專利名稱：檢測與處理信號波的過程與裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種檢測與處理信號波幅值與相位的過程，其中信號源產生一調制的信號波，該信號波在其通過傳輸媒體或目標的路徑中因反射和/或散射而被修改，被接收設備接收后用一調制信號直接解調，該調制信號通過調制裝置(PMD、MMD)對信號波調制具有嚴格規(guī)定的關系而無需信號波載體，檢測后相對調制的信號波幅值和信號波的調制相位與調制信號的相位關系作評估，其中在接收設備中對信號波敏感的傳感器中，在與匹配調制信號的波能振蕩器的振蕩過程中利用信號波能直接或間接產生的波能粒子，被饋給傳感器上至少兩組可區(qū)分的接收元件，經檢測和有選擇的放大，由對應于成組接收元件的一讀出單元輸出的至少一個讀出以相加和/或相關信號的形式發(fā)射。
本發(fā)明還涉及一種檢測與處理信號波值與相位的裝置，配有產生調制的信號波的信號源、用于在其通過傳輸媒體和/或目標的路徑中因反射和/或散射而被修改的信號波的接收設備、裝載調制信號并與信號波調制具有嚴格規(guī)定關系的接收設備的調制裝置，以及接收設備中對信號波敏感并在其中由信號波能直接或間接產生波能粒子的傳感器，其中把調制裝置設計成在與匹配調制信號的波能振蕩器的振蕩過程中將波能粒子饋給傳感器的至少兩組接收元件，并且配有至少一個讀出單元輸出用于發(fā)射相加和/或相關信號的相應讀出。
由DE19635932.5已知一種相應的過程與相應的裝置。根據(jù)這種目前的技術水平，利用至少兩個光門電路與讀出將PMD中由入射調制的光波產生的光電荷暴露于解調振蕩過程并以推換方式評估，與以前同類作用的已知裝置相比，接收機的費用與尺寸減少了若干量級，可構成一種由眾多像素型接收機生成三維圖像的陣列。除了這種優(yōu)異的進展外，此類PMD像素接收機還有改進余地。
在工業(yè)生產與自動化、道路交通、安全工程和許多其它領域中，一項重要的技術任務包括通過信號波的傳播，即利用波傳播的非接觸方式獲得有關被發(fā)射與被發(fā)射信號波的信息。用于此類任務的測量系統(tǒng)早已眾所周知，尤其是用于光信號波的激光雷達、用于微波的微波雷達和用于X射線的計算機層析術。對于自發(fā)生的信號波，以合適方式調制信號源。對發(fā)射與反射的信號波作合適的解調，可得到目標信息。有關的接收設備極其昂貴，一般只含一臺接收機。但為了測量信號波的許多測量點，可應用掃描器。例如在“Computer Vision”(Vol.1，Academic Press，ISBM-0-12-379771-3，pp.474ff)中，已描述過光信號波的目前技術水平。該文描述的一種新方法簡化了一種光接收機即“光子混頻器”(PMD)的相位/周期測量，在上述DE1996 35 932.5中首次作了描述。
PMD的固有調制所必需的光門電路造成入射光衰減，而且調制電偏移場并不優(yōu)化地導入光電荷的流動方向。這種調制光門電路的光電流分布調制的調制帶寬，實際上限于約1GHz。
對不帶調制光門電路的光子混頻器尋找了若干新方法，尤其是有更高的調制帶寬、更高的精度與更高的靈敏度。
本發(fā)明的目的是提供一種開頭提及類型的過程與裝置，可對提到的信號波應用新穎而有利的PMD接收機原理，還要推薦若干性能好、用途廣而且具備新穎性能特點的PMD傳感器。
對電磁波選用的二維檢測器，應能以可能最高的時間分辨度與帶寬在其相位與幅值中檢測編碼/調制的信號波，同時能避免檢測器特性受到調制器信號本身和與之有關的結構上缺點造成的負面影響。它應能固有地解調、譯碼與有選擇地相關，同時具有高轉換傳導性和高的帶寬與靈敏度。接收信號波的相關信號波部分應該低哭聲而且以高靈敏度測定，同時要盡量抑制非相關的信號波部分，如背景輻射。
為了對該過程實現(xiàn)該目的，建議對至少一組接收元件直接裝載調制信號。
對于該裝置，本發(fā)明的目的將至少一組接收元件直接與調制裝置連接而實現(xiàn)的。
檢測器被有利地分成若干合作檢測器條(接收元件)而形成“指狀結構”，其中通過附加調制指狀結構，不引入混頻所需的調制信號，但接收元件自身引入至少一個調制信號，尤其在光檢測器的場合中，為了用短的光電荷路徑實現(xiàn)高切換速度，而且對于要求的像素尺寸靈活性來說，以指狀結構實現(xiàn)是一種特別有效的措施。
微波信號也是如此，由于波長極短，為了獲得足夠大的橫截表面和相應的高接收性能，必須有若干接收元件。這一目的通常用按信號波偏振而對準的矩形/指狀蓋板天線形成指狀結構實現(xiàn)。
作為信號波，不僅是從無線電范圍到遠紫外線的整個實際現(xiàn)有譜的電磁波，而且在合適檢測器的情況下，還要考慮到X或伽馬輻射，例如還有聲波，尤其是超聲波。
“波能粒子”通常是電極和/或空穴，例如它們可以作為光電子通過撞擊光敏半導體材料的輻射而直接產生，或在天線中例如通過微波引起的電荷傳遞或在壓電材料中通過電聲互作用而間接產生。
相應地是電容器和/或二極管中對應于電荷生成和/或傳遞的元件/端子，檢測的最終載荷子被指示為電荷量或相應的電流。至少一組的配置、切換與調制方法是在測量信號積分期間，基于對接收元件調制為非調制、不相關的信號波關系到所有波能粒子，對測量信號無貢獻，使調制的信號部分幾乎只對測量結果有貢獻。
成組接收元件包括至少一個接收元件，但最好在每種場合中有若干接收元件。
盡管已知PMD中的檢測器電極通常僅用于讀出被檢信號，不過根據(jù)本發(fā)明，檢測器有“自調制”(SM)作用，因而有“自調制PMD”(SM-PMD)。為實現(xiàn)這種自調制，根據(jù)檢測器類型和測量任務，提供兩條路徑是有益的。
在

圖1中用肖特基/MSM(金屬半導體金屬)，其中SM-PMD為例代表的對稱XM-PMD(SSM-PMD)中，兩類平行多路切換的電極如陽極或陰極，較佳地通過耦合網(wǎng)絡KN1與KN2的電容Cm用調制源M的推換調制信號±Um(t)控制成對稱配置，通過掃描讀出網(wǎng)絡讀出。
在不對稱SM-PMD(ASM-PMD)中，如圖2中A1的一類電極僅在一側被主動調制，而相對的另一類電極A2只是通過與評估電路AS有關的低阻讀出網(wǎng)絡AN被動地涉及混頻過程，同時表明，混頻過程得出的電荷大部分可以不受調制信號擾動地讀出。
基于下述的較佳方式和有關附圖，可以清楚地了解本發(fā)明的其它優(yōu)點、特征與可能的應用，其中圖1是本發(fā)明通過一部分平面光子混頻器PMD的部分，肖特基二極管工藝的對稱自調制與讀出(SSM-PMD)作為具有掃描讀出網(wǎng)絡的指狀結構。
圖2是否發(fā)明在肖特基工藝中通過一部分平面光子混頻器PMD的部分，肖特基二極管工藝中的不對稱自調制與讀出(ASM-PMD)作為指狀結構。
圖3是本發(fā)明在PN工藝中對稱自調制通過一部分平面光子混頻器的部分，以雙相混合(0/90°/I/Q)執(zhí)行光電子陰極讀出和作為讀出二極管屏蔽的屏蔽電極ME的附加調制。
圖4是以具有雪崩效應強場區(qū)的條形或半球形讀出二極管截面代表的工作于對稱自調制模式的平面雪崩光子混頻器(APD-PMD)。
圖5是工作成“加倍PMD”的4相PMD的雙面正交條形結構。
圖6是一種MCP-PMD、真空PMD，具有下游微通道板放大作用。
圖7是微波混頻檢測器(MMD)的框圖，調制的反平行肖特基二極管對作為電荷振蕩器，具有對稱自調制與附加混頻放大作用(有源MMD)。
圖8是一種無混頻作用的MMD型式，具有不對稱調制與讀出的蓋片天線結構(無源MMD)。
圖9是一種具有不對稱調制與讀出的蓋片天線結構的有源MMD，有混頻放大作用，加倍構成的推換混頻器可補償輸出端的調制信號。
圖1示出一種對稱的SM-PMD(SSM-PMD)，具體以肖特基/MSM(金屬半導體金屬)工藝為代表。此時，較佳地通過耦合網(wǎng)絡KN1與KN2的電容Cm用調制源M的推換調制信號±Um(τ)，把兩類平行多路切換的電極如陽極或陰極控制成對稱配置。入射信號波11，即這里的光信號Popt(t)，在讀出電極即這里作為過渡到光敏半導體材料3的肖特基陽極的金屬電極之間進入同樣的材料3，產生光空穴和光電子。根據(jù)電極類型A1/A2的調制信號的相位/極性，這些光空穴和光電子也被同樣讀出。通過配備同樣電極的耦合網(wǎng)絡KN1和KN3，把相對高的調制電壓±Um(τr)引入該對稱電路配置，還通過讀出網(wǎng)絡AN1與AN2并通過下游評估電路AS用同樣的電極讀出小若干量級的混頻/相關信號，以便以后尤其是相對信號波11與混頻和/或±Um(t)的調制之間相位與周期差加以評估。這種必要的連接代表著限制可以應用的嚴重的讀出問題。
根據(jù)本發(fā)明，讀出網(wǎng)絡AN不通過譜分離網(wǎng)絡(例如不通過低通)，而是通過與可經端子9受控的評估電路AS有聯(lián)系的掃描讀出網(wǎng)絡AN，將調制信號與讀出信號分開。在混頻與相關處理的一段合適的積分周期之后，較佳地切斷調制，這樣簡短地讀出直到此時存貯在耦合電容Cm中的反對稱電荷，而且較佳地將它們傳到評估電路AS的差分放大器輸入端，之后較佳地用復位電路將涉及讀出過程的該電路復位到下一測量周期的電氣接地狀態(tài)。
較佳地由圖7所示的中央系統(tǒng)控制單元SST對許多平行的PMD像素執(zhí)行必要的掃描與復位控制操作。此外，有利的掃描讀出過程意味著，對合適的信號分離來說，調制信號的頻率范圍在理論上不受低通截止頻率的限制，必須低于該調制信號的頻率范圍若干量級。
由于必要的大電阻值與電容值及其必要的像素表面實際上不能經濟地集成為片上系統(tǒng)，故相對于半導體工藝，對讀出網(wǎng)絡與評估電路集成在一起的可能性而言，取消低通具有更大的經濟意義。此外，可避免高電阻噪聲。
在不對稱SM-PMD(ASM-PMD)的情況下，只在一側主動地調制如圖2中A1的一種電極類型，而與之相對的另一電極類型A2只是通過與評估電路AS有聯(lián)系的低阻讀出網(wǎng)絡AN被動地涉及調制過程，同時表明，由混頻過程得出的電荷，讀出時大部分不受調制信號的擾動。對A2上反調制信號作電容耦合的補償電路，可進一步減小A1的調制信號對讀出電極A2的低電容串擾。圖2以肖特基工藝的ASM-PMD結構為例示出一種可執(zhí)行該過程的裝置。此時，讀出網(wǎng)絡AN較佳地包括通?？偸亲鳛樯⑸潆娙莸膶Φ仉娙莺驮诘瓜喾糯笃鞣答佒分芯哂锌芍刂秒娙軨f或并聯(lián)RC電路的互阻抗放大器。
這種PMD型式的特定優(yōu)點是能非周期地混頻與相關，并不限于帶寬中的低頻。
兩種過程的共同點是在評估信號波11中尋找的相關信號部分方面都為高的選擇性與靈敏度，而且高度抑制了不相關的信號部分，諸如噪聲與背景輻射通過以后按調制/掃描過程的頻率分離而差示地形成評估電路，抑制了圖1中兩個讀出電極A1’、A2’上的共模電荷。
在SSM-PMD情況下，根據(jù)調制的信號波與推換調制信號之間期望的相關性，相關的信號部分自動地按自相關函數(shù)以一差值推換電流/電荷。
在一側的A1’接雙極調制信號Um(t)的ASM-PMD的情況下，讀出電極A2’上的不相關信號部分在中央產生同樣大的正負電流，并在積分過程中相互抵消。另一方面，根據(jù)信號波與調制信號之間期望的相關性，相關的信號部分自動產生定向電流，而且/或者在積分以后，按自相關函數(shù)產生電荷/電壓UΔ，以圖1與圖2為例，在兩種自調制變型中，以肖特基二極管工藝實現(xiàn)的混頻與相關原理，也可在其它工藝中實現(xiàn)，以有利于滿足該問題集的特殊要求。
例如，若不要求高切換速度，就不需要肖特基二極管。相反地，根據(jù)本發(fā)明，可對圖1與2中的A1與A2使用PN結，如圖3所示那樣通過應用相應的陰極條。這可用SSM-PMD為例來說明，這里指定為PN/ME-PMD，由此帶來附加的改進。此時，避免照射期間不希望的暗電流所需的讀出陰極/陽極的金屬屏蔽，同時涉及到調制過程。因此，根據(jù)圖3，陰極條K1/K2被金屬電極ME1/ME2覆蓋以抵抗入射光干擾。與此同時，調制信號經Ck電容耦合至陰極條K1K2和金屬電極ME1、ME2二者。在圖3中，為加速光電子的讀出過程，把K1與K2的平均電位選成略高于ME1與ME2的平均電位UME。其余電路部分基本上對應于圖1與2的電路部分。
其實肖特基與PN二極管型式的主要差異在于襯底/襯墊電極的影響。
在第一種情況中，利用肖特基接觸條，實際上對高阻p或n外延層(3)無影響，也可在圖1的襯底上加一隔離層，這樣電子與空穴二者都對混頻過程有貢獻。
在帶PN二極管的SM-PMD的情況中，兩種可能性都存在1.可以隔離襯底，PN二極管條調制的極性顛倒導致空穴與電子光電流的方向變化。2.圖3表示的空穴被陽極A收集后以UA作負偏置，對混頻過程無貢獻，這樣可實現(xiàn)更高的切換速度。
圖3的PN/ME-PMD加倍構建可同時作兩種相關性測量，即左側的同相(I)測量和右側的正交(Q)測量。根據(jù)I與Q值，可直接測定信號波11與調制信號Um(t)的差動相位。
圖4中，本發(fā)明對上述型式的另一種設計，是在合適偏置時附帶用一強場區(qū)包圍板條K1與K2，以便通過雪崩效應實現(xiàn)光電流放大。為獲得盡量均勻的場，使陽極形狀呈柱形適配陰極條。
圖5示出的一種發(fā)明型式，可同時在光敏材料3的頂側和下側執(zhí)行混頻與相關過程。圖5的這種“成倍PMD”，由于陽極與陰極相對，具有至少兩個較佳地若干PIN二極管并聯(lián)排列的結構，較佳地兩種不同模式工作。
1.獨立地調制相對的PMD，即運用兩種不同的較佳地為推換的調制信號，由此像SMM-PMD一樣執(zhí)行混頻過程，作成倍推換混頻。若兩種推換調制信號正交，這兩種混頻過程就相互不影響。不管缺乏信號正交性，若相對電極的排列為正交，它們也互不影響，如圖5的實施例所示。此時，根據(jù)本發(fā)明，例如相對于兩種編碼法，諸如在以CW調制作IQ測量或以PN編碼法作鑒別器AKF測量時通常要求的那樣，可在復用操作中測量同樣的信號波。
利用載體材料(襯底)頂側的鏡面電鍍，可以提高量子效率。
在面對光的一側，可對不同的被輻射光信號作譜分離，如靠近表面的通常低吸收長度的主要藍光信號產生“藍”光電荷，而通常較長吸收長度的主要紅光信號滲透得更深，較佳地被反向層支持，主要在半導體結構面對離開光的一側產生“紅”光電荷。
2.這種成倍PMD結構在像MSM-PMD結構的型式中特別有利。從參照圖1與2描述的肖特基/MSM結構開始，圖5中上方的陰極條K1與K2和下方的陽極條A3與A4均被n襯底上的金屬條置換，能夠獨立地但較佳以上述合作的方式特地工作于正交幾何結構和正交調制，有極高的平行時間分辨率。
本發(fā)明另一種PMD型式的過程基于真空PMD執(zhí)行。電位例如為Uk＝-100伏的光陰極接收信號波，該信號波在真空中轉換成光電子PEL相位的信號波。并聯(lián)的陽極條A1a與A2a在這種真空光電二極管中被對稱地調制，而且能以本發(fā)明的這種陽極電平a通過讀出網(wǎng)絡AN1，2，讀出光陰極層K通過兩種電極類型A1a與A2a產生的光電流。若能附帶實現(xiàn)高放大倍數(shù)，才可證實這一花費。根據(jù)圖6，這是利用前端在代替陽極條的相應條中金屬化的微通道板MCP實現(xiàn)的，它調制了對至今在推換方式中通過Um(t)的兩種電極類型的光電子分配。在這一混頻過程后，光電子PEL例如通過MCP微通道的二次電子效應條狀倍增1000倍，并被MCP相反一側的兩種陽極條類型A1b與A2b以第二陽極電平b通過A1b與A2b讀出。這種光子混頻器MCP-PMD除了放大倍數(shù)高以外，由于電子在微通道即基本混頻過程之前極迅速的通道分配，還具有超過1GHz的高帶寬。
放大的光電子或者直接通過一種像素結構讀出，成對讀出的電荷接合至調制陽極條，或者以后經加速，直接以像素形式或以電光方式通過帶光學PMD讀出的熒光層讀出，如按照圖1或圖2那樣。
本發(fā)明以上的混頻與相關原理僅參照約15THz以上的電磁信號波實例實施，其中高能光電子可在技術上應用成對形成法。根據(jù)本發(fā)明，該原理還可延伸到微波。
對低于約10THz的微波而言，沒有這種光電效應，因而可以較佳地通過天線表面位移電流所感應的天線電流來檢測信號波。于是，本發(fā)明的混頻與相關原理通過一種合適的PMD電荷振蕩器類型(下稱微波混頻器(MMD))而不用微波的光子混頻器(PMD)，也適用于微波。為對至今未揭示的極高頻范圍尋求解決辦法，蓋片天線較為適宜，在指狀結構中，可獲得來自與波長比較相對大的MMD像素直徑的截面的能量，信號波能量經指狀物的波長相干耦合傳到合適電荷振蕩器的僅僅一個讀出接觸對。在SSM-PMD和ASM-PMD中，這種電荷振蕩器的一種可能的型式，例如用單個雙二極管反并聯(lián)電路代替圖1a的反串聯(lián)光電二極管結構，以肖特基二極管為佳，這樣就形成了SSM-MMD/ASM-MMD。這樣，整個蓋片天線結構的推換天線信號被緩沖，例如較佳地電容耦合至圖7中二極管D1與D2的諸端子。圖7把相應的裝置顯示為帶SSM(對稱自調制)MMD的框圖。
為對微波應用本發(fā)明的過程，信號波首先被圖7的天線轉換成天線電流，由于指狀結構對有關調制信號較低頻率范圍的波長相干連接，該電流出現(xiàn)在D1和D2的端子上。為了檢測該信號波的相位與幅值，較佳地應用肖特基二極管的推換整流電路，在最簡對稱場合中，較佳地在許多獨立天線元件的對稱天線輸出端的一對及并聯(lián)肖特基二極管D1與D2。在最簡情況且無轉換增益時，調制信號Um(t)是例如數(shù)MHz的方波信號，調制頻率適合精確到原來量級內的距離測量。接通信號源SQ的微波載波，并經導線13切斷。對于這種MMD電荷振蕩器的解調，通過耦合網(wǎng)絡KNm1與KNm2，較佳地作為耦合電容Cm并與諸頻率匹配的感應性Lm串聯(lián)以便微波的電感退耦，把對應的調制信號實施為推換方波電壓+Um(t)，對稱地加到二極管對上。這樣，延遲了一段未知時間t或相位Pm的輸入信號波Ss(t-t)，將取決于二極管偏置的相位位置，使整流電流通過二極管D1或D2，對兩個耦合電容Cm充電。出于對稱的原因，運用90°相移，使同樣的整流電流流入一個方向和另一個方向，因而相加電流造成積分電荷為零。利用0°相移，最大整流電流流入一個方向，180°相移則流入另一方向。該周期內的有關相關函數(shù)AKF具有已知的帶方波調制的三角形式。通過讀出網(wǎng)絡AN，較佳地實施為帶復位的掃描電路，并且通過評估電路AS，對耦合電容Cm的反對稱電荷作電流讀出。實施的積分時間如此短暫，而且在如此低的電阻下，因而耦合電容上的積分電荷電壓和通過二極管的相應反電流都可予以忽略。出于對稱的原因，不相關的背景輻射在耦合電容Cm上造成相互補償?shù)碾姾?，這樣可用圖9示出的控制裝置和電流補償SK將其對可糾正的對稱故障自動控制，而且被抑制。
接收設備還包括天線，較佳地還有圖像形成菲濕耳微波透鏡，或至少一塊拋物形反射鏡，較佳地一個MMD元件陣列并較佳地構成蓋片天線的圖像像素陣列，還包括讀出網(wǎng)絡AN、評估電路AS、系統(tǒng)控制SST、由本振器LO的載頻fT饋電的發(fā)射機SQ，本振器LO通過相控(相位延遲)和導線13用Um(t)調制。根據(jù)圖7與9，它包括有源MMD，一種轉換增益裝置，較佳地配有產生頻率位移的連續(xù)掃描的相位級FS和用于較佳地由本振器LO導出的混頻信號Isx＝(t)的耦合網(wǎng)絡KNx，將信號傳給至少一個二極管對。在無轉換增益的無源MMD情況下以OOK(通-斷鍵控)模式作測量，而有源模式以BPS(BI相移)鍵控模式作測量，不過還有若干其它常用的調制型式。MMD陣列的直接混頻結果Sa與Sb及其導出量AKF、信號波的相位與振幅值，較佳地饋給后面的圖像評估。
為確定無轉換增益的靜態(tài)周期，較佳地通過4相測量法決定相關函數(shù)AKF(t)和/或KKF(t)＝UΔ(t)的狀況。為此，MMD混頻器的調制信號按四級Pmd＝0°/90°/180°和270°或td=0/Tm4/Tm3/3Tm4]]>延遲。周期t＝0.25Tm(ΔIm/(ΔRe+ΔIm)，ΔIm＝UΔ(90°)-UΔ(270°)，ΔRe＝UΔ(0°)-UΔ(180°)。
圖8以簡化形式示出無源MMD雷達單元一像素，即無轉換增益但配有不對稱調制與讀出的無源MMD像素，即無源ASM-MMD的MMD混頻與相關原理的實施例。
編碼的信號波11＝SE(t)在例如10-1000GHz頻率范圍內撞擊蓋片天線指狀結構。調到諧振的指A1與A2的寬度為λ/2或其奇數(shù)倍。長度在實踐中隨先，在期望的偏振獨立性下，也可按二次方構成。調制源M的調制信號Um(t)在指狀結構A1上的Cm。調制源M最好有相對高摧阻，由im(t)等效電路和內阻Ri表示。這里的混頻與相關原理也基于調制的電荷振蕩器，此時基于至少兩個肖特基二極管D1與D2的調制的導電率。
調制信號對讀出網(wǎng)絡AN輸入的串擾，被電容CAN與電流補償電路SK及電流ikom補償至最小串擾，電流ikom較佳地通過評估電路AS調節(jié)。
運用這種不對稱自調制(ASM-MMD)，信號波中因混頻過程造成的不相關部分，又對讀出網(wǎng)絡AN積分為零的輸入造成一交流電流，而相關部分造成的定向電流被積分到自相關函數(shù)AKF里，并通過評估電路AS對AKF值、相位與周期φm，x，y＝ωτm，x，y及幅值予以評估，此時，MMD像素陣列通過x、y提供三維微波圖像。
圖9表示本發(fā)明過程對具有轉換增益的微波信號的應用，定名為“有源MMD”，仍構成不對稱的MMD。推換蓋片天線大體上對應于圖8中成倍的無源MMD的天線，圖9中連接了中間的指狀結構A2、A1’。除了信號波11外，最好不調制的混頻信號Sλ(t)以同一偏振撞擊下部，以及偏振(180°相移)撞擊上部指狀結構。這一用途例如適用于圖9的λ/2板10。利用接收信號SE(t)與混頻信號Sx(t)的同相外差作用，大大提高了MMD的靈敏度。
如圖8所示，一體化指狀結構A2通過調制源M用相對高的電阻調制。
混頻結果作為推換信號出現(xiàn)在A1與A1’指上，通過較佳地配有掃描型成倍Miller積分器的讀出網(wǎng)絡AN讀出，其中省去了正輸入端的接地連接，且能有利地代之以用高阻擠路接負輸入端。上下調制信號以同極性落在AN輸入端上，從理論上講不使UΔ(t)對輸出側造成調制。除了諸元件和電壓的恒溫與對稱性以外，有兩種措施可實現(xiàn)不可避免的不對稱性與過調制1.在校正測量中，電流補償電路SK的那些不對稱性與過調制通過至少一種控制來調節(jié)，從而把輸出端A1、A1’的故障信號減至最小。補償電流ikom與i’kom會有直流部分和補償影響調制信號的交變部分。
2.掃描讀出電路較佳地應用調節(jié)成基本上與信號幅值成反比的積分時間。讀出過程中，最好中斷調制。
在目標不移動而且無多普勒位移時，為測定AKF例如發(fā)射目標的查找相位狀況，較佳地使混頻信號頻率相對發(fā)射的信號頻率產生合適的頻移，如先前對相位步驟FS描述的那樣。用有頻移的分立相移單元FS高于Shannon速率連續(xù)切換廂位，導致對AKF的周期掃描，從而通過像深作距離測定。
本發(fā)明上述的PMD方法與結構，相對于目前的技術水平尤其具有下述列舉的諸優(yōu)點1.完全消除了調制已知PMD結構的光門電路而造成光信號的光學衰減。同時，附加調制的金屬電有ME對讀出電極形成了必要的光保護，而作為金屬電極，能傳遞最高的調制頻率。
2.本發(fā)明帶掃描讀出的SSM-PMD和帶退耦讀出的ASM-PMD的指型金屬與半導體結構，實際上更簡單，能高度集成，高度敏感，幾乎能擴展調制和有用信號的帶寬，而且與目前的技術水平相比，要求的生產加工步驟更少。
3.由于相反方向調制的電極之間(如A1、A2與ME1、ME2)不再要求干擾結構，因而肯定縮小了電極間隙與光電荷周期。
4.調制場直接以期望的光電荷運送方向起作用，導致更有效地應用調制電壓，并具有提高漂移速度和相應更高調制寬度或者能明顯降低調制性能的作用。
5.PN/ME-PMD中光電二極管的阻塞電壓可在達到飽和場強之前調節(jié)，幾乎支持光信號更大滲透深度的電荷運送，達到要求的空間電荷區(qū)擴展，明顯加速了從光敏半導體材料深處的電荷運送。這表明可實現(xiàn)對應于常用PIN光電二極管的帶寬，因而本發(fā)明的PN/ME-PND還適用于長的吸收長度。
6.肖特基PMD的光電二極管結構尤其有利于信號波小的滲透深度/吸收長度。在吸收長度為1-10μm和條形結構的品格常數(shù)為5～10μm、電極寬度為1-5μm時，調制帶寬可達數(shù)GHz。
7.在各種工藝與本半導體材料中，可通過條寬與各自幾乎與像素大小無關的指長度，把平面條形結構靈活地調整到規(guī)定的PMD要求。
8.對于約4-7μm和8-12μm的譜范圍，運用相對高的量子產量與足夠的快速性，在InSb(銻化銦)和HgCdTe工藝中按本發(fā)明冷卻的PN/ME-PMD，可實現(xiàn)對光學與相應安全的局部穿透煙霧的三維相機。
9.尤其在涉及周期測量而測量二維熱圖像的情況下，本發(fā)明的PMD相機可用作實際冷卻的二維相機(PMD冷卻型熱學相機)，因為進入的熱信號波在PMD輻射之前通過快門被調制，PMD像素陣列以同樣的調制信號被調制，但由于不測量周期，故調制頻率相對小。這樣，PMD熱學相機的固有噪聲與暗電流減小了若干量級，可取消慣常的致冷。本發(fā)明的原理同樣適用于未知微波信號11的相應的二維微波相機。
10.描述的PN/ME-PMD結構有利地適用于負載載波流子倍增(雪崩效應)的型式，原因在于諸如APD-PMD的強場區(qū)，通過光電流放大而實現(xiàn)10-100倍的更高靈敏度。
11.提議的過程與PMD元件的優(yōu)點以及基于此的用途，涉及到若干進展的應用，例如·鎖相回路(PLL)與碼分多址(CDMA)接收機·三維測量與數(shù)字化的光與視頻相機，以及電子三維機器眼與三維測距雷達·用于駕駛輔助與避免事故的組合式光微波三維相機系統(tǒng)，組合了改進三維圖像處理的慣性系統(tǒng)，還組合了有自動導航功能的GPS
·作為光學合成孔徑雷達(SAR)干涉儀的三維PMD相機·低調制頻率的二維PMD相機，無周期測量，但有高度背景光抑制僅舉幾例應用。
權利要求
1.用于檢測與處理信號波的幅值與相位的過程，其中信號源產生一調制的信號波，它在其通過傳輸媒體或目標的路徑中因反射和/或散射而修改，被接收設備接收后，利用無信號波載體的調制裝置被與信號波調制有嚴格規(guī)定的相關性的調制信號直接解調，并相對已調制信號波的幅值和信號波調制相位與調制信號的相位相關性作檢測與評估，其中在接收設備對信號波敏感的傳感器中，通過信號波能量與匹配該調制信號的波能振蕩器的振蕩過程中直接或間接產生的波能料子，被饋給傳感器上至少兩組可區(qū)分的接收元件，經檢測和有選擇地放大，以相加和/或相關信號的形式發(fā)送給讀出單元對應于成組接收元件的至少一個讀出輸出端，其特征在于，至少一組接收元件直接載有調制信號。
2.如權利要求1所述的過程，其特征在于，使用的成組接收元件較佳地具有一種聯(lián)鎖指狀結構。
3.如權利要求1或2所述的過程，其特征在于，接收元件構成條狀/指狀形式，并用相應數(shù)量與長度的此種接收元件填滿設置的傳感器表面。
4.如權利要求1或2所述的過程，其特征在于，兩組接收元件以推換方式反對稱地半截調制信號。
5.如權利要求4所述的過程，其特征在于，通過掃描讀出網(wǎng)絡分離調制信號與讀出信號。
6.如權利要求1或2所述的過程，其特征在于，只有一組接收元件直接裝載調制信號，其中相對另一組不調制的接收元件，直接或以累積電荷的形式間接地測量/評估在兩組接收元件之間流動的電流。
7.如權利要求6所述的過程，其特征在于，較佳地在電容性和補償加反調制信號的條件下，通過低阻讀出網(wǎng)絡讀出不調制的一級接收元件。
8.如權利要求1-5之一所述的過程，其特征在于，通過倍增作用如半導體材料中的雪崩效應或通過真空中的二次電子倍增作用，放大已調制信號波產生的波能料子。
9.如權利要求1-6之一所述的過程，其特征在于，在對稱調制與讀出結構中，調制頻率完全不同于載頻，較佳地至少相差100倍。
10.用于檢測與處理信號波的幅值與相位所述的裝置，配有產生已調制信號波的信號源，在其通過傳輸媒體和/或目標的路徑中因反射和/或散射而修改的信號波的接收設備，接收設備中載有調制信號且與信號波調制具有嚴格規(guī)定的關系的調制裝置，接收設備中對信號波敏感的傳感器，其中信號波能量直接或間接地產生波能粒子；其中，把調制裝置設計成向傳感器的至少兩組接收元件饋送與匹配調制信號的波能振蕩器產生振蕩過程中的波能粒子，而且讀出單元中至少一個相應的讀出輸出端用于傳輸相加和/或相關信號，其特征在于，至少一組接收元件直接與調制裝置連接。
11.如權利要求9所述的裝置，其特征在于，接收元件具有指型較佳地聯(lián)鎖的結構。
12.如權利要求10或11所述的裝置，其特征在于，設置了兩組接收元件，各組與調制裝置的兩個推換調制型端子之一連接。
13.如權利要求12所述的裝置，其特征在于，對兩組接收元件配置了掃描讀出網(wǎng)絡，較佳地讀出各組接收元件的電荷并通過差動放大器暫存在耦合電容上。
14.如權利要求10或11所述的裝置，其特征在于，設置兩組接收元件，其中只有一組與調制裝置連接。
15.如權利要求14所述的裝置，其特征在于，為避免調制信號對不調制組的讀出電極產生容性串擾，對該組配置了反調制信號的電容性補償電路。
16.如權利要求10-15之一所述的裝置，其特征在于，傳感器是對電磁波敏感的半導體器件(光敏半導體)。
17.如權利要求16所述的裝置，其特征在于，接收元件與電子倍增器相位，或具有雪崩半導體元件。
18.如權利要求10-17之一所述的裝置，其特征在于，信號源是一種可調制的電輻射源，較佳地位于窄譜范圍內，發(fā)射從無線電波范圍到遠紅外譜范圍的調制的電磁波。
19.如權利要求18所述的裝置，其特征在于，把蓋片天線設置為微波接收元件，其輸出經二極管對整流與耦合電容器相接。
20.如權利要求1-3、18或19所述的過程，其特征在于，至少兩組蓋片天線在所有情況下相互都以波長相干方式連接，其中至少兩組通過至少一個及并聯(lián)二極管對連接，接收信號波，反并聯(lián)二極管對及時地整流信號波，至少一個調制信號經耦合電容而引到一組上，而且在至少另一組蓋片天線上讀出整流/混頻的信號波。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于檢測與處理信號波的幅值與相位的方法，其中信號源產生一調制的信號波，它在其通過傳輸媒體或目標的路徑中因反射和/或散射而修改，被接收設備接收后，利用無信號波載體的調制裝置被與信號波調制有嚴格規(guī)定的相關性的調制信號直接解調，并相對已調制信號波的幅值和信號波調制相位與調制信號的相位相關性作檢測與評估。在接收設備對信號波敏感的傳感器中，通過信號波能量與匹配該調制信號的波能振蕩器的振蕩過程中直接或間接產生的波能粒子，被饋給傳感器上至少兩組可區(qū)分的接收元件，經檢測和有選擇地放大，通過以相加和/或相關信號的形式發(fā)送給讀出單元對應于成組分立接收元件的至少一個讀出輸出端。
文檔編號G02F2/00GK1479968SQ01820283
公開日2004年3月3日 申請日期2001年10月16日 優(yōu)先權日2000年10月16日
發(fā)明者魯?shù)婪颉な┩呙? 魯?shù)婪?施瓦脫 申請人:魯?shù)婪颉な┩呙? 魯?shù)婪?施瓦脫