在預加熱、啟動和工作狀態(tài)期間差不多是相等的(如果在電源線上沒有接入元件例如附加的電阻的情況下)。通過不同長度的梯形振蕩電容 再充電時間和由于DC電源電壓(Elko-交流聲)的周期改變所引起的不同時間的空載狀態(tài)產生一小的調制，因為該半周期是由通過Rt(Rt-a或Rt-b)從開始值ZDt電壓減去Dt導通電壓的電壓在低于柵極限電壓前由Ctra再充電時間加上空載時間再加上Ct(Ct-a或Ct-b)的放電時間。通過這些部件的設計，尤其是與負載并聯(lián)的電容器-必須在所有工作狀態(tài)保證在Lres中存儲了足夠的空載電流，因為一旦停止諧振就必須要由DIAC重新啟動。
圖1所示電路的缺點是，通過Rt使Ct的指數放電非常慢地關斷該FET，首先是因為FET特性曲線的線性區(qū)域在結束段具有較高的溝道阻抗 ，直到它最后由Rt清除并關斷。
Rt不是任意選擇低歐姆值的，因為一般必須選擇如此大的時間常數Ct，以使空載電流不再滿足在所有的工作狀態(tài)中對Ct的完全充電。然而通過合適配置Ctra能夠避免大量的關斷損耗。
因此特別不利的是在導通階段的后期中的導通損耗，當柵極電壓很低時，該FE工作在線性區(qū)域。圖2、圖3、圖4、圖5和圖7所示的實施例的主要目的就是克服這些缺點。
圖2中還為放電電阻Rt(Rt-a2或Rt-b2)附加串聯(lián)了一個放電電感Lt(Lt-a2或Lt-b2)，通過它Ct(Ct-a2或Ct-b2)可以在阻塞振蕩時放電。結果使柵極電壓比圖1所示實施例中的更少的半周期期間的時間間隔通過晶體管的線性區(qū)域。作為放電電感其滿足了小和經濟的結構，例如一BC電感線圈。在圖示的實施例中，為了抑制Ct和Lt的振蕩電路的過渡振蕩，通過選擇Rt＝470Ω以實現較強的阻塞。該阻塞也能夠是很小的。
另外去耦合電容Cc2不是如圖1一樣放置在電源正極和燈之間，而是在Lres2和WL2之間。
圖3中選擇用恒定電流下降所產生的Ct(Ct-a3或Ct-b3)的放電來代替簡單的放電電阻Rt(Rt-a3或Rt-b3)，其產生下降直線形式的Ct放電曲線，這是比簡單的電阻Rt的指數放電曲線要有利。該恒定電流下降例如可以通過晶體管Ts(Ts-a3或Ts-b3)。電阻Rs(Rs-a或Rs-b3)和R1(R1-a3或R1-b3)以及由二極管Ds-a13或Ds-b13和Ds-a23或Ds-b23構成。
另外在圖3中放棄了用于預加熱燈絲的燈導體而選擇了冷啟動，其中此處諧振電容Cres3為燈絲WL3并且諧振電容Cser3為燈絲WH3提供電流。
圖4示出了一可切換的時間常數，其中原來被全充電的電容器Ct(Ct-a4或Ct-b4)開始時高歐姆地通過第一串聯(lián)和第二串聯(lián)電路所組成的并聯(lián)電路進行放電，其中的第一串聯(lián)電路由Rtz(Rtz-a4或Rtz-b4)、齊納二極管ZDd(ZDd-a4或ZDd-b4)和小信號晶體管Tt(Tt-a4或Tt-b4)的基極構成，第二串聯(lián)電路是由電阻Rt(Rt-a4或Rt-b4)和導通的Tb的集電極-發(fā)射極段構成。一旦Ct上的電壓低于ZDd的齊納電壓減去Tt的基極-發(fā)射極閾值電壓所形成的閾值時第二個小信號晶體管Tt2(Tt2-a4或Tt2-b4)由電阻Rt(Rt-a4或Rt-b4)導通，該晶體管切換到第二個、與第一個相比為短的時間常數(例如第一個的10％)。并且Cz電荷的其余部分也如同該晶體管電容通過Rt2(Rt2-a4或Rt2-b4)一樣快速放電。該FET線性工作期間也可非?？焖俚亟Y束，并且也可以明顯地減少漏極電流的電流下降時間。
另外去掉了在附加的寄生諧振電容Cres而所有的必要的與燈并聯(lián)的電容都歸結到Csec4。只要燈絲WH4和WL4沒有變?yōu)楦唠娮?，它們就能夠是無問題的。另外該燈不是連到電源負極，而是與去耦合電容Cc4相串聯(lián)接到電源的負極。
圖5a和圖5b的電路實現了如圖4所示的柵極電壓的近似曲線形狀，只是為了時間常數的轉換，不是插入一個低歐姆的放電電阻，而是電容Ct從一個確定的電壓閾值開始斷開連接，結果使大約在Ta/Tb導通的末期該時間常數只有由Rt(Rt-a5a或Rt-b5a)和相似小的FET的內電容所組成。
圖5a中的Ct(Ct-a5a或Ct-b5a)的充電電流是通過一個附加接入的小信號二極管Ds(Ds-a5a或Ds-b5a)進行的，其在Ct的放電方向阻塞。只要Ct上的電壓大于齊納二極管ZDd(ZDd-a5a或ZDd-b5a)的上述齊納電壓加上pnp小信號晶體管Ts(Ts-a5a或Ts-b5a)的發(fā)射極-基極電壓，此小信號晶體管導通并且允許Ct通過一發(fā)射極一集電極段和Rt(Rt-a5a或Rt-b5a)放電。如Ct電壓低于此閾值，Ct不再放電并且從柵極通過阻塞Ts如同阻塞的Ds一樣斷開，Rt使FET的輸入電容放電，并且以此更快地通過線性工作區(qū)域(大約600ns)。當柵極電壓低于該閾值電壓時，該高值大約持續(xù)400ns，在所示的部件規(guī)格的情況下漏電流的真正下降時間大約為100ns，因此滿足了快速的要求。
另外在圖5a中示出了通過耦合電容Cc-a5a和Cc-b5a的同步去耦合。如果它足夠大，則在電源正極和負極之間的串聯(lián)作用可以替換濾波電容Cfilter，所以通過同步去耦合則部件數不再增加。在此實施例中由Ctra5a和Ctra5a所組成的串聯(lián)電路從半橋電路的中點連到電源的負極。
圖5b中為了能夠利用npn小信號晶體管Ts(Ts-a5b或Ts-b5b)，則斷開Ct(Ct-a5b或Ct-b5b)的負極引線。該作用也與圖5a所示的相同。
圖3和圖4的電路自然也能夠通過pnp晶體管或FET或統(tǒng)一的電流下降形成或另外進行規(guī)劃。
另外圖5b中由Ctra5b和Rtra5b所組成的串聯(lián)電路從半橋電路中點連到Cc5b和WH5b之間的節(jié)點。
圖6示出了根據先有技術進行的關斷加速系統(tǒng)，它能附加實現在至今為止的所有實施例中減少在Ct和FET的柵極之間的關斷損耗。為此FET的柵極通過小信號二極管Ds-a6或Ds-b6充電，然而放電是通過pnp小信號晶體管Ts-a6或Ts-b6實現，該晶體管的基極通過電阻Rb-a6或Rb-b6與Ds-a6或Ds-b6的陽極相連。高的柵極電壓周期和漏電流下降時間可有效地縮短，并且沒有真正地通過FET的線性工作區(qū)域。
在圖6中另外該燈通過Cc6與電源正極，而諧振電容Cres6與電源負極相連。
在圖7a的實施例中FET T(Ta7a或Tb7a)的柵極通過與Rt(Rt-a7a或Rt-b7a)平行的Ct(Ct-a7a或Ct-b7a)上的電壓進行去耦合。為此，Ct上的電壓通過第一個二極管ZDx(ZDx-a7a或ZDx-b7a)，此處優(yōu)選由導通方向上的齊納二極管構成，對一個小的輔助電容Ch(Ch-a7a或Ch-b7a)充電。然而這只是因為ZDx的反向恢復時間所需求的。然后該控制電壓通過一(相對低歐姆的)限流電阻Rx(Rx-a7a或Rx-b7a)和另一個二極管Dy(Dy-a7a或Dy-b7a)作用到FET的柵極。一個pnp小信號晶體管Ty(Ty-a7a或Ty-b7a)和一個npn小信號晶體管Tx(Tx-a7a或Tx-b7a)構成晶閘管結構，一旦Ct的電壓通過ZDx的齊納電壓加上Ty的發(fā)射極-基極電壓低于柵極電壓時，該pnp晶體管的基極導通。
npn晶體管Tx的基極和發(fā)射極之間的電阻Ry(Ry-a7a或Ry-b7a)和首先從pnp晶體管Ty的基極向發(fā)射極的另一個二極管Dy通過Ct中的空載電流引起的急劇電壓上升阻止了晶閘管結構的“過頭啟動”。為了該晶閘管結構在Ct電壓降低較少時不再通過此ZDx的反向恢復電流啟動，Ch提供了ZDx的反向恢復電流。如此構成的晶閘管在啟動之后直接進行放電，以及Ct和Ch通過Rx。
該電路在FET的柵極產生近似于方波的電壓特性曲線，這是因為第一個二極管ZDx起去耦合作用，并且非?？斓仃P斷(在上述設計中漏電流下降時間可達到10ns)。
通過選擇具有負溫度系數的齊納二極管工作段可使頻率提高并以此使在高的環(huán)境溫度時(類似于通過飽和電流互感器控制時的鐵氧體選擇)的功率下降。
另外，在圖7a中又選擇了具有耦合電容Cc-a7a或Cc-b7a的一同步去耦合并省去Cfilter此處Cres7a連在Lres7a和WL7a的連接點和Cc-a7a、Cc-b7a和WH7a的連接點之間，并且濾波電感線圈Lfilter7a接在電源的負極連線上。
一晶體管結構已經包含在Motorola的三管腳模塊MDC1000(簡單且經濟)中，并且從圖7b中可知還能用于減少部件數。模塊MDC1000中的15kΩ內電阻與Ch7b自然構成第二個、不希望的時間常數，它明顯地必然大于Ct7b*Rt7b。
圖7c示出了一晶閘管關斷裝置，然而它沒有用于確定Ct和柵極電壓之間電壓差別的齊納二極管，此處的晶閘管結構應該是已啟動的。此處的電壓差別相應于去耦合二極管Dy(Dy-a7c或Dy-b7e)的導通電壓一因為Ct(Ct-a7c或Ct-b7c)開始時是以高于柵極大約0.6V被充電的-加上pnp晶體管Ty(Ty-a7C或Ty-b7b)的發(fā)射極-基極電壓，晶體管Ty與Tx(Tx-a7c或Tx-b7c)構成晶閘管結構并且直接對T(Ta7c或Tb7c)的柵極以及通過限流電阻Rx(Rx-a7c或Rx-b7c)對Ct進行放電。因為此小的差異Rt(Rt-a7c或Rt-b7c)必須設計成高歐姆。
然而此簡化的裝置的缺點是不同閾值之間的較大的溫度系數和由部件控制所產生的可能的誤差。
另外在圖7c中燈絲WL7c連到電源的負極，而諧振電容Cres7c連到電容正極。
圖7d示出了圖7c的電路在使用Motorola的三管腳模塊MDC1000以減少部件數時的情況。此處的模塊MDC1000中的15kΩ內電阻作為放電電阻Rt7d(與串聯(lián)的但較小的Rx7d共同作用)。Rx7d限制了從Ct7d到晶閘管的啟動的放電電流。
圖8中示出了在空載路徑上與齊納二極管ZDz(ZDz-a8或ZDz-b8)串聯(lián)的一電阻R2(R2-a8或R2-b8)。為了減小在晶體管導通期間的損耗，該串聯(lián)電路最好由另一個二極管跨接。這同樣也可以由比ZDz電壓高的齊納二極管ZDt(ZDt-a8或ZDt-b8)構成。
Ct的峰值電壓可受空載電流(例如啟動期間)的大小影響，直到一個最大值，該值由第二個齊納二極管Zdt給出。
另外在圖8中Lres8和Cres8的連接順序-參考負載電流相串聯(lián)-交換，并且Cc8連接到半橋電路的中點。
圖9中在FEF Ta9或Tb9的源極引線上連接了負反饋電阻Rf-a9或Rf-b9(此為技術人員所知)。
另外在圖9中諧振電感線圈Lres不是連在半橋中點和燈之間，而是連在電源正極(自然也能連在電源負極)和通過Cc9連在燈的燈絲WH9之間。另外一個燈絲WL9連到半橋電路的中點。燈絲WH9和WL9是被短接的，并且所有與燈并聯(lián)的電容都包含在Cres9中。
在圖10到圖14的下列實施例中使用了雙極性功率晶體管。
圖10示出了沒有空載二極管的最簡單的實施例，其中空載電流通過基極電阻Rb(Rb-a10或Rb-b10)流過雙極性功率晶體管T(Ta10或Tb10)的基極-集電極二極管，并且使具有載流子的晶體管浸沒，以使所述晶體管在存儲期間內在空載時間結束后仍保持導通?；鶚O電阻Rb在下面的晶體管Tb10情況時是必需的，因為從DIAC引出的第一個啟動脈沖一般不能存儲在Tb10的基極-發(fā)射極段。理論上一個定義的慢的空載二極管(作為寄生功率開關元件)即可滿足代替Ta10，該二極管在導通狀態(tài)結束后通過還用于一定的反向恢復時間的空載電流保證導通。然而如此定義的慢的二極管是不可行的。因為上述的通過DIAC實現的第一可控性，Tb10必須作為晶體管(并且因此作為功率開關元件)實現。
該簡單的電路顯露出很大的工作頻率的變動(以及功率的變動)，因為該晶體管的導通周期通過它的存儲時間定義并且隨部件的變動、溫度以及不同空載狀態(tài)而較強地變化。因此在發(fā)射極上接有一個相當大的負反饋電阻Re(Re-a10或Re-b10)。以致該電阻與具有非常高的電流的啟動能力不相協(xié)調，所以該電阻在該實施例中通過二極管De(De-a10或De-b10)短接(參見DE3835121Al)。
圖11已經示出了圖10的基本電路的改進。與由Rb(Rb-a11或Rb-b11)和T(Ta11或Tb11)的基極-集電極二極管所組成的控制空載路徑相并聯(lián)地還布置有一個調節(jié)空載二極管Df(Df-a11或Df-b11)，它的導通閾值通過附加的反串聯(lián)齊納二極管ZDf(ZDf-a11或ZDf-b11)隨VZDF的電壓升高。結果使基極-集電極電流在空載期間大約恒定在VZDF∶Rb的水平上(因為T的基極-集電極閾值電壓大約相當于空載二極管的導通電壓)。
與上述的實施例相比在圖11中不是下面的晶體管Tb11而是上面的晶體管Ta11由DIAC第一次啟動，結果是啟動電容Cs11必須與作為參考電壓的半橋電路的中點相連。Cs11由Rs11從電源正級充電，此處并橋電路的中點通過一個下拉電阻Rpb11向電源負極連接。放電二極管Ddis11與Rs11并聯(lián)接到Cs11的陽極。
燈絲WH11和WL11通過二極管DWH11和DWL11短接，以在每種情況下只有諧振電流的半波通過Csec11流到燈絲。接下來就能夠使燈的外接線與一般并不太優(yōu)化的歐姆燈絲電阻進行匹配。
圖12所示出的電路變形改善了工作性能，其中與Rb(Rb-a12或Rb-b12)串聯(lián)了一個由控制電感線圈Lt(Lt-a12或Lt-b12)和阻塞電阻Rp(Rp-a12或Rp-b12)所組成的并聯(lián)電路。它的作用是在空載狀態(tài)期間在Lt中存儲控制電流，在空載電流衰減之后在Lt中存儲的電流另外存儲在晶體管T(Ta12或Tb12)的基極-發(fā)射極段，此存儲的控制電流幾乎是線性地下降，最后達到零，并且現在在晶體管的存儲時間之內在Lt內存儲一反向清除電流，在存儲時間之后具有反向存儲控制電流的基極非常精確地被清除。
這里，晶體管的導通時間不再由它的存儲時間單獨確定，而較大部分是通過在Lt內中間存儲的控制能量確定。附加地也改善了關斷特性。
另外在圖12中也省去了濾波電容Cfilter，并且濾波電感線圈Lfilter接在Elko之前的電流引線上，這里是接在整流器GLR12之前的交流電流側。自然Lfilter也能接在分段繞阻的兩端作為電感線圈，也能作為電流補償電感線圈，并且也能與其它的抗干擾器件組合。
圖13示出了空載控制的另一個變型。此裝置中首先省去了圖11中的由空載二極管和反串聯(lián)的齊納二極管所組成的串聯(lián)電路。并且以此在T(Ta13或Tb13)的基極-集電極二極管中存儲所有的空載電流。然而為了限制發(fā)射極-基極段的電壓(Lt(Lt-a13或Lt-b13)中的電流上升與此電壓直接成比例)，在空載狀態(tài)期間應用了由一小信號二極管Dt(Dt-a13或Dt-b13)和一反串聯(lián)的齊納二極管ZDt(ZDt-a13或ZDt-b13)所組成的串聯(lián)電路，該齊納二極管與由T的基極-發(fā)射極段和發(fā)射極電阻Re(Re-a13或Re-b13)所組成的串聯(lián)電路相并聯(lián)。與圖12中的實施例相比優(yōu)點是與(快速高壓)空載二極管相對應的小信號二極管的較低價格；缺點是不能在空載電流水平對控制電流進行去耦合。也可以使用由一個或多個另外的小信號二極管所組成的串聯(lián)電路替換與小信號二極管相反串聯(lián)的齊納二極管。
為了限制DIAC啟動脈沖的幅值，將一個限位電阻RDIAC13與DIAC相串聯(lián)。
與圖13相比，圖14中的實施例還有一附加的空載二極管Df(Df-a14或Df-a14)，它接在上面的晶體管Ta14的基極和電源正極之間，并且接在下面的晶體管Tb14的基極和半橋電路的中點之間。以此至少一部分空載電流流過該段，并且不再流過晶體管Ta14或Tb14的基極-集電極二極管，在晶體管的集電極引線上能夠接入一部件或一標準組件，它另外通過其電壓降在空載狀態(tài)期間由接入的空載二極管Df有利于空載電流路徑的導通。并且在一特別優(yōu)選的實施例中，此部件與二極管Dc(Dc-a14或Dc-b14)的集電極串聯(lián)，以使所有的空載電流強制通過接入的空載二極管。該空載電流通過與Rb-Lt-Rp網絡相并聯(lián)的由齊納二極管ZDt(ZDt-a14或ZDt-b14)和小信號二極管Dt(Dt-a14或Dt-b14)所組成的串聯(lián)電路的齊納段產生一電壓降，其影響了在Lt(Lt-a14或Lt-b14)中的電流上升。此在Lt中存儲的電流是用于晶體管的唯一的并且明確的控制源，所以只還是晶體管的正常存儲時間(也如同每個飽和電流互感電路)仍引起一定的偏差。此存儲時間和相應的偏差當然另外也能通過T上的去耦合電路減小。
在所有探討的雙極性變型中，都表現為較小的偏差，但都以較大的花費為條件。
在圖1到圖14的實施例中的部件及規(guī)格如下表所列。下面的部件在所有的實施例中是相同的。Si 1A 中性載流子GLRDF06MElko 4,7μF 350VLfilter1,5mH SIEMENS-BC(線圈鐵芯)Cfilter220nF 400V MKTRs 1MΩ (圖11除外)Cs 100nF 63VDdis 1N4004DIAC DB3NRlimit 圖.1-圖.9 330Ω圖.10-圖.14100ΩDt1N4148T FETSSU1N50(圖.1-圖.9)bipolarBUD43B (圖.10-.14)Rtra 22ΩCtra 1nF 630V MKPRpu 470kΩPTCS1380(175Ω冷電阻)其他的部件含在下面的附加表中圖.1Rt_a/Rt_b 680ΩCt_a/Ct_b 6,8n F63V MKTZDt_a/ZDt_b BZX 85/C 15 (15V)Lres 3mH EF16Cres 2,2nF 1000V MKPCc47nF 400V MKTCsec 10nF 500V MKTCPTC4,7nF 500V MKT圖2Rt_a2/Rt_b2470ΩCt_a2/Ct_b26,8nF 63V MKTLt_a2/Lt_b24,7mH SIEMENS-BC(線圈鐵芯)ZDt_a2/ZDt_b2 BZX85/C 15 (15V)Lres2 3mH EF16Cres2 2,2nF 1000V MKPCc2 47nF 400V MKTCsec2 10nF 500V MKTCPTC2 4,7nF 500V MKT圖3Rct_a3/Rct_b322ΩCt_a3/Ct_b3 6,8nF 63V MKTRsa_a3/Rsa_b310kΩDs_a13/Ds_a23/Ds_b13/Ds_b23 1N4148Ts_a3/Ts_b3 BC546BR1_a3/R1_b3 43ΩZDt_a3/ZDt_b3 BZX 85/C 15 (15V)Lres33mH EF16Cres32,7nF 1000V MKPCc3 47nF 400V MKTCsec32,7nF 1000V MKP圖4Ct_a4/Ct_b4 1,5nF 63V MKTRtz_a4/Rtz_b410kΩZDd_a4/ZDd_b4 BZX 55/C 6V8(6,8V)Rzb_a4/Rzb_b410kΩRt_a4/Rt_b4 4,7kΩRt2_a4/Rt2_b4220ΩTt_a4/Tt_b4/Tt2_a4/Tt2_b4 BC546BZDt_a4/ZDt_b4 BZX 85/C15 (15V)Lres43mH EF16Cc4 47nF 400V MKTCres4 6,8nF 1000V MKP圖5aDs_a5a/Ds_b5a1N4148Ct_a5a/Ct_b5a15nF 63V MKTRbz_a5a/Rbz_b5a 10kΩTs_a5a/Ts_b5aBC556BZDd_a5a/ZDd_b5a BZX 55/C 8V2(8,2V)Rd_a5a/Rd_b5a3,3kΩRt_a5a/Rt_b5a680ΩZDt_a5a/ZDt_b5a BZX 85/C 15 (15V)Lres5a3mH EF16Cc_a5a/Cc_b5a100nF 250V MKTCres5a6,8nF 1000V MKP圖5bDs_a5b/Ds_b5b1N4148Ct_a5b/Ct_b5b15nF 63V MKTRbz_a5b/Rbz_b5b 10kΩTs_a5b/Ts_b5bBC546BZDd_a5b/ZDd_b5b BZX 55/C 8V2 (8,2V)Rd_a5b/Rd_b5b3,3kΩRt_a5b/Rt_b5b620ΩZDt_a5b/ZDt_b5b BZX 85/C 15 (15V)Lres5b3mH EF16Cc_a5b/Cc_b5b100nF 250V MKTCres5b6,8nF 1000V MKP圖6Ct_a6/Ct_b6 6,8nF 63V MKTRt_a6/Rt_b6 680ΩDs_a6/Ds_b6 1N4148Rb_a6/Rb_b6 10kΩTs_a6/Ts_b6 BC556BZDt_a6/ZDt_b6BZX 85/C 15 (15V)Lres6 3mH EF16Cc6 47nF 400V MKTCres6 2,2nF 1000V MKPCrec6 10nF 500V MKTCPTC6 3,3nF 500V MKT圖7aCt_a7a/Ct_b7a4,7nF 63V MKTRt_a7a/Rt_b7a3,6kΩZDx_a7a/ZDx_b7a BZX 55/C 3V6(3,6V)Ch_a7a/Ch_b7a1nF 63V MKTRx_a7a/Rx_b7a100ΩDy_a7a/Dy_b7a1N4148Ty_a7a/Ty_b7aBC556BTx_a7a/Tx_b7aBC546BRy_a7a/Ry_b7a5,1kΩZDt_a7a/ZDt_b7a BZX 85/C12 (12V)Lres7a3mH EF16Cc_a7a/Cc_b7a100nF 250V MKTCres7a6,8nF 1000V MKPCsec7a6,8nF 500V MKTCPTC7a3,3nF 500V MKT圖7bCt7b 4,7nF 63V MKTRt7b 4,7kΩZDx7bBZX55/C 3V6(3,6V)Ch7b 1nF 63VMKTRx7b 100ΩMDC1000(Motorola)ZDt7bBZX 85/C 12 (12V)圖7cCt_a7c/Ct_b7c6,8nF 63V MKTRt_a7c/Rt_b7c15kΩRx_a7c/Rx_b7c100ΩDy_a7c/Dy_b7c 1N4148Ty_a7c/Ty_b7c BC556BTx_a7c/Tx_b7c BC546BRy_a7c/Ry_b7c 5,1kΩZDt_a7c/ZDt_b7cBZX 85/C 12(12V)Lres7c 3mH EF16Cc_a7c/Cc_b7c 100nF 250V MKTCres7c 6,8nF 1000V MKPCsec7c 6,8nF 500V MKT圖7dCt7d 4,7nF 63V MKT(Rt7d 15kΩ-在MDC1000中)Rx7d 100ΩMDC1000(Motorola)ZD7dBZX85/C12 (12V)圖8Rt_a8/Rt_b8680ΩCt_a8/Ct_b86,8nF 63V MKTZDz_a8/ZDz_b8 BZX 85/C 12 (12V)Rz_a8/Rz_b810ΩZDt_a8/ZDt_b8 BZX 85/C 15 (15V)Lres8 3mH EF16Cres8 3,3nF 1000V MKPCc847nF 400V MKTCsec8 3,3nF 1000V MKP圖9Rt_a9/Rt_b9680ΩCt_a9/Ct_b96,8nF 63V MKTRf_a9/Rf_b93,3ΩZDt_a9/ZDt_b9 BZX 85/C 15 (15V)Lres9 3mH EF16Cres9 6,8nF 1000V MKPCc947nF 400V MKT圖10Rb_a10/Rb_b10 33ΩRe_a10/Re_b10 3,3ΩDe_a10/De_b10 BA157GPLres10 2,5mH EF16Cres10 6,8nF 1000V MKPCc1047nF 400V MKTCrec10 3,3nF 1000V MKP圖11Rs11 680kΩRpd11330kΩRb_a11/Rb_b1133ΩRe_a11/Re_b113,3ΩDe_a11/De_b11BA157GPDf_a11/Df_b11BA157GPZDf_a11/ZDf_b11 BZX 55/C 5V1(5,1V)Lres112,5mH EF16Cc11 47nF 400V MKTDWH11/DWL11 BA157GPCsec1110nF 1000V MKP圖12Lfilier12 2,2mH SIEMENS-LBC(大的線圈鐵芯)Rb_a12/Rb_b1222ΩLt_a12/Lt_b12100μH SIEMENS-BC(線圈鐵芯)Rp_a12/Rp_b12330ΩRe_a12/Re_b122,2ΩDf_a12/Df_b12BA157GPZDf_a12/ZDf_b12 BZX 55/C5V1(5,1V)Lres123,5mH EF16Cc12 47nF 400V MKTCsec1210nF 1000V MKP圖13RDIAC13 22ΩRb_a13/Rb_b1322ΩLt_a13/Lt_b13220μH SIEMENS-BC(線圈鐵芯)Rp_a13/Rp_b13220ΩRe_a13/Re_b134,3ΩDt_a13/Dt_b131N4148ZDt_a13/ZDt_b13 BZX 55/C 4V3 (4,3V)Lres133,5mH EF16Cc13 47nF 400V MKTCsec1310nF 1000V MKP圖14Rb_a14/Rb_b1422ΩLt_a14/Lt_b14100μH SIEMENS-BC(線圈鐵芯)Rp_a14/Rp_b14330ΩRe_a14/Re_b142,2ΩDf_a14/Df_b14BA157GPDt_a14/Dt_b141N4148ZDt_a14/ZDt_b14 BZX 55/C6V8 (6,8V)Dc_a14/Dc_b14BA157GPLres143,5mH EF16Cc14 47nF 400VMKTCsec1410nF 1000V MKP用于Ta和Tb的控制部件的規(guī)格并不強制要求相同，然而在此應用中，50％的占空因數是有利的，為此對Ta和Tb選擇相同的控制設計。
權利要求
1.具有反并聯(lián)的空載段的至少一個功率開關元件(T)的負載的工作電路，通過它在空載狀態(tài)期間能流過相對于該開關元件的導通狀態(tài)反并聯(lián)的空載電流，其特征在于，在該電路開始啟動進入工作狀態(tài)之后，在其導通狀態(tài)中用于控制開關元件(T)的能量是通過應用該空載電流實現的。
2.如權利要求1的電路，其特征在于，該電路是用于操作該燈的一電子附加設備(EVG)，該燈優(yōu)選是一低壓放電燈，功率范圍優(yōu)選是直到幾十瓦。
3.如權利要求1到2的電路，其特征在于，在空載段接入一部件或一標準組件，該空載電流于其上產生一電壓降，該電壓降在控制能量存儲元件中提供了用于控制功率開關元件的能量。
4.如權利要求3的電路，其特征在于，在空載段接入的部件是一齊納二極管(ZDt)。
5.如權利要求2到4之一的電路，其特征在于，應用了一具有諧振電路的半橋電路，該諧振電路由一功率電感線圈(Lres)和至少一直接或間接與燈并聯(lián)的諧振電容(Cres)組成。
6.如權利要求3到5之一的電路，其特征在于，該功率開關元件是一壓控部件，例如一FET，并且由所設計的空載段上接入的部件或標準組件在空載狀態(tài)期間形成的電壓脈沖函數通過一個二極管(Dt)中間存儲在電容器(Ct)中，該電容器直接或通過其它部件與功率開關元件的柵極相連，并且該電容通過放電電路在空載狀態(tài)過程結束之后放電，并以此確定功率開關的導通周期。
7.如權利要求6的電路，其特征在于，使用一電阻(Rt)使電容(Ct)放電。
8.如權利要求6的電路，其特征在于，為了使電容(Ct)放電，利用了一電感線圈(Lt)和一部件，例如一電阻(Rt)或者用于阻塞由電容(Ct)和該抗感線圈(Lt)所組成的振蕩電路的標準組件。
9.如權利要求6的電路，其特征在于，利用一恒定電流下降使該電容器(Ct)放電。
10.如權利要求6的電路，其特征在于，為了使該電容(Ct)放電，應用了具有可變換時間常數的放電電路，該放電開始是高歐姆，然后從確定的電壓閾值開始-是明顯的低歐姆形式。
11.如權利要求7的電路，其特征在于，該電容(Ct)通過一附加串聯(lián)標準組件低于一確定電壓閾值去耦合并且不完全放電。
12.如權利要求6到11之一的電路，其特征在于，通過一個由充電二極管(Ds)和電阻組成的附加電路加快該功率開關元件的關斷，其中該充電二極管位于功率開關元件(T)的柵極和該電容(Ct)之間，該電阻位于充電二極的電容側和晶體管(Ts)的基極之間，該晶體管(Ts)的發(fā)射極與柵極、集電極與源極相連。
13.如權利要求7的電路，其特征在于，該電容(Ct)和與它并聯(lián)的放電電阻(Rt)通過至少一二極管(ZDx)從功率開關元件的柵極去耦合，以此該柵極通過該電容(Ct)的峰值電壓減去二極管的導通電壓進行充電，然而與該電容(Ct)的放電相聯(lián)系的柵極的隨后放電現在通過阻塞二極管阻塞如此長的時間，直到一晶閘管結構被啟動，該晶閘管結構可使該電容(Ct)和功率開關元件(T)的輸入電容快速放電，以此在柵極上產生一近似于方波的控制電壓。
14.如權利要求1到13之一的電路，其特征在于，在該空載段與齊納二極管(ZDz)串聯(lián)接入一附加的電阻(Rz)。
15.如權利要求14的電路，其特征在于，該電阻(Rz)，優(yōu)選是由該電阻和該齊納二極管(ZDz)所組成的全部串聯(lián)電路通過一附加的二極管(Zdt)短接。
16.如權利要求15的電路，其特征在于，該附加的二極管作為齊納二極管(Zdt)構成。
17.如上述權利要求之一的電路，其特征在于，在功率開關元件(T)的源極和發(fā)射極接線端接入一負反饋電阻(Rf)。
18.如權利要求1到5和14到17之一的電路，其特征在于，該功率開關元件(T)是一雙極性晶體管，其通過空載電流直接或間接地導通，并且其導通周期通過載流子存儲時間或在控制電感線圈(Lt)內存儲的在空載狀態(tài)之后下降的控制電流或者也由存儲時間和控制電流的組合確定。
19.如權利要求18的電路，其特征在于，該空載電流能流過雙極性晶體管(T)的基極側電阻(Rb)和基極-集電極二極管，以此該晶體管如此充滿載流子，以致-即使在空載狀態(tài)后沒有基極控制-還可以通過載流子存儲時間保持幾μs的導通，并且允許一集電極-發(fā)射極電流存在，直到該晶體管關斷。
20.如權利要求19的電路，其特征在于，具有一反串聯(lián)的齊納二極管(ZDf)的空載二極管(Df)與該晶體管(T)相連，以此該空載電流的一部分通過在導通電壓上升的空載段排出，并且以此保持恒定的其余部分充滿該基極-集電極二極管。
21.如權利要求19或20的電路，其特征在于，另外在雙極性晶體管(T)的基極引線內接入一相對于基極電阻(Rb)的由控制電感線圈(Lt)和阻塞電阻(Rp)所組成的并聯(lián)電路。
22.如權利要求21而沒有20的電路，其特征在于，由阻塞電阻(Rp)和控制電感線圈(Lt)所組成的并聯(lián)電路和基極電阻(Rb)所組成的串聯(lián)電路并聯(lián)接有由多個二極管或一個齊納二極管(ZDt)和一個反串聯(lián)二極管(Dt)所組成的串聯(lián)電路，以此限定在導通狀態(tài)期間雙極性晶體管(T)的基極-發(fā)射極段的負電壓，并且該電壓在空載狀態(tài)期間也用于確定控制電感線圈(Lt)中的電流上升。
23.如權利要求18到22之一的電路，其特征在于，在應用具有從正極側晶體管的基極連到正極的和從負極側晶體管的基極連到半橋電路的中點的兩個雙極性晶體管(T)的半橋電路的情況下，所接入的空載二極管(Df)至少流過一部分空載電流，該電流在沒有該二極管時全部流過基極-集電極二極管。
24.如權利要求23的電路，其特征在于，在兩個雙極性晶體管(T)的每一個集電極引線上接入一部件(Dc)或一標準組件，在空載狀態(tài)期間其通過電壓降減少基極-集電極二極管的電流，該二極管通過該空載二極管(Df)有助于該部分電流的流出。
25.如權利要求24的電路，其特征在于，與集電極串聯(lián)的該部件是一二極管(Dc)。
26.如上述權利要求之一的電路，其特征在于，在施加電源電壓之后通過DIAC在工作狀態(tài)中產生用于啟動該電路的自由振蕩的諧振的第一次沖擊，該DIAC的一個端子直接或間接地與功率開關元件(T)的柵極或基極相連，并且它的另一個端子與啟動電容(Cs)相連，該啟動電容以高歐姆的形式由電源電壓充電，并且該電容在諧振啟動之后通過放電二極管(Ddis)和啟動功率開關元件的切換段一直進行放電，所以在工作期間用于啟動DIAC的足夠電壓不再通過它形成，其中與放電二極管串聯(lián)優(yōu)選設置有一電阻(Rlimit)，通過該電阻能夠影響第一次沖擊的時間周期，并且能與DIAC串聯(lián)接入另一個電阻，通過它電流脈沖的高度是可限制的。
全文摘要
用于負載工作的自由振蕩電路裝置,在正常工作狀態(tài)時用于啟動開關元件(T
文檔編號H05B41/24GK1193250SQ9810543
公開日1998年9月16日 申請日期1998年3月9日 優(yōu)先權日1997年3月7日
發(fā)明者L·雷瑟爾 申請人:電燈專利信托有限公司