專利名稱：音頻解碼器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種音頻解碼器，其利用(1)對縮混了多個聲道的信號而得到的信號進行編碼的編碼數(shù)據(jù)；(2)對將該編碼數(shù)據(jù)分離為原來的聲道數(shù)的信號時所用的信息進行編碼的編碼數(shù)據(jù)，將對縮混了多個聲道的信號而得到的信號進行編碼的編碼數(shù)據(jù)解碼為原來的聲道數(shù)的信號，且本發(fā)明尤其涉及MPEG(Moving Picture Expert Group運動圖像專家組)音頻中的空間音頻編解碼(Spatial Audio Codec)的解碼處理。

背景技術(shù)：
近年，在MPEG音頻標準中，被稱作Spatial Audio Codec(空間音頻編解碼)的技術(shù)正在被標準化。其目的在于要以非常少的信息量來對表現(xiàn)出臨場感的多聲道信號進行壓縮及編碼。例如，在作為數(shù)字電視的聲音方式已被廣泛使用的多聲道編解碼方式的AAC(AdvancedAudio Coding先進音頻編碼)方式，5.1聲道要有512kbps或384kbps的比特率，然而，在Spatial Audio Codec則以用128kbps或64kbps甚至于48kbps這樣非常少的比特率來對多聲道信號進行壓縮及編碼為目標(例如參照非專利文獻1)。
圖1是以往的音頻裝置的結(jié)構(gòu)框圖。
音頻裝置1000包括音頻編碼器1100和音頻解碼器1200，音頻編碼器1100輸出對音頻信號的組進行空間音響編碼后而得到的編碼信號，音頻解碼器1200對從音頻編碼器1100輸出的編碼信號進行解碼。
音頻編碼器1100以由1024個采樣或2048個采樣等所示出的幀為單位，對音頻信號(例如兩聲道的音頻信號L、R)進行處理，且該音頻編碼器1100包括縮混部1110、雙聲列(Binaural Cue)檢測部1120、編碼器1150、以及多路復(fù)用部1190。
縮混部1110通過對以譜表示的兩聲道的音頻信號L、R取平均，即通過M＝(L+R)/2，而生成縮混音頻信號L、R后而得到的縮混信號。
雙聲列檢測部1120通過按照各個譜帶對音頻信號L、R以及縮混信號M進行比較，從而生成用于將縮混信號M復(fù)原到音頻信號L、R的BC信息(雙聲列)。
BC信息中包含示出聲道間強度/強度差(inter-channel1evel/intensity difference)的強度信息IID、示出聲道間相干/相關(guān)(inter-channel coherence/correlation)的相關(guān)信息ICC、以及示出聲道間相位延遲差(inter-channel phase/delay difference)的相位信息IPD。
在此，相關(guān)信息ICC示出兩個音頻信號L、R的類似性，強度信息IID示出音頻信號L、R的相對強度。一般而言，強度信息IID是用于控制聲音的平衡和定位的信息，相關(guān)信息ICC是用于控制聲音的幅度和擴散性的信息。這些信息均為幫助聽者在頭腦中構(gòu)成聽覺情景的空間參數(shù)。
以譜表示的音頻信號L、R以及縮混信號M被劃分為由“參數(shù)頻帶(parameter band)”構(gòu)成的通常的多個組。因此，BC信息是按照各個參數(shù)頻帶被算出的。并且，“BC信息”和“空間參數(shù)”會經(jīng)常被作為同義詞語來使用。
編碼器1150通過例如MP3(MPEG Audio Layer-3)或AAC(AdvancedAudio Coding先進音頻編碼)等對縮混信號M進行壓縮編碼。
多路復(fù)用部1190通過對縮混信號M和被量化了的BC信息進行多路復(fù)用而生成比特流，并將該比特流作為所述的編碼信號來輸出。
音頻解碼器1200包括逆多路復(fù)用部1210、解碼器1220、以及多聲道合成部1240。
逆多路復(fù)用部1210獲得所述的比特流，并從該比特流中將被量化的BC信息和被編碼的縮混信號M分離出來后輸出。并且，逆多路復(fù)用部1210對被量化的BC信息進行逆量化后輸出。
解碼器1220將被編碼的縮混信號M解碼后輸出到多聲道合成部1240。
多聲道合成部1240獲得從解碼器1220輸出的縮混信號M和從逆多路復(fù)用部1210輸出的BC信息。并且，多聲道合成部1240利用所述BC信息，將縮混信號M復(fù)原為兩個音頻信號L、R。
并且，在以上所述中，以對兩聲道的音頻信號進行編碼及解碼為例對音頻裝置1000進行了說明，不過，音頻裝置1000也可以對兩聲道以上的聲道的音頻信號(例如構(gòu)成5.1聲道聲源的六個聲道的音頻信號)進行編碼及解碼。
圖2是多聲道合成部1240的功能結(jié)構(gòu)框圖。
多聲道合成部1240例如在將縮混信號M分離為六個聲道的音頻信號的情況下，包括第一分離部1241、第二分離部1242、第三分離部1243、第四分離部1244、以及第五分離部1245。并且，縮混信號M是對以下的音頻信號進行縮混后而得到的，這些音頻信號是指與設(shè)置在視聽者正面的揚聲器相對應(yīng)的中置音頻信號C、與設(shè)置在視聽者左前方的揚聲器相對應(yīng)的前左音頻信號Lf、與設(shè)置在視聽者右前方的揚聲器相對應(yīng)的前右音頻信號Rf、與設(shè)置在視聽者左側(cè)的揚聲器相對應(yīng)的左環(huán)繞音頻信號Ls、與設(shè)置在視聽者右側(cè)的揚聲器相對應(yīng)的右環(huán)繞音頻信號Rs、以及與用于輸出低音的重低音揚聲器相對應(yīng)的低音音頻信號LFE。
第一分離部1241從縮混信號M中將第一縮混信號M1和第四縮混信號M4分離出來后輸出。第一縮混信號M1由中置音頻信號C、前左音頻信號Lf、前右音頻信號Rf、以及低音音頻信號LFE縮混而成。第四縮混信號M4由左環(huán)繞音頻信號Ls和右環(huán)繞音頻信號Rs縮混而成。
第二分離部1242從第一縮混信號M1中將第二縮混信號M2和第三縮混信號M3分離出來后輸出。第二縮混信號M2由前左音頻信號Lf和前右音頻信號Rf縮混而成。第三縮混信號M3由中置音頻信號C和低音音頻信號LFE縮混而成。
第三分離部1243從第二縮混信號M2中將前左音頻信號Lf和前右音頻信號Rf分離出來后輸出。
第四分離部1244從第三縮混信號M3中將中置音頻信號C和低音音頻信號LFE分離出來后輸出。
第五分離部1245從第四縮混信號M4中將左環(huán)繞音頻信號Ls和右環(huán)繞音頻信號Rs分離出來后輸出。
這樣，多聲道合成部1240通過多階段的方法在各個分離部將一個信號分離為兩個信號，直至分離到單聲道的音頻信號為止重復(fù)進行遞歸的(recursively)信號分離。
圖3是多聲道合成部1240的其它功能結(jié)構(gòu)框圖。
多聲道合成部1240包括全通濾波器1261、運算部1262、以及BCC處理部1263。
全通濾波器1261獲得縮混信號M，并對該縮混信號M生成沒有相關(guān)性的無相關(guān)信號Mrev并輸出。在聽覺上對縮混信號M和無相關(guān)信號Mrev進行比較可知它們互不相干。并且，無相關(guān)信號Mrev具有與縮混信號M相等的能量，含有能夠制作出好像聲音被傳播得很遠這種幻覺的有限時間的混響成分。
BCC處理部1263獲得BC信息，并根據(jù)該BC信息中所包含的強度信息IID或相關(guān)信息ICC等，生成混合系數(shù)Hij并輸出。
運算部1262獲得并利用縮混信號M、無相關(guān)信號Mrev、以及混合系數(shù)Hij，進行(公式1)所示的運算，并輸出音頻信號L、R。這樣，通過利用混合系數(shù)Hij，從而使音頻信號L、R間的相關(guān)程度或這些信號的方向性成為希望的狀態(tài)。
(公式1) L＝H11×M+H12×Mrev R＝H21×M+H22×Mrev 圖4是多聲道合成部1240的詳細構(gòu)成的方框圖。
多聲道合成部1240包括前矩陣處理部1251、后矩陣處理部1252、第一運算部1253和第二運算部1255、無相關(guān)處理部1254、解析濾波器組1256、以及合成濾波器組1257。并且，聲道擴展部1270包括前矩陣處理部1251、后矩陣處理部1252、第一運算部1253、第二運算部1255、以及無相關(guān)處理部1254。
解析濾波器組1256獲得從解碼器1220輸出的縮混信號M，并將該縮混信號M的表示形式轉(zhuǎn)換為以時間和頻率表示的混合表示形式，并作為第一頻帶信號x來輸出。并且，此解析濾波器組1256包括第一階段和第二階段。例如，第一階段和第二階段分別為QMF(正交鏡像濾波器)濾波器組和奈奎斯特濾波器組。在這些階段中，首先以QMF濾波器(第一階段)劃分為多個頻帶，進而以奈奎斯特濾波器(第二階段)將低頻側(cè)的子頻帶分為更窄的子頻帶，從而可以提高位于低頻的子頻帶的頻譜分辨率。
前矩陣處理部1251利用BC信息生成作為比例縮放因子的矩陣R1，所述比例縮放因子示出向各聲道的信號強度的分配(比例縮放)。
例如，前矩陣處理部1251利用強度信息IID來生成矩陣R1，所述強度信息IID示出以下的信號強度的比率，即縮混信號M的信號強度和第一縮混信號M1、第二縮混信號M2、第三縮混信號M3以及第四縮混信號M4的信號強度的比率。
第一運算部1253獲得從解析濾波器組1256輸出的時間-頻率混合表示的第一頻帶信號x，例如(公式2)和(公式3)所示，算出所述第一頻帶信號x和矩陣R1的乘積。并且，第一運算部1253輸出示出矩陣運算結(jié)果的中間信號v。即，第一運算部1253從由解析濾波器組1256輸出的時間-頻率混合表示的第一頻帶信號x分離四個縮混信號M1～M4。
(公式2) (公式3) M1＝Lf+Rf+C+LFE M2＝Lf+Rf M3＝C+LFE M4＝Ls+Rs 無相關(guān)處理部1254具有圖3所示的全通濾波器1261所具有的功能，通過對中間信號v施行全通濾波處理，從而如(公式4所示)，生成并輸出無相關(guān)信號w。并且，無相關(guān)信號w的構(gòu)成要素Mrev以及Mi，rev是對縮混信號M以及Mi施行無相關(guān)處理的信號。
(公式4) 后矩陣處理部1252利用BC信息生成矩陣R2，該矩陣R2示出對于各個聲道的混響的分配。例如，后矩陣處理部1252通過示出聲音的幅度或擴散性的相關(guān)信息ICC導(dǎo)出混合系數(shù)Hij，并生成由該混合系數(shù)Hij構(gòu)成的矩陣R2。
第二運算部1255算出無相關(guān)信號w和矩陣R2的乘積，并輸出示出矩陣運算結(jié)果的輸出信號y。即，第二運算部1255從無相關(guān)信號w分離六個音頻信號，即Lf、Rf、Ls、Rs、C、以及LFE。
例如，如圖2所示，要想從第二縮混信號M2分離前左音頻信號Lf，就要在該前左音頻信號Lf的分離中利用第二縮混信號M2和與其相對應(yīng)的無相關(guān)信號w的構(gòu)成要素M2，rev。同樣，要想從第一縮混信號M1分離第二縮混信號M2，就要在該第二縮混信號M2的算出中利用第一縮混信號M1和與其相對應(yīng)的無相關(guān)信號w的構(gòu)成要素M1，rev。
因此，前左音頻信號Lf由以下的(公式5)所示出。
(公式5) Lf＝H11，A×M2+H12，A×M2，rev M2＝.H11，D×M1+H12，D×M1，rev M1＝H11，E×M+H12，E×Mrev 在此，(公式5)中的Hij，A是第三分離部1243中的混合系數(shù)，Hij，D是第二分離部1242中的混合系數(shù)，Hij，E是第一分離部1241中的混合系數(shù)。(公式5)中所示出的三個算式可以歸納為以下(公式6)所示出的一個向量乘法算式。
(公式6) Lf＝[H11，AH11，DH11，E H11，AH11，DH12，E H11，AH12，DH12，A 0 0]w＝R2，LFw 除前左音頻信號Lf以外，其它的音頻信號Rf、C、LFE、Ls、以及Rs也可以通過上述的矩陣和無相關(guān)信號w的矩陣的運算來算出。即，輸出信號y由以下的(公式7)來表示。
(公式7) 合成濾波器組1257將被復(fù)原的各個音頻信號的表示形式從時間-頻率混合表示轉(zhuǎn)換為時間表示形式，并將以時間表示的多個音頻信號作為多聲道信號來輸出。并且，合成濾波器組1257為了與解析濾波器組1256相匹配，例如可以由兩個階段構(gòu)成。并且，矩陣R1、R2是按各個上述的參數(shù)頻帶b作為矩陣R1(b)、R2(b)而被生成的。
圖5是音頻解碼器1200的其它構(gòu)成的方框圖。
并且，圖5中的雙線箭頭表示被分割為多個頻帶的頻帶信號(所述第一頻帶信號x以及輸出信號y)的流向。
通過逆多路復(fù)用部1210而獲得的編碼信號是通過對編碼縮混信號和被量化的BC信息進行多路復(fù)用而得到的，所述編碼縮混信號是通過將六個聲道的音頻信號縮混為兩個聲道的縮混信號M后并被編碼而得到的。
逆多路復(fù)用部1210將所述編碼信號分離為編碼縮混信號和BC信息。編碼縮混信號例如是以MPEG標準AAC方式被編碼的兩個聲道的編碼數(shù)據(jù)。
解碼器1220利用AAC解碼器對所述編碼縮混信號進行解碼。其結(jié)果是，解碼器1220輸出兩個聲道的PCM信號(時間軸信號)，即輸出縮混信號M。
解析濾波器組1256具有兩個解析濾波器1256a，各個解析濾波器1256a將從解碼器1220輸出的縮混信號M轉(zhuǎn)換為第一頻帶信號x。
聲道擴展部1270通過利用BC信息將兩個聲道的第一頻帶信號x擴展為六個聲道的輸出信號y(例如參照專利文獻1)。
合成濾波器組1257具有六個合成濾波器1257a，各個合成濾波器1257a將從聲道擴展部1270輸出的輸出信號y轉(zhuǎn)換為作為PCM信號的音頻信號。
圖6是音頻解碼器1200的其它構(gòu)成的方框圖。
通過逆多路復(fù)用部1210而獲得的編碼信號是通過對編碼縮混信號和被量化的BC信息進行多路復(fù)用而得到的，所述編碼縮混信號是通過將六個聲道的音頻信號縮混為一個聲道的縮混信號M后并被編碼而得到的。
在這樣的情況下，解碼器1220例如利用AAC解碼器對所述編碼縮混信號進行解碼。其結(jié)果是，解碼器1220輸出一個聲道的PCM信號(時間軸信號)，即輸出縮混信號M。
解析濾波器組1256具有一個解析濾波器1256a，該解析濾波器1256a將從解碼器1220輸出的縮混信號M轉(zhuǎn)換為第一頻帶信號x。
聲道擴展部1270通過利用BC信息，將一個聲道的第一頻帶信號x擴展為六個聲道的輸出信號y。
非專利文獻1 118th AES convention，Barcelona，Spain，2005，Convention Paper 6447. 專利文獻1專利申請2004-248989號公報 然而，在上述以往的音頻解碼器中所存在的問題是由于運算量過多而造成了電路規(guī)模增大。
即，由于圖5和圖6的雙線箭頭所示出的頻帶信號(第一頻帶信號x以及輸出信號y)是以復(fù)數(shù)來表示的，因此，在解析濾波器組1256、聲道擴展部1270以及合成濾波器組1257中的處理所需要的運算量就會增大，并且存儲器的容量也會增大。
因此，考慮到可以將以復(fù)數(shù)表示的頻帶信號作為實數(shù)來處理。但是，如果單純地將復(fù)數(shù)處理替換為實數(shù)處理，則會產(chǎn)生折疊噪聲。即，在特定的頻帶中存在音調(diào)性較強的信號的情況下，通過利用實數(shù)處理的合成濾波器1257a的處理，從而在鄰接的頻帶中產(chǎn)生折疊噪聲。因此，對各個頻帶中是否存在音調(diào)性較強的信號進行檢測，在存在這樣的信號的情況下，則需要在合成濾波器1257a的處理之前進行折疊噪聲除去處理。
圖7是進行實數(shù)處理以及折疊噪聲除去的音頻解碼器的構(gòu)成方框圖。
該音頻解碼器1200’的解析濾波器組1256、聲道擴展部1270以及合成濾波器組1257分別對頻帶信號(第一頻帶信號x以及輸出信號y)進行實數(shù)處理。并且，此音頻解碼器1200’具有折疊噪聲檢測部1281和六個噪聲除去部1282。
折疊噪聲檢測部1281根據(jù)第一頻帶信號x，對該信號的各個頻帶中是否存在音調(diào)性強的信號進行檢測，即對產(chǎn)生折疊噪聲的可能性進行檢測。
六個噪聲除去部1282分別根據(jù)折疊噪聲檢測部1281的檢測結(jié)果，從聲道擴展部1270輸出的輸出信號y中除去折疊噪聲。
然而，在這樣的音頻解碼器中，由于需要具有與輸出信號y的聲道數(shù)相同數(shù)量的噪聲除去部1282，因此，造成從復(fù)數(shù)處理替換為實數(shù)處理的優(yōu)點消失，運算量增多并且電路規(guī)模增大。


發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明鑒于上述問題，目的在于提供一種音頻解碼器，該音頻解碼器可以抑制折疊噪聲的產(chǎn)生并可以減輕運算量。
為了達成上述目的，本發(fā)明所涉及的音頻解碼器對比特流進行解碼并生成N(N≥2)聲道的音頻信號，所述比特流包括第一編碼數(shù)據(jù)和第二編碼數(shù)據(jù)，所述第一編碼數(shù)據(jù)是對縮混信號進行編碼而得到的，所述縮混信號是通過對N聲道的音頻信號進行縮混而得到的，所述第二編碼數(shù)據(jù)是對參數(shù)進行編碼而得到的，所述參數(shù)用于將所述縮混信號復(fù)原為原來的N聲道的音頻信號，所述音頻解碼器，其特征在于，包括頻帶信號生成單元，利用所述第一編碼數(shù)據(jù)，生成針對所述縮混信號的第一頻帶信號；聲道擴展單元，利用所述第二編碼數(shù)據(jù)，將在所述頻帶信號生成單元生成的第一頻帶信號轉(zhuǎn)換為針對N聲道的音頻信號的第二頻帶信號；頻帶合成單元，通過對在所述聲道擴展單元生成的N聲道的第二頻帶信號進行頻帶合成，從而轉(zhuǎn)換為時間軸上的N聲道的音頻信號；以及折疊噪聲檢測單元，檢測所述第一頻帶信號中的折疊噪聲的產(chǎn)生；所述聲道擴展單元進一步根據(jù)在所述折疊噪聲檢測單元檢測出的信息，來防止在所述第二頻帶信號中含有折疊噪聲。
據(jù)此，在估計到會發(fā)生在第一頻帶信號中的折疊噪聲的情況下，由于可以在聲道擴展單元抑制噪聲的產(chǎn)生，因此，與在聲道擴展單元的后級設(shè)置與聲道數(shù)相同數(shù)量的噪聲除去部相比，可以以非常少的處理量來抑制折疊噪聲，從而可以實現(xiàn)一種電路規(guī)模小或程序大小小的音頻解碼器。
并且，也可以是，所述頻帶信號生成單元對于所述第一頻帶信號中的至少一部分頻帶，生成以實數(shù)表示的所述第一頻帶信號；所述折疊噪聲檢測單元檢測折疊噪聲的產(chǎn)生，所述折疊噪聲是因所述第一頻帶信號由實數(shù)表示而產(chǎn)生的。
據(jù)此，第一頻帶信號可以不以復(fù)數(shù)來表示，而是以實數(shù)來表示，因此可以減少運算量，且通過以實數(shù)來表示可以回避折疊噪聲的發(fā)生這一問題。
并且，也可以是，所述頻帶信號生成單元具有用于提高規(guī)定的頻帶的頻帶分辨率的奈奎斯特濾波器組，對于該奈奎斯特濾波器組所處理的頻帶生成以復(fù)數(shù)表示的頻帶信號，對于該奈奎斯特濾波器組不處理的頻帶生成以實數(shù)表示的頻帶信號。
據(jù)此，第一頻帶信號可以在用于提高頻帶分辨率的濾波器組中被直接進行復(fù)數(shù)處理，因此，可以在維持高的頻帶分辨率的同時抑制運算量，從而可以即提高了音質(zhì)又減少了電路規(guī)模。
并且，也可以是，所述折疊噪聲檢測單元對所述第一頻帶信號中音調(diào)性強的信號所在的頻帶進行檢測，所述音調(diào)性強是指強的頻率成分的持續(xù)狀態(tài)；所述聲道擴展單元輸出所述第二頻帶信號，所述第二頻帶信號是通過對與所述折疊噪聲檢測單元檢測出的頻帶鄰接的頻帶的信號強度進行調(diào)整而得到的。
據(jù)此，折疊噪聲在音調(diào)性較明顯的高頻域中，由于信號電平得以調(diào)整，因此可以效率良好地除去噪聲。
并且，也可以是，所述第二編碼數(shù)據(jù)是通過對空間參數(shù)進行編碼而得到的數(shù)據(jù)，所述空間參數(shù)包括原來的N聲道的音頻信號間的強度比和相位差；所述聲道擴展單元包括運算單元，以與利用所述空間參數(shù)而生成的運算系數(shù)相應(yīng)的比率，對所述第一頻帶信號和利用該第一頻帶信號而生成的無相關(guān)信號進行混合，從而生成所述第二頻帶信號；以及調(diào)整模塊，對與所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶鄰接的頻帶進行所述運算系數(shù)的調(diào)整，從而調(diào)整所述信號強度。
據(jù)此，可以在進行能夠展現(xiàn)空間的聲音擴展的混響處理的同時抑制折疊噪聲，因此，可以實現(xiàn)一種電路規(guī)模小且不會影響到空間音響效果的空間音響解碼。
并且，也可以是，所述運算單元包括前矩陣模塊，利用所述運算系數(shù)的一部分，即利用從所述空間參數(shù)中所包含的強度比導(dǎo)出的比例縮放系數(shù)，對所述第一頻帶信號進行比例縮放，從而生成中間信號；無相關(guān)模塊，對在所述前矩陣模塊生成的中間信號施行全通濾波處理，從而生成無相關(guān)信號；以及后矩陣模塊，利用所述運算系數(shù)的一部分，即利用從所述空間參數(shù)中所包含的相位差導(dǎo)出的混合系數(shù)，對所述第一頻帶信號和所述無相關(guān)信號進行混合；所述調(diào)整模塊通過對所述空間參數(shù)進行調(diào)整來調(diào)整所述運算系數(shù)。例如，所述調(diào)整模塊具有等化器，對所述空間參數(shù)進行均衡化，所述空間參數(shù)是針對所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶和與該頻帶鄰接的頻帶的空間參數(shù)。
據(jù)此，可以適用于具有前矩陣模塊、無相關(guān)模塊以及后矩陣模塊的以往的空間音響解碼器，使小型化及高速處理化得以實現(xiàn)。
并且，本發(fā)明不僅可以作為以上所述的音頻解碼器來實現(xiàn)，而且還可以作為集成電路、方法、程序以及存儲該程序的記錄介質(zhì)來實現(xiàn)。
本發(fā)明的音頻解碼器所起到的作用效果是，可以抑制折疊噪聲的產(chǎn)生并可以減輕運算量。



圖1是以往的音頻裝置的構(gòu)成方框圖。
圖2是以往的音頻裝置的聲道擴展部的功能構(gòu)成方框圖。
圖3是以往的音頻裝置的聲道擴展部的其它的功能構(gòu)成的方框圖。
圖4是以往的音頻裝置的聲道擴展部的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖5是以往的音頻解碼器的其它構(gòu)成的方框圖。
圖6是以往的音頻解碼器的其它構(gòu)成的方框圖。
圖7是進行實數(shù)處理以及折疊噪聲的除去的音頻解碼器的構(gòu)成方框圖。
圖8是本發(fā)明的實施方式中的音頻解碼器的構(gòu)成方框圖。
圖9是本發(fā)明的實施方式中的音頻解碼器的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖10是本發(fā)明的實施方式中的音頻解碼器的TD部以及EQ部的工作流程圖。
圖11是本發(fā)明的變形例1中所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖12是本發(fā)明的變形例2中所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖13是本發(fā)明的變形例3中所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
圖14是本發(fā)明的變形例4所涉及的TD部以及EQ部的工作流程圖。
符號說明 100 音頻解碼器 101 逆多路復(fù)用部 102 解碼器 103 多聲道合成部 110 解析濾波器組 120 折疊噪聲檢測部(TD部) 130 聲道擴展部 131 前矩陣處理部 132 后矩陣處理部 133 第一運算部 134 第二運算部 135 實數(shù)無相關(guān)處理部 136 EQ部 140 合成濾波器組
具體實施例方式 以下，將參照附圖對本發(fā)明的實施方式中的音頻解碼器進行說明。
圖8是本發(fā)明的實施方式中的音頻解碼器的構(gòu)成方框圖。
本實施方式中的音頻解碼器100可以抑制折疊噪聲的產(chǎn)生并可以減輕運算量，其包括逆多路復(fù)用部101、解碼器102、以及多聲道合成部103。
逆多路復(fù)用部101具有與以上所述的以往的逆多路復(fù)用部1210相同的功能，獲得從音頻解碼器輸出的編碼信號，并從所述編碼信號中分離被量化的BC信息和編碼縮混信號，并輸出。并且，逆多路復(fù)用部101將被量化的BC信息逆量化后輸出。
編碼縮混信號可以作為第一編碼數(shù)據(jù)，例如六個聲道的音頻信號被縮混并以AAC方式被編碼。并且，編碼縮混信號可以以AAC方式和SBR(Spectral Band Replication頻帶復(fù)制)方式被編碼。BC信息以預(yù)先規(guī)定的形式被編碼，可以作為第二編碼數(shù)據(jù)。
解碼器102具有與上述以往的解碼器1220相同的功能，通過對編碼縮混信號進行解碼，從而生成作為PCM信號(時間軸信號)的縮混信號M，并輸出到多聲道合成部103。并且，解碼器102也可以將以AAC方式的解碼過程所生成的MDCT(Modified Discrete CosineTransform改進的離散余弦變換)系數(shù)按照解析濾波器組110的輸出形式來轉(zhuǎn)換，從而生成頻帶信號。
多聲道合成部103在從解碼器102獲得縮混信號M的同時，從逆多路復(fù)用部101獲得BC信息。并且，多聲道合成部103利用所述BC信息，從縮混信號M復(fù)原所述六個音頻信號。
多聲道合成部103包括解析濾波器組110、折疊噪聲檢測部120、聲道擴展部130、以及合成濾波器組140。
解析濾波器組110獲得從解碼器102輸出的縮混信號M，并將該縮混信號M的表示形式轉(zhuǎn)換為時間一頻率混合表示，并作為第一頻帶信號x輸出。此第一頻帶信號x是以實數(shù)來表示所有的頻帶時的頻帶信號。并且，在本實施方式中，由解碼器102和解析濾波器組110構(gòu)成頻帶信號生成單元。
折疊噪聲檢測部120通過對從解析濾波器組110輸出的第一頻帶信號x進行解析，從而可以檢測從多聲道合成部103輸出的六個聲道的音頻信號中產(chǎn)生折疊噪聲的可能性的高低。即，折疊噪聲檢測部120判斷第一頻帶信號x的各個頻帶中是否存在音調(diào)性強的信號。換而言之，折疊噪聲檢測部120對存在有音調(diào)性強的信號的頻帶進行檢測，所述音調(diào)性強是指強的頻率成分的持續(xù)狀態(tài)。并且，折疊噪聲檢測部120在判斷為存在有較強信號的情況下，可以檢測出鄰接的頻帶中產(chǎn)生折疊噪聲的可能性較高。并且，由于在解析濾波器組110中生成了以實數(shù)來表示的第一頻帶信號x，因此，所述折疊噪聲的產(chǎn)生可能性高。
聲道擴展部130獲得BC信息，并根據(jù)該BC信息生成用于從第一頻帶信號x生成六個聲道的輸出信號y的矩陣。此時，聲道擴展部130在折疊噪聲檢測部120檢測出折疊噪聲的產(chǎn)生可能性高的情況下，生成能夠抑制合成濾波器組140所輸出的輸出信號y中的折疊噪聲的矩陣(運算系數(shù))。并且，聲道擴展部130通過對第一頻帶信號x進行利用所述矩陣的矩陣運算，從而輸出作為頻帶信號(第二頻帶信號)的六個聲道的輸出信號y。
即，聲道擴展部130在檢測出折疊噪聲的產(chǎn)生可能性較高的情況下，通過對產(chǎn)生可能性較高的頻帶信號的振幅進行調(diào)整，從而減輕折疊噪聲。也就是說，由于BC信息中包含了強度信息IID，因此聲道擴展部130在矩陣中對從所述等級信息IID中獲得的各個頻帶的振幅放大系數(shù)進行調(diào)整，從而可以控制折疊噪聲的產(chǎn)生可能性較高的頻帶信號的大小。
合成濾波器組140包括六個合成濾波器140a。各個合成濾波器140a分別將從聲道擴展部130輸出的輸出信號y的表示形式從時間-頻率混合表示轉(zhuǎn)換為時間表示。即，合成濾波器140a是作為頻帶合成單元而被構(gòu)成的，該頻帶合成單元對輸出信號y進行頻帶合成，并將作為頻帶信號的輸出信號y轉(zhuǎn)換為PCM信號(時間軸信號)后輸出。據(jù)此，由六個聲道的音頻信號組成的立體信號被輸出。
圖9是多聲道合成部103的詳細構(gòu)成方框圖。
解析濾波器組110包括實數(shù)QMF部111和實數(shù)Nyq部112。
實數(shù)QMF部111作為濾波器組由實數(shù)系數(shù)的QMF(QuadratureMirror Filter正交鏡像濾波器)構(gòu)成，按各個規(guī)定的頻帶對作為PCM信號的縮混信號M進行解析，生成以時間-頻率混合表示的實數(shù)的第一頻帶信號x。
像這樣的實數(shù)QMF部111所利用的不是(公式8)所示出的復(fù)數(shù)(復(fù)數(shù)調(diào)制系數(shù))Mr(k，n)，而是(公式9)所示出的實數(shù)(實數(shù)調(diào)制系數(shù))Mr(k，n)。
(公式8) (公式9) 實數(shù)Nyq部112由實數(shù)系數(shù)的奈奎斯特濾波器組構(gòu)成，在所述實數(shù)QMF部111被生成的第一頻帶信號x的低頻帶中，進一步按照更窄的頻帶對實數(shù)的第一頻帶信號x進行校正。
像這樣的實數(shù)Nyq部112的濾波器例如利用(公式11)所示出的實數(shù)(實數(shù)調(diào)制系數(shù))gpq，而不利用(公式10)所示出的復(fù)數(shù)(復(fù)數(shù)調(diào)制系數(shù))gqn，m。
(公式10) (公式11) TD部120是上述的折疊噪聲檢測部120，按照(公式12)來導(dǎo)出參數(shù)頻帶m以及處理幀g中的音調(diào)性(調(diào)性(Tonality))Tg(m)。
(公式12) 在此，Pgpow2(f)表示兩個處理幀g以及(g-1)中的信號消耗電量的合計，Pgcob(f)表示上述的處理幀中的相干值。Tg(m)的值為0到1，Tg(m)＝O表示無調(diào)性，Tg(m)＝1表示調(diào)性高。
針對整體的調(diào)性而言，兩個處理幀中的上述調(diào)性的最小值由(公式13)示出，參數(shù)頻帶m中的調(diào)性的最大值GT(m)由(公式14)示出。
(公式13) T(m)＝min(Tg(m)) (公式14) GT(m)＝max(Tg(m)) 聲道擴展部130包括EQ部(等化器)136，其為調(diào)整模塊；前矩陣處理部131、后矩陣處理部132、第一運算部133、第二運算部134、以及實數(shù)無相關(guān)處理部135。
EQ部136在TD部120檢測出在參數(shù)頻帶b產(chǎn)生折疊噪聲的可能性高的情況下，對參數(shù)頻帶b中的空間參數(shù)p(b)進行校正，以使折疊噪聲的產(chǎn)生得以抑制，所述參數(shù)頻帶b中的空間參數(shù)p(b)是BC信息中所包含的強度信息IID或相關(guān)信息ICC等。
前矩陣處理部131具有與以往的前矩陣處理部1251相同的功能，通過EQ部136獲得BC信息，并根據(jù)該BC信息生成矩陣R1。即，前矩陣處理部131根據(jù)BC信息的空間參數(shù)中所包含的強度信息IID，導(dǎo)出比例縮放因子，以此作為上述的運算系數(shù)的一部分。
第一運算部133算出以實數(shù)表示的第一頻帶信號x和矩陣R1的乘積，并輸出示出所述矩陣運算結(jié)果的中間信號v。即，在本實施例中，由前矩陣處理部131以及第一運算部133構(gòu)成前矩陣模塊，該前矩陣模塊對第一頻帶信號進行比例縮放。
實數(shù)無相關(guān)處理部135通過對以實數(shù)表示的中間信號v施行全通濾波處理，從而生成并輸出無相關(guān)信號w。
像這樣的實數(shù)無相關(guān)處理部135是利用如(公式16)所示的實數(shù)(實數(shù)矩陣系數(shù))φcn，m，而不是利用(公式15)所示的復(fù)數(shù)(復(fù)數(shù)矩陣系數(shù))φcn，m。據(jù)此，就可以除去非整數(shù)延遲系數(shù)。
(公式15)
(公式16) 后矩陣處理部132具有與以往的后矩陣處理部1252相同的功能，通過EQ部136獲得BC信息，并根據(jù)所述BC信息生成矩陣R2。即，后矩陣處理部132根據(jù)BC信息的空間參數(shù)中所包含的相關(guān)信息ICC或相位信息IPD，導(dǎo)出混合系數(shù)來作為上述的運算系數(shù)的一部分。
第二運算部134算出以實數(shù)表示的無相關(guān)信號w和矩陣R2的乘積，并輸出作為示出該矩陣運算結(jié)果的頻帶信號的輸出信號y。即，在本實施例中，由后矩陣處理部132以及第二運算部134構(gòu)成后矩陣模塊，該后矩陣模塊利用混合系數(shù)將第一頻帶信號x和無相關(guān)信號w混合。
合成濾波器組140包括實數(shù)INyq部141和實數(shù)IQMF部142。
實數(shù)INyq部141是實數(shù)系數(shù)的逆奈奎斯特濾波器，實數(shù)IQMF部142由實數(shù)系數(shù)的逆QMF濾波器構(gòu)成。據(jù)此，合成濾波器組140將以實數(shù)表示的輸出信號y例如轉(zhuǎn)換為由六個聲道的音頻信號構(gòu)成的時間信號，并輸出。
并且，像這樣的實數(shù)IQMF部142例如利用如(公式18)所示的的實數(shù)(實數(shù)調(diào)制系數(shù))Nr(k，n)，而不利用(公式17)所示的復(fù)數(shù)(復(fù)數(shù)調(diào)制系數(shù))Nr(k，n)。
(公式17) (公式18) 圖10是TD部120以及EQ部136的工作流程圖。
首先，TD部120對從解析濾波器組110輸出的第一頻帶信號x進行解析，據(jù)此，參數(shù)頻帶b的范圍為從0到PramBand，并算出參數(shù)頻帶b的調(diào)性GT(b)和與該參數(shù)頻帶鄰接的參數(shù)頻帶(b+1)的調(diào)性GT(b+1)的平均值，即平均調(diào)性GT’(b)(步驟S700)。
其次，TD部120對參數(shù)頻帶b進行初始設(shè)定，即設(shè)定為0(步驟S701)，并判斷參數(shù)頻帶b是否達到了(ParamBand-1)，即判斷參數(shù)頻帶b所示的頻帶是否為從最后開始第二個頻帶(步驟S702)。
在此，在TD部120判斷為到達(ParamBand-1)時(步驟S702的是)，結(jié)束折疊噪聲的檢測處理。另一方面，在沒有到達(ParamBand-1)時(步驟S702的否)，TD部120進一步判斷所述平均調(diào)性GT’(b)是否比預(yù)先規(guī)定的閾值TH2大(步驟S703)。
在TD部120判斷為比閾值TH2大的情況下(步驟S703的是)，對折疊噪聲的產(chǎn)生可能性進行檢測，并將檢測結(jié)果通知給EQ部136。EQ部136在接收了所述檢測結(jié)果的通知的情況下，將參數(shù)頻帶b的空間參數(shù)p(b)和參數(shù)頻帶(b+1)的空間參數(shù)p(b+1)替換為它們的平均值，使空間參數(shù)p(b)和空間參數(shù)p(b+1)相等。并且，TD部120使參數(shù)頻帶b的值增加1(步驟S707)，并反復(fù)執(zhí)行從步驟S702開始的工作。
另一方面，在TD部120判斷為平均調(diào)性GT’(b)是閾值TH2以下時(步驟S703的否)，進一步判斷該平均調(diào)性GT’(b)是否比閾值TH1小(步驟S705)。并且，閾值TH1是比閾值TH2小的值。
在此，在TD部120判斷為比閾值TH1小時(步驟S705的是)，反復(fù)執(zhí)行從步驟S707的處理，在判斷為在閾值TH1以上時(步驟S705的否)，根據(jù)此判斷結(jié)果，將平均調(diào)性GT’(b)以及閾值TH1和TH2通知給EQ部136。
EQ部136在接收了上述的通知的情況下，算出參數(shù)頻帶b的空間參數(shù)p(b)＝ave×(1-a)+p(b)×a和參數(shù)頻帶(b+1)的空間參數(shù)p(b+1)＝ave×(1-a)+p(b+1)×a(步驟S706)。在此，ave＝0.5×(p(b)+p(b+1))，a＝(TH2-GT’(b))/(TH2-TH1)。
即，EQ部136對閾值TH1和閾值TH2之間的所有的平均調(diào)性GT’(b)進行空間參數(shù)p(b)和p(b+1)的線性插值。即，平均調(diào)性GT’(b)離閾值TH1近時，也就是說調(diào)性(tonality)小時，空間參數(shù)p(b)、p(b+1)分別接近于各自原來的值，平均調(diào)性GT’(b)離閾值TH2近時，也就是說調(diào)性大時，空間參數(shù)p(b)、p(b+1)分別接近于各自的平均值。
像這樣在本實施例中，能夠在不使折疊噪聲產(chǎn)生的情況下，實現(xiàn)了一種電路規(guī)模小或程序大小小的音頻解碼器，由于在該音頻解碼器的聲道擴展部130對空間參數(shù)進行了調(diào)整，因此，這與在聲道擴展部130的后級設(shè)置與聲道數(shù)相等數(shù)量的噪聲除去部相比，可以以極少的處理量來抑制折疊噪聲。其結(jié)果是，可以力求實現(xiàn)低耗電量、內(nèi)存容量的消減以及芯片大小的小型化。
(變形例1) 在此，對本實施例中的第一變形例進行說明。
在所述實施例中，雖然是EQ部136根據(jù)TD部120的檢測結(jié)果對空間參數(shù)p進行均衡化的，但在本變形例所涉及的EQ部在對由前矩陣處理部131生成的矩陣R1進行均衡化的同時，還可以對由后矩陣處理部132生成的矩陣R2進行均衡化。
圖11是本變形例中所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成方框圖。
在本變形例中，所涉及的多聲道合成部103a代替所述實施例中的聲道擴展部130的是具有聲道擴展部130a。
聲道擴展部130a具有與所述實施例的EQ部136相同的功能，包括EQ部136a以及EQ部136b。
即，EQ部136a根據(jù)TD部120的檢測結(jié)果，將從前矩陣處理部131輸出的矩陣R1(比例縮放系數(shù))均衡化，EQ部136b根據(jù)TD部120的檢測結(jié)果，將從后矩陣處理部132輸出的矩陣R2(混合系數(shù))均衡化。
EQ部136a如(公式19)所示，作為EQ部136的處理對象，不是處理空間參數(shù)p(b)而是處理矩陣R1(b)。
(公式19) p(b)＝R1(b) EQ部136b如(公式20)所示，作為EQ部136的處理對象，不是處理空間參數(shù)p(b)而是處理矩陣R2(b)。
(公式20) p(b)＝R2(b) 像這樣在本實施例中，能夠在不使折疊噪聲產(chǎn)生的情況下，實現(xiàn)了一種電路規(guī)模小或程序大小小的音頻解碼器，由于在該音頻解碼器的聲道擴展部130對運算系數(shù)即矩陣R1和R2直接進行了調(diào)整，因此，這與在聲道擴展部130的后級設(shè)置與聲道數(shù)相等數(shù)量的噪聲除去部相比，可以以極少的處理量來抑制折疊噪聲。
(實施例2) 在此，對本實施例中的第二變形例進行說明。
在所述實施例中，雖然在頻帶信號的所有頻帶中利用了實數(shù)，但在本變形例中，在頻帶信號中的低頻帶區(qū)域利用復(fù)數(shù)。即，在本變形例中僅對頻帶信號中的一部分利用實數(shù)。
圖12是本變形例所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
本變形例中所涉及的多聲道合成部103b包括解析濾波器組110a、多聲道擴展部130b、以及合成濾波器組140a。
解析濾波器組110a將縮混信號轉(zhuǎn)換為時間-頻率混合表示，并將轉(zhuǎn)換后的信號作為第一頻帶信號x來輸出，且該解析濾波器組110a包括所述的實數(shù)QMF部111和復(fù)數(shù)Nyq部112a。
復(fù)數(shù)Nyq部112a可以作為復(fù)數(shù)系數(shù)的奈奎斯特濾波器組，在實數(shù)QMF部111生成的第一頻帶信號x的低頻帶區(qū)域中，所述第一頻帶信號x可以由復(fù)數(shù)系數(shù)的奈奎斯特濾波器來校正。
像這樣的解析濾波器組110a生成并輸出低頻帶區(qū)域中以實數(shù)表示的部分的第一頻帶信號x。
聲道擴展部130b包括所述的前矩陣處理部131、后矩陣處理部132、第一運算部133、第二運算部134、以及部分的實數(shù)無相關(guān)處理部135a。
部分的實數(shù)無相關(guān)處理部135a根據(jù)以實數(shù)表示的部分的第一頻帶信號x，對從第一運算部133輸出的中間信號v進行全通濾波處理，從而生成并輸出無相關(guān)信號w。
合成濾波器組140a將從聲道擴展部130b輸出的輸出信號y的表示形式從時間-頻率混合表示轉(zhuǎn)換為時間表示，所述合成濾波器組140a包括所述的實數(shù)IQMF部142和復(fù)數(shù)INyq部141a。復(fù)數(shù)INyq部141a是復(fù)數(shù)系數(shù)的逆奈奎斯特濾波器，在低頻帶區(qū)域生成復(fù)數(shù)的第一頻帶信號x。并且，實數(shù)IQMF部142對于復(fù)數(shù)INyq部141a處理的結(jié)果，由實數(shù)系數(shù)的逆QMF進行合成濾波處理，從而輸出多聲道的時間信號。
像這樣在本變形例中，由于在低頻帶所進行的處理是復(fù)數(shù)處理，因此，可以維持高頻帶區(qū)域的分辨率并可以抑制運算量，還可以既使音質(zhì)提高又可以使電路規(guī)模縮小。
(變形例3) 在此，對本實施例中的變形例3進行說明。
本變形例所涉及的多聲道合成部具備上述變形例1和變形例2雙方的特征。
圖13是本變形例所涉及的多聲道合成部的詳細構(gòu)成的方框圖。
本變形例所涉及的多聲道合成部103c包括變形例2的解析濾波器組110a、聲道擴展部130c、以及變形例2的合成濾波器組140a。
聲道擴展部130c包括變形例1的EQ部136a、136b以及變形例2的部分的實數(shù)無相關(guān)處理部135a。
即，本變形例所涉及的多聲道合成部103c對在前矩陣處理部131生成的矩陣R1進行均衡化，與此同時對在后矩陣處理部132生成的矩陣R2進行均衡化。而且，本變形例所涉及的多聲道合成部103c僅對頻帶信號中的一部分利用實數(shù)。
(變形例4) 在此，對本實施例中的變形例4進行說明。
所述實施例中的TD部120以及EQ部136在彼此鄰接的參數(shù)頻帶對空間參數(shù)p(b)進行平均化，本變形例中所涉及的TD部120以及EQ部136在由多個連續(xù)的參數(shù)頻帶組成的組合中對空間參數(shù)p(b)進行平均化。
圖14是本變形例所涉及的TD部120以及EQ部136的工作流程圖。
首先，TD部120進行初始設(shè)定，即參數(shù)頻帶b＝0，計數(shù)值cnt＝0，平均值ave＝0(步驟S1100)。并且，TD部120判斷參數(shù)頻帶b是否達到了(ParamBand-1)，即判斷參數(shù)頻帶b所表示的頻帶是否為從最后開始的第二個頻帶(步驟S1101)。
在此，在TD部120判斷為達到了(ParamBand-1)時(步驟S1101的是)，結(jié)束折疊噪聲的檢測處理。另一方面，在判斷為沒有達到(ParamBand-1)時(步驟S1101的否)，則TD部120進一步判斷所述平均調(diào)性GT’(b)是否比預(yù)先規(guī)定的閾值TH3大(步驟S1102)。
在TD部120判斷為比閾值TH3大時(步驟S1102的是)，檢測出有折疊噪聲產(chǎn)生的可能性，并將此檢測結(jié)果通知給EQ部136。EQ部136在接收了所述檢測結(jié)果的的通知的情況下，將參數(shù)頻帶b的空間參數(shù)p(b)與平均值ave相加從而更新此平均值ave，并使計數(shù)值cnt增加1(步驟S1103)。并且，TD部120使參數(shù)頻帶b的值僅增加1(步驟S1108)，并反復(fù)執(zhí)行從步驟S1101開始的工作。
這樣，在連續(xù)的各個參數(shù)頻帶b中的平均調(diào)性GT’(b)比閾值TH3大的情況下，所述各個參數(shù)頻帶b的空間參數(shù)p(b)被累加。
另一方面，在TD部120判斷為平均調(diào)性GT’(b)為閾值TH3以下的情況下(步驟S1102的否)，則進一步判斷現(xiàn)在的計數(shù)值cnt是否比1大(步驟S1104)。在TD部120判斷為計數(shù)值cnt比1大的情況下(步驟S1104的是)，則用所述計數(shù)值cnt來除平均值ave，從而更新所述平均值ave(步驟S1106)。并且，TD部120將被更新的平均值ave通知給EQ部136。
EQ部136為了使從(b-cnt)到(b-1)這個范圍的參數(shù)頻帶i的空間參數(shù)p(i)成為從TD部120通知的平均值ave，而更新這些空間參數(shù)p(i)(步驟S1107)。
在TD部120判斷為計數(shù)值cnt為1以下的情況下(步驟S1104的否)，或在EQ部136在所述的步驟S1107中更新空間參數(shù)p(i)的情況下，將計數(shù)值cnt以及平均值ave設(shè)定為0(步驟S1105)。并且，TD部120反復(fù)執(zhí)行從步驟S1108開始的工作。
像這樣在本變形例中，在由具有比閾值TH3大的平均調(diào)性GT’(b)的連續(xù)的參數(shù)頻帶組成的組合中，空間參數(shù)p(b)被平均化。
并且，在所述的實施例以及實施例中變形例中的音頻解碼器的全部或一部分的構(gòu)成要素，可以作為LSI(Large Scale Integration)等集成電路來實現(xiàn)，并且，也可以將這些處理工作作為使計算機執(zhí)行的程序來實現(xiàn)。
本發(fā)明的音頻解碼器可以抑制折疊噪聲的產(chǎn)生并可以減輕運算量，尤其可以適用于廣播等低比特率的應(yīng)用中，例如可以適用于家庭影院系統(tǒng)、車載音像系統(tǒng)以及電子游戲系統(tǒng)等。
權(quán)利要求
1.一種音頻解碼器，對比特流進行解碼并生成N(N≥2)聲道的音頻信號，所述比特流包括第一編碼數(shù)據(jù)和第二編碼數(shù)據(jù)，所述第一編碼數(shù)據(jù)是對縮混信號進行編碼而得到的，所述縮混信號是通過對N聲道的音頻信號進行縮混而得到的，所述第二編碼數(shù)據(jù)是對參數(shù)進行編碼而得到的，所述參數(shù)用于將所述縮混信號復(fù)原為原來的N聲道的音頻信號，所述音頻解碼器，其特征在于，包括
頻帶信號生成單元，利用所述第一編碼數(shù)據(jù)，生成針對所述縮混信號的第一頻帶信號；
聲道擴展單元，利用所述第二編碼數(shù)據(jù)，將在所述頻帶信號生成單元生成的第一頻帶信號轉(zhuǎn)換為針對N聲道的音頻信號的第二頻帶信號；
頻帶合成單元，通過對在所述聲道擴展單元生成的N聲道的第二頻帶信號進行頻帶合成，從而轉(zhuǎn)換為時間軸上的N聲道的音頻信號；以及
折疊噪聲檢測單元，檢測所述第一頻帶信號中的折疊噪聲的產(chǎn)生；
所述聲道擴展單元進一步根據(jù)在所述折疊噪聲檢測單元檢測出的信息，來防止在所述第二頻帶信號中含有折疊噪聲。
2.如權(quán)利要求1所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述頻帶信號生成單元對于所述第一頻帶信號中的至少一部分頻帶，生成以實數(shù)表示的所述第一頻帶信號；
所述折疊噪聲檢測單元檢測折疊噪聲的產(chǎn)生，所述折疊噪聲是因所述第一頻帶信號由實數(shù)表示而產(chǎn)生的。
3.如權(quán)利要求2所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述頻帶信號生成單元具有用于提高規(guī)定的頻帶的頻帶分辨率的奈奎斯特濾波器組，對于該奈奎斯特濾波器組所處理的頻帶生成以復(fù)數(shù)表示的頻帶信號，對于該奈奎斯特濾波器組不處理的頻帶生成以實數(shù)表示的頻帶信號。
4.如權(quán)利要求2所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述折疊噪聲檢測單元對所述第一頻帶信號中音調(diào)性強的信號所在的頻帶進行檢測，所述音調(diào)性強是指強的頻率成分的持續(xù)狀態(tài)；
所述聲道擴展單元輸出所述第二頻帶信號，所述第二頻帶信號是通過對與所述折疊噪聲檢測單元檢測出的頻帶鄰接的頻帶的信號強度進行調(diào)整而得到的。
5.如權(quán)利要求4所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述第二編碼數(shù)據(jù)是通過對空間參數(shù)進行編碼而得到的數(shù)據(jù)，所述空間參數(shù)包括原來的N聲道的音頻信號間的強度比和相位差；
所述聲道擴展單元包括
運算單元，以與利用所述空間參數(shù)而生成的運算系數(shù)相應(yīng)的比率，對所述第一頻帶信號和利用該第一頻帶信號而生成的無相關(guān)信號進行混合，從而生成所述第二頻帶信號；以及
調(diào)整模塊，對與所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶鄰接的頻帶進行所述運算系數(shù)的調(diào)整，從而調(diào)整所述信號強度。
6.如權(quán)利要求5所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述運算單元包括
前矩陣模塊，利用所述運算系數(shù)的一部分，即利用從所述空間參數(shù)中所包含的強度比導(dǎo)出的比例縮放系數(shù)，對所述第一頻帶信號進行比例縮放，從而生成中間信號；
無相關(guān)模塊，對在所述前矩陣模塊生成的中間信號施行全通濾波處理，從而生成無相關(guān)信號；以及
后矩陣模塊，利用所述運算系數(shù)的一部分，即利用從所述空間參數(shù)中所包含的相位差導(dǎo)出的混合系數(shù)，對所述第一頻帶信號和所述無相關(guān)信號進行混合；
所述調(diào)整模塊通過對所述空間參數(shù)進行調(diào)整來調(diào)整所述運算系數(shù)。
7.如權(quán)利要求5所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述調(diào)整模塊具有等化器，通過對所述比例縮放系數(shù)進行均衡化來調(diào)整所述運算系數(shù)，所述比例縮放系數(shù)是針對所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶和與該頻帶鄰接的頻帶的比例縮放系數(shù)。
8.如權(quán)利要求5所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述調(diào)整模塊具有等化器，通過對所述混合系數(shù)進行均衡化來調(diào)整所述運算系數(shù)，所述混合系數(shù)是針對所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶和與該頻帶鄰接的頻帶的混合系數(shù)。
9.如權(quán)利要求6所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述調(diào)整模塊具有等化器，對所述空間參數(shù)進行均衡化，所述空間參數(shù)是針對所述折疊噪聲檢測單元所檢測出的頻帶和與該頻帶鄰接的頻帶的空間參數(shù)。
10.如權(quán)利要求7到9中的任一項所述的音頻解碼器，其特征在于，
所述等化器通過對作為均衡化對象的各要素分別以該各要素的平均值來替換，從而進行所述均衡化。
11.一種音頻信號的解碼方法，對比特流進行解碼并生成N(N≥2)聲道的音頻信號，所述比特流包括第一編碼數(shù)據(jù)和第二編碼數(shù)據(jù)，所述第一編碼數(shù)據(jù)是對縮混信號進行編碼而得到的，所述縮混信號是通過對N聲道的音頻信號進行縮混而得到的，所述第二編碼數(shù)據(jù)是對參數(shù)進行編碼而得到的，所述參數(shù)用于將所述縮混信號復(fù)原為原來的N聲道的音頻信號，所述音頻信號的解碼方法，其特征在于，包括
頻帶信號生成步驟，利用所述第一編碼數(shù)據(jù)，生成針對所述縮混信號的第一頻帶信號；
聲道擴展步驟，利用所述第二編碼數(shù)據(jù)，將在所述頻帶信號生成步驟生成的第一頻帶信號轉(zhuǎn)換為針對N聲道的音頻信號的第二頻帶信號；
頻帶合成步驟，通過對在所述聲道擴展步驟生成的N聲道的第二頻帶信號進行頻帶合成，從而轉(zhuǎn)換為時間軸上的N聲道的音頻信號；以及
折疊噪聲檢測步驟，檢測所述第一頻帶信號中的折疊噪聲的產(chǎn)生；
所述聲道擴展步驟進一步根據(jù)在所述折疊噪聲檢測步驟檢測出的信息，來防止在所述第二頻帶信號中含有折疊噪聲。
全文摘要
本發(fā)明提供一種能夠抑制折疊噪聲的產(chǎn)生并能夠減輕運算量的音頻解碼器。音頻解碼器包括解碼器(102)以及解析濾波器組(110)，根據(jù)所述編碼縮混信號，對縮混信號(M)生成第一頻帶信號(x)；聲道擴展部(130)，利用BC信息將通過解析濾波器組(110)生成的第一頻帶信號(x)轉(zhuǎn)換為針對N聲道的信頻信號的輸出信號(y)；合成濾波器組(140)通過對在聲道擴展部(130)生成的N聲道的輸出信號(y)進行頻帶合成，從而轉(zhuǎn)換為時間軸上的N聲道的音頻信號；以及折疊噪聲檢測部(120)，檢測第一頻帶信號(x)中的折疊噪聲的產(chǎn)生；且，聲道擴展部(130)進一步根據(jù)折疊噪聲檢測部(120)檢測出的信息，來防止輸出信號(y)中含有折疊噪聲。
文檔編號G10L19/02GK101223821SQ20068002591
公開日2008年7月16日 申請日期2006年7月11日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月15日
發(fā)明者高木良明, 張國成, 則松武志, 宮阪修二, 川村明久, 小野耕司郎 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社