本發(fā)明是關于用于醫(yī)學應用的生物技術，包含光生物調節(jié)、光療及生物共振。

背景技術：

引言

生物光子學是有關于光子(即光)的電子控制的生物醫(yī)學領域，及光子與活細胞及組織的交互作用。生物光子學包含手術、成像、生物測定、疾病偵測及光療。光療是出于醫(yī)學治療目的對光子(通常為紅外光、可見光及紫外光)的控制應用，醫(yī)學治療目的包含對抗損傷、疾病及免疫系統(tǒng)困擾。更明確言之，光療涉及使細胞及組織連續(xù)地或在一重復間斷脈沖下經(jīng)受特定波長的光之一光子串流的治療以控制活細胞及組織的能量轉移及吸收行為。

脈沖光療技術的歷史

一個多世紀以來，醫(yī)生、研究人員及業(yè)余實驗者已涉足活細胞及組織對非離子化能量的回應，非離子化能量包含紫外光及可見光、紅外光及熱量、微波、無線電波、交流電(明確言的微電流)、超音波及聲音。在許多情況中，使用振蕩或脈沖調變能量源，據(jù)報道其導致不同于由能量的穩(wěn)定應用所引起的效應的「生物調節(jié)」效應。甚至已知著名科學家及交流電之父Nicholas Tesla戲劇性地公開示范使其自身經(jīng)歷高頻率調變的電擊或「雷擊」以展示AC技術及振蕩能量的所假定益處。不幸的是，盡管引起了興趣及活動，然此等聳人聽聞且經(jīng)較差控制的實驗的結果產(chǎn)生一令人困惑且甚至自相矛盾的科學混合、偽科學、神秘論及宗教，而非產(chǎn)生對與恒定及振蕩定向能量的細胞交互作用之一系統(tǒng)全面認識。為了傳播此等相沖突且有時離奇的主張，現(xiàn)今的出版物、文獻及網(wǎng)站所涉及范圍是從硬科學及生物技術研究至整體醫(yī)學及唯心論，且通常表示純粹出于引誘顧客及促進產(chǎn)品銷售目的的聳人聽聞的偽科學(缺乏技術證據(jù))。

總而言之，現(xiàn)今對定向能量治療的最大興趣是集中于用于治愈(即，光療)的低位準脈沖光，而關于振蕩能量對治愈動物及人類組織的過程的影響的初期研究并未利用光，而是涉及使用正弦電氣微電流刺激組織。在20世紀50年代中期由針灸師Paul Nogier博士執(zhí)行，此項記錄不佳且以經(jīng)驗為主的工作得出結論的是，特定頻率與其他相比更快刺激愈合且顯示組織特異性。該等研究是在從零(DC)至20kHz的音頻頻率范圍中執(zhí)行。

尚缺乏有關所采用的治療條件及設備的明確文件，就吾人所知，Nogier的實驗的精確科學重現(xiàn)及對其結果的驗證尚未發(fā)生且無科學技術報告出現(xiàn)在所提及的公開文獻中。因此，Nogier的經(jīng)報告觀察是在該領域之后續(xù)探索及發(fā)展中作為一路標(即，一組指導原理)，而非構成一種治愈疾病或對抗疼痛的特定方法，該等經(jīng)報告觀察包含以下前提：

在人類患者中，受傷或病變組織的治愈及一患者所感知的疼痛隨著電刺激的振蕩頻率(尤其為292Hz或音階中的「D」)而改變

·音訊范圍中20kHz及以下的特定頻率，看似比其他頻率刺激更多不同組織及器官，即，組織特異性是頻率相依的

使一給定頻率加倍在組織特異性、效應及功效方面的表現(xiàn)看似與原始頻率類似。

奇怪的是，在最后一項中注意到，一頻率的偶數(shù)倍表現(xiàn)類似，暗指在細胞生物及生理過程中的諧波行為。此諧波行為類似于一鋼琴及其鍵盤的設計，其中使一頻率加倍或減半在音樂上相當于相同音符一個八音度，即，八個全音，此高于或低于原始頻率。又，「偶次」諧波的所報告益處是與更有效地展示偶次諧波耦合能量的物理系統(tǒng)的數(shù)學分析一致，且與呈現(xiàn)奇次諧波的電路或系統(tǒng)相比表現(xiàn)為更具可預見性。

雖然Nogier的觀察報告已在醫(yī)學研究界(尤其是在其對光療的可應用性方面)成為一嚴肅的研究課題，然其等亦引發(fā)促進高度可疑的形而上學及宗教原則的狂熱主張，即，生命包括單一純粹頻率，擾亂該頻率的任何事物表示疾病或損傷，以及消除或去除此等不利頻率將以某種方式恢復健康。盡管已用科學方式揭穿此等維持健康的不可信主張，但此理論的支持者仍繼續(xù)提供使用所謂的「生物共振」來「提高」人的健康頻率以求更健康長壽的以盈利為目的的產(chǎn)品及服務。

在本申請案的內容脈絡下，本文中對生物共振的任何論述并非是指對字詞生物共振的此形而上學的解釋而是指由光生物調節(jié)所引起的在細胞及組織中明確定義的生化過程。事實上，科學量測揭露，并非一個而是許多頻率同時共存于人類身體中。此等經(jīng)量測頻率(一些為隨機頻率、一些為固定頻率及一些為時變頻率)主要存在于音頻頻譜中，即，低于20kHz。此等自然發(fā)生的頻率包含控制心臟功能的ECG信號、大腦中控制思想的EEG信號、由視神經(jīng)攜載的視覺信號、周邊肌肉中的時變肌肉刺激、腸及子宮中的蠕動肌肉收縮、來自由中樞神經(jīng)系統(tǒng)及脊髓攜載的觸覺的神經(jīng)沖動等等。在人類、其他哺乳動物及鳥類中觀察到類似信號。因此，很明顯不存在均勻描述生命之一健康狀況的一頻率。

始于20世紀60年代末，醫(yī)學興趣從微電流轉向光療，如由俄國人及捷克人倡導且之后在20世紀80年代由美國的NASA贊助的研究倡導。在研究光療(亦稱為低位準光療法(LLLP))的過程中，引發(fā)調變頻率的相同問題，其針對光療治療比較脈沖光與連續(xù)輻照。所付出的努力主要集中于在音頻范圍中的頻率下(即，低于20kHz)施加脈沖的紅光及紅外光。

許多研究及臨床試驗已針對光療比較各種脈沖紅外激光方法與連續(xù)波治療。在2010年8月出版于《Lasers Surg.Med.》中，第42(6)卷、第450頁至466頁的期刊論文「Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy」中，來自麻省總醫(yī)院、哈佛醫(yī)學院及其他醫(yī)院的作者及醫(yī)師Hashmi等人嚴格審查了脈沖波(PW)與連續(xù)波(CW)測試的九個直接比較試驗。關于此等試驗，六項研究展示脈沖治療勝過連續(xù)照明，且僅在兩個情況中連續(xù)波治療確實勝過光脈沖。然而，在此等出版著作中，對定義治療功效的最佳脈沖條件未達成共識或一致意見。

于2011年9月10日由X.Wu等人出版于《Laser Medical Science》中標題為「Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injury」的展示脈沖光光療勝過連續(xù)光的一項此研究討論神經(jīng)修復的主題。摘錄包含陳述如下之一引言：「光療法(LT)已在動物試驗及臨床試驗兩者中經(jīng)調查為用于中樞神經(jīng)系統(tǒng)的損傷及疾病之一可行治療?；诨铙w內研究，LT對脊髓損傷(SCL)、外傷性腦損傷、中風及神經(jīng)變性疾病的治療產(chǎn)生有益影響」。

接著，研究集中于其對針對SCI的連續(xù)波(CW)光療法對脈沖波(PW)治療之一比較的影響。在SCI手術的15分鐘內使用一808nm(紅外)二極管激光經(jīng)皮輻照鼠，每日持續(xù)50分鐘且此后持續(xù)14個連續(xù)日。在進行更深入的討論之后，作者作出報告：「綜上所述，CW及脈沖激光光在SCI之后支持軸突再生及功能恢復。脈沖激光光具有支持較遠離損傷位點的脊髓段的軸突再生的潛力。因此，使用脈沖光是針對SCI之一有前景的非侵入療法」。

雖然此等研究的大多數(shù)利用脈沖激光，但隨后開發(fā)出使用以數(shù)字方式施加脈沖的發(fā)光二極管(LED)的類似系統(tǒng)。此等研究(例如，Laser Med.Sci.，2009年)展示，全部事物為同等的，LED光療比得上或勝過激光治療。此外，LED療法解決方案實施成本低且本質上提供大于激光方法及設備的安全性。鑒于此等考慮，本申請案將集中于基于LED的系統(tǒng)，但需要提醒的是，所揭示的本發(fā)明方法中的多數(shù)同樣可應用于基于LED或基于半導體激光兩者的解決方案。

脈沖LED光療系統(tǒng)

圖1繪示能夠進行連續(xù)或脈沖光操作之一光療系統(tǒng)的組件，包含控制及驅動LED之一LED驅動器1，LED作為從LED襯墊2發(fā)射于患者5的一些器官或身體部分的組織54上之一光子源3。盡管一人腦是展示為組織45，然可使用光療治療任何器官、組織或生理系統(tǒng)。在治療之前、之后或期間，醫(yī)生或臨床醫(yī)師7可借由根據(jù)監(jiān)測器6上所示的觀察報告控制LED驅動器1的設定來調整治療。

雖然存在許多潛在機構，如圖2中所展示，然普遍認為，負責光療治療期間的光生物調節(jié)的占主導的光生物過程22在線粒體21內發(fā)生，線粒體21是存在于每個真核細胞20中的一細胞器官，包括植物及動物(包含鳥類、哺乳動物、馬及人類)兩者。按目前的理解，光生物過程22尤其涉及撞擊一分子細胞色素c氧化酶(CCO)24的一光子23，該分子細胞色素c氧化酶24充當一電池充電器，其借由將單磷酸腺苷(AMP)變換成一較高能量分子二磷酸腺苷(ADP)及將ADP轉換成一甚至更高能量分子三磷酸腺苷(ATP)來增加細胞能量含量。在依AMP至ADP至ATP的充電序列25增加所儲存能量的過程中，細胞色素c氧化酶24起到類似于電池充電器的作用，其中ATP 26充當儲存能量的一細胞電池，該過程可被視為動物「光合作用」。細胞色素c氧化酶24亦能夠依ATP充電序列25將來自由食物消化所產(chǎn)生或透過消化與光合作用的一組合所產(chǎn)生的葡萄糖的能量轉換成燃料。

為對細胞新陳代謝供能，ATP 26能夠通過一ATP至ADP至AMP放電過程28釋放能量29。接著，能量29用于驅動蛋白質合成，包含形成觸媒、酶、DNA聚合酶及其他生物分子。

光生物過程22的另一態(tài)樣在于，細胞色素c氧化酶24是一氧化氮(NO)27的一清除劑，是在神經(jīng)元溝通及血管生成、新動脈及毛細血管生長中的一重要的信號傳遞分子。對在光療期間受治療的細胞中的細胞色素c氧化酶24的照明使得在損傷或感染組織的附近釋放NO 27，從而增加至經(jīng)治療組織的血流量及氧遞送，加速愈合、組織修復及免疫響應。

為執(zhí)行光療及刺激細胞色素c氧化酶24從一光子23吸收能量，光源與吸收光的組織之間的中介組織不能阻斷或吸收該光。人類組織的電磁輻射(EMR)分子吸收光譜是繪示于如圖3中所展示的吸收是數(shù)對電磁輻射的波長λ(以nm為單位進行量測)的一圖表40中。圖3展示氧合血紅蛋白(曲線44a)、脫氧血紅蛋白(曲線44b)、細胞色素c(曲線41a、41b)、水(曲線42)及脂肪以及脂質(曲線43)的依據(jù)光的波長而變化的相對吸收系數(shù)。如所繪示，脫氧血紅蛋白(曲線44b)及亦氧合血紅蛋白(即，血液)(曲線44a)強烈吸收在可見光譜的紅光部分中的光，尤其針對短于650nm的波長。在該光譜的紅外部分中的較長波長處，即，高于950nm處，EMR是借由水(H2O)(曲線42)吸收。在650nm至950nm之間的波長處，人類組織基本上是透明的，如借由透明光學窗45所繪示。

除借由脂肪及脂質(曲線43)的吸收以外，在透明光學窗45內包括具有波長λ的光子23的EMR是借由細胞色素c氧化酶(曲線41a、41b)直接吸收。明確言之，細胞色素c氧化酶24吸收光譜中借由曲線41b表示的未受水或血液阻止的紅外部分。借由可見光譜的紅光部分中的光照明的細胞色素c氧化酶(曲線41a)的一次要吸收尾液是由脫氧血紅蛋白(曲線44b)的吸收性質部分阻斷，從而限制深部組織的任何光生物回應但仍活動于上皮組織及細胞中。因此，圖3展示對皮膚及內臟器官及組織的光療需要不同治療及光波長，針對皮膚為紅光且針對內臟組織及器官為紅外光。

目前的光子遞送系統(tǒng)

為在光療期間達成至組織中的最大能量耦合，設計一種使用光子一致及均勻地照明組織的一致遞送系統(tǒng)是重要的。雖然早期嘗試使用濾光燈、但燈對于患者而言是極熱且不舒服，可能灼傷患者及醫(yī)生，且在經(jīng)延長持續(xù)時間的一治療期間維持均勻照明是極其困難的。燈亦遭受短壽命，且若使用稀薄氣體進行構造，則定期更換亦可為昂貴的。由于濾光器，該等燈必須運行得非常熱以達成所需光子通量以在合理治療持續(xù)時間內實現(xiàn)一有效療法。未經(jīng)濾光的燈，如太陽，實際上遞送太寬的光譜且因同時刺激有益及有害化學反應(一些涉及有害射線，尤其在電磁光譜的紫外部分中)而限制光子的功效。

作為一替代例，已采用且將繼續(xù)采用激光以執(zhí)行光療。如同燈，激光冒燒傷一患者的風險，其并非透過熱量，而是借由將組織曝露至強烈集中的光學功率。為防止該問題，必須特別注意，對激光光的功率輸出進行限制且使產(chǎn)生危險光位準的過高電流不會意外發(fā)生。第二、更實際的問題起因于一激光的小「光點尺寸」(照明區(qū)域)。因為一激光照明一小聚焦區(qū)域，所以難以治療大器官、肌肉或組織且更容易出現(xiàn)一過功率條件。

關于激光的另一問題由其「相干性」引起，光的該性質阻止光展開，從而使得更加難以在治療期間覆蓋較大面積。研究揭露使用相干光的光療并無固有的額外益處。首先，細菌、植物及動物生命持續(xù)進化且自然吸收散射光，而非相干光，此是因為相干光并不從任何已知光源自然發(fā)生。其次，上皮組織之前兩層已破壞任何光學相干性，因此相干性的存在實際上歸于光遞送而非歸于其吸收。

此外，一激光的光學光譜太窄以致不能充分激發(fā)為達成高功效光療所需的全部有益的化學及分子轉變。一激光的有限光譜，通常為在該激光的中心波長值±3nm左右的一范圍，使得難以適當激發(fā)光療中所需的全部有益的化學反應。使用一窄帶寬光源難以覆蓋一頻率范圍。例如，再次參考圖3，很顯然制造CCO吸收光譜(曲線41b)中所涉及的化學反應明顯不同于引起吸收尾液(曲線41a)的反應。假定兩個區(qū)域的吸收光譜是展示為有益的，則使用具有僅6nm寬的一波長光譜的一光源難以覆蓋此寬廣范圍。

因此，正如陽光是一過寬光譜，其在諸多EMR波長下(一些甚至是有害的)以光生物方式激發(fā)許多相互抵觸的化學反應，激光光太窄且并未刺激足夠的化學反應來在光療治療中達到全功效。此主題在Williams等人的標題為「Phototherapy System And Process Including Dynamic LED Driver With Programmable Waveform」之一相關申請案(美國申請案第14/073,371號)中予以更詳細論述，該案以引用的方式并入本文中。

為借由激發(fā)透明光學窗45中的整個范圍的波長(即，從約650nm至950nm的整個寬度)而遞送光療，即使采用四個不同波長光源以跨越該范圍，各光源亦將需要幾乎80nm寬的一帶寬。此比一激光光源的帶寬要寬一個以上數(shù)量級。此范圍對于激光而言簡直太寬以致不能以一實際方式覆蓋?，F(xiàn)今，LED可在商業(yè)上用于發(fā)射從電磁光譜的深紅外部分至紫外部分的一廣泛范圍的光譜。在±30nm至±40nm的帶寬下，使用位于光譜的紅光部分、長紅光部分、短近紅外(NIR)部分及中NIR部分(例如，670nm、750nm、825nm及900nm)中的中心頻率更容易覆蓋所要光譜。

圖4繪示對于光遞送問題的一較佳解決方案是采用一可撓性LED襯墊，該可撓性LED襯墊如圖形59中所展示向一患者的身體彎曲。如所展示，有意折曲可撓性LED襯墊50以配合一身體附肢(在此情況中為包括組織61的腿部)，且借由尼龍搭扣綁帶57拉緊。為防止滑落，可撓性LED襯墊50包含膠合至其表面的尼龍搭扣條帶58。在使用中，包覆于該襯墊周圍的尼龍搭扣綁帶57附接至尼龍搭扣條帶58，將可撓性LED襯墊50穩(wěn)固地固持于適當位置而保形于一患者的腿部、手臂、頸部、背部、肩部、膝蓋或包括組織61的任何其他附肢或身體部分的。

亦展示于圖4中的所得益處繪示，從包括可撓性襯墊50的LED 52進入皮下組織62的所得光穿透深度63沿著受治療的組織的橫向范圍是十分均勻。不像其中光源是固持于受治療的組織上方的一硬性LED棒或不可撓性LED面板的裝置，在此實例中可撓性LED襯墊50與患者的皮膚(即，上皮61)接觸。為防止毒性劑透過接觸而無意地擴散至LED襯墊50，一次性無菌衛(wèi)生障壁51，通常為一清晰的低變應原生物相容塑料層，插入于燈襯墊50與組織62之間。LED 52與組織62之間的緊密接觸對于維持持續(xù)時間為20分鐘至超過1小時(時間間隔太長以致不能將一裝置手動固持于適當位置中)的一致照明是至關重要的。此是手持式LED裝置及小工具(包含刷子、梳子、棒及火炬)展示為對光療治療提供較少或無醫(yī)學益處的一原因。

現(xiàn)今可用且展示于圖5的圖形中用于經(jīng)控制的光遞送的一先前技術光療系統(tǒng)包括透過電纜72a及72b連接至一或多組可撓性LED襯墊71a至71e的一電子驅動器70且該一或多組可撓性LED襯墊71a至71e透過短電連接器73a至73d彼此連接。

明確言之，電子LED驅動器70的電輸出是借由電纜72a連接至中心可撓性LED襯墊71a，該中心可撓性LED襯墊71a繼而分別透過電連接器73a及73b連接至相關聯(lián)側可撓性LED襯墊71b及71c。連接至電子驅動器70的第二電輸出的第二組LED襯墊是借由電纜72b連接至中心可撓性LED襯墊71c，該中心可撓性LED襯墊71c繼而分別透過電連接器73c及73d連接至相關聯(lián)側可撓性LED襯墊71d及71e，電連接器73c及73d定位于LED襯墊71c的垂直于電纜72b所附接的邊緣的邊緣上?？蓳闲訪ED襯墊的使用及電子LED驅動器70在高達900mA的電流下獨立驅動兩組LED襯墊(其中各包括一組三個襯墊)的能力使光療系統(tǒng)成為現(xiàn)今一流的產(chǎn)品供應。

盡管其在技術上具有優(yōu)勢，先前技術光療系統(tǒng)仍遭受許多限制及缺點，包含其LED襯墊的較差可靠性；無法控制跨該等LED襯墊的LED電流(且因此光均勻度)；在驅動LED的激發(fā)型樣方面的控制有限；安全性及診斷特征有限；及無法經(jīng)由因特網(wǎng)、無線地或借由云服務傳達或接收更新內容。借由許多相關專利解決此等各種不足之處。

改良可撓性LED襯墊的可靠性是在R.K.Williams等人的標題為「Improved Flexible LED Light Pad for Phototherapy」且以引用方式并入本文中的一相關申請案(2014年YYY YY申請的美國申請案第XX/XXX,XXX號)中詳細討論。圖6A繪示經(jīng)改良可撓性LED襯墊組的一視圖，該經(jīng)改良可撓性LED襯墊組幾乎消除全部離散導線及直接焊接至該等LED襯墊內的PCB中的任何導線(除了與中心電纜82相關聯(lián)的導線以外)同時在將可撓性LED襯墊定位及配置于正接受光療的一患者上時實現(xiàn)明顯更大的可撓性。

如所展示，LED襯墊組包含三個可撓性LED襯墊，可撓性LED襯墊包括具有相關聯(lián)電纜82的中心可撓性LED襯墊80a及兩個側可撓性LED襯墊80b及80c。全部三個LED襯墊80a至80c包含用于連接襯墊至襯墊電纜85a及85b的兩個連接器插座84。盡管如所展示連接器插座84在此透視圖中并不可見，然其存在易于借由在聚合物可撓性LED襯墊80b中的隆起物86識別，且在可撓性LED襯墊80a及80c中是類似的。襯墊至襯墊電纜85a及85b分別將中心LED襯墊80a電連接至LED襯墊80b及80c。

透過明確建立的大批量供應鏈制造的業(yè)界標準USB連接器以有競爭力的成本維持高效能及一致質量，其等使用牢固安裝至一印刷電路板的插座84，以及USB電纜85a及85b，藉此整合電屏蔽及模制插頭且阻止由重復撓曲及折曲而引起的破損。此外，USB連接器電纜85a及85b能夠可靠地傳導高達1A的電流且在延長使用期間避免過度電壓降或電遷移故障。除USB電纜以外，其他連接器及電纜組選項包含迷你USB、IEEE-1394及其他。在圖6A中所展示的實例中，8接針矩形USB連接器版式是因其耐久性、強度及普遍性而被選取。

在圖6a中所展示的實施例中，中心可撓性LED襯墊80a是矩形且包含用于連接至電纜82的應變消除接頭81及兩個USB插座84，應變消除接頭81及USB插座84全部定位于中心LED襯墊80a的相同的邊緣上，展示為襯墊邊緣與x軸平行。類似地，側LED襯墊80b及80c的各者亦為矩形且包含亦定位于相同邊緣上的兩個USB插座。此連接方案是明顯不同于在圖5中所展示的先前技術裝置，在該先前技術裝置中，連接器插座是專有的且定位于LED襯墊71a至71c及71c至71e的面對彼此的邊緣上。

此設計變化的益處很大程度上改良內科醫(yī)師或臨床醫(yī)師在將LED襯墊定位于受治療的患者上時的選擇。因為連接器插座并未如其等在先前技術裝置中般面對彼此，所以連接器電纜85a及85b不需要較短來容許LED襯墊的緊密放置。事實上，在所展示的實例中，即使采用長電纜，LED襯墊80a、80b及80c亦可視需要無論如何皆在未施加任何應力于電纜85a及85b上的情況下實際上彼此鄰接。在LED襯墊碰觸的情況下，所揭示的可撓性LED襯墊組的通用性為醫(yī)生提供在最小治療區(qū)域中利用最高數(shù)目個LED的能力。

替代性地，可撓性LED襯墊可放置為相距甚遠，舉例而言，跨肩部及沿手臂向下，或可以兩個襯墊定位為緊鄰且第三部分定位為較遠離而進行分組。藉助電纜85a及85b中的電屏蔽，該等襯墊可定位為相距甚遠，而不遭受困擾先前所展示的先前技術解決方案的噪聲靈敏度。

圖6A中所展示的設計亦使臨床醫(yī)師易于定位可撓性LED襯墊80a至80c，折曲該等可撓性LED襯墊以配合至患者的身體(例如，在胃部及腎臟周圍)且接著借由附接至尼龍搭扣綁帶92的尼龍搭扣帶93固定該等襯墊80a至80c，尼龍搭扣綁帶92穩(wěn)固附接至該等LED襯墊80a至80c。個別可撓性LED襯墊80a至80c及將其等綁在一起的尼龍搭扣帶93的折曲是繪示于圖6B中，其中折曲帶93及襯墊80a至80c以圍繞在x軸的方向上具有曲率的彎曲表面配合。為在x軸的方向上進行折曲，無平行于該x軸定向的剛性PCB可嵌入于LED襯墊80a至80c的任一者內。

在中心LED襯墊80a中，電纜82及一RJ45連接器83是用于將LED襯墊80a至80c電連接至LED控制器以保護及維持與現(xiàn)今在診所及醫(yī)院中操作的現(xiàn)有LED控制器的向后兼容性。若包含用于將RJ45連接器83轉換至USB連接器的配接器，則可撓性LED襯墊80a可經(jīng)修改以免除電纜82及應變消除接頭81，而非使用第三USB插座84取代中心連接且非使用類似于USB電纜85a但通常在長度上較長的另一USB電纜來取代電纜82。

控制LED電流以改良光均勻度、提供提高的安全性及自我診斷能力同時加強LED激發(fā)型樣的控制的方法描述于上文引用的美國專利申請案第14/073,371號中。

LED激發(fā)型樣的控制

精確控制光脈沖的激發(fā)型樣，需要包括先進電子控制的更精密的光療系統(tǒng)。此電路可從(例如)用于HDTV LED背光系統(tǒng)中的已有的驅動器電子器件調適，重新用于光療的應用。

如圖7中所展示，從LED TV驅動電路調適的一此先進電子驅動系統(tǒng)采用個別信道電流控制，以確保無論LED正向傳導電壓為何，皆使每個LED串中的電流匹配。如所展示，電流槽96a、96b、…、96n經(jīng)耦合以分別對N個LED串97a、97b、…、97N供電，該等電流槽充當開關式恒定電流裝置，其等在導電時具有可方法化電流及分別在數(shù)字信號98a、98b、…、98N的控制下動態(tài)接通及關斷任何個別信道或其組合的能力。數(shù)字N可為符合實際的任意通道數(shù)目。

如所展示，相對于在量值Iref下的參考電流99設定電流槽96a中的經(jīng)控制電流且借由回饋電路來維持該經(jīng)控制電流，該回饋電路相應地監(jiān)測及調整電路偏壓以維持M個串聯(lián)連接的LED 97a的串中的電流ILEDa。數(shù)字M可為符合實際的任意LED數(shù)目。電流控制回饋是借由饋送回至電流槽96a中的回路及相關聯(lián)箭頭以符號表示。接著，使用數(shù)字啟用信號來在一經(jīng)控制工作因子下且亦如上文引用的美國專利申請案第14/073,371號中所揭示在變化的脈沖頻率下，「中斷」LED電流或對其施加脈沖而使其接通或關斷。LED控制器103是借由低壓降(LDO)線性調節(jié)器102供電且借由微控制器104通過SPI數(shù)字接口105予以指示。這些組件集體地包含LED驅動系統(tǒng)101。開關模式電源供應器100在可固定或動態(tài)改變的高電壓+VLED下對LED串97a至97N供電。

盡管采用模擬電流控制，所得波形及PWM控制本質上是數(shù)字波形，即，如圖8A中所展示的循序脈沖串，其借由調整重復率及LED接通時間來控制平均LED亮度及設定激發(fā)頻率。如圖8A的簡化時序圖中所展示，使用一時鐘脈沖串來產(chǎn)生LED燈的循序波形，LED燈可包括波長λa、λb及λc的不同波長LED，各LED燈是在不同時間且以不同持續(xù)時間照明。

如借由圖8A中的闡釋性波形110及111所展示，LED控制器103內的脈沖產(chǎn)生器以時間間隔Tθ產(chǎn)生時鐘脈沖且定位于LED控制器103內與產(chǎn)生波形111相關聯(lián)的計數(shù)器對9個時鐘脈沖進行計數(shù)且接著接通特定通道的電流槽及λa LED串且在再次關斷其的前達4個脈沖的持續(xù)時間。如借由波形112所展示，亦位于LED控制器103內的第二計數(shù)器緊接在時鐘脈沖之后接通λb通道達8個時鐘脈沖之持續(xù)時間，且接著關斷該通道的LED串達4個時鐘脈沖的持續(xù)時間(而λa LED串是處于接通狀態(tài))，且此后接著再次接通λb LED串持續(xù)另3個時鐘脈沖。如借由波形113所展示，LED控制器103中的第三計數(shù)器在接通λc LED串達4個脈沖的持續(xù)時間接著再次關斷之前等待22個脈沖。

以此串行化方式，λb LED串導電達一持續(xù)時間Δt1(8個時鐘脈沖)，接著λa LED串導電達持續(xù)時間Δt2(4個時鐘脈沖)，接著在其關斷時λb LED串導電達持續(xù)時間Δt3(3個時鐘脈沖)，在無LED串導電時等待持續(xù)時間Δt4，且接著為λc LED串導電達持續(xù)時間Δt5(4個時鐘脈沖)。時序圖110至113繪示新控制系統(tǒng)在改變LED波長及激發(fā)型樣頻率時的靈活性，導致如波形114所示的調變光輸出。

經(jīng)改良的LED系統(tǒng)容許精確控制借由LED串λa、λb及λc的各者發(fā)射的各光脈沖的持續(xù)時間。然而，實際上，諸如活細胞的生物系統(tǒng)無法對光的單亞秒脈沖作出響應，因此代替性地在切換至另一LED波長及激發(fā)型樣頻率之前重復包括脈沖的單波長及單型樣頻率的一型樣達較長持續(xù)時間。圖8B中展示更現(xiàn)實的LED激發(fā)型樣，其中相同時鐘信號(波形110)是用于合成(即，產(chǎn)生)具有合成型樣頻率f_synth的單一λa波長光之一固定頻率激發(fā)型樣116，其中

f_synth＝1/nTθ，

其中時間T_θ是產(chǎn)生連續(xù)時鐘脈沖的時間間隔，且「n」是在合成波形的各周期中的時鐘脈沖的數(shù)目。如波形116中所展示，直至時間t1，LED串在50％的時間內處于接通狀態(tài)因此工作因子D是50％且LED的亮度是等于其一直處于接通狀態(tài)的情況下的亮度的一半。在時間t2之后，工作因子增加至75％，從而提高平均LED亮度但維持相同合成型樣頻率f_synth。

時序圖117繪示直至時間t1在一固定亮度及工作因子D＝50％下的單一λa波長光之一類似合成波形。然而，合成型樣頻率從f_synth1＝1/nTθ改變至一較高頻率f_synth2＝1/mTθ而非在時間t2處改變亮度，m小于n。因此在時間t2處，即使工作因子(50％)及LED亮度保持恒定，合成頻率仍從f_synth1增加至f_synth2。概括地說，經(jīng)改良的LED驅動系統(tǒng)藉助對亮度及持續(xù)時間以及數(shù)字重復率(即，激發(fā)或型樣頻率)的控制而容許多個及變化波長的LED的任意脈沖串的經(jīng)控制串行化。

為避免任何混淆，應注意，型樣頻率f_synth并非LED的光頻率。光的頻率(即，經(jīng)發(fā)射光的色彩)是等于借由該光的波長λ劃分的光的速度，或在數(shù)學上如

υEMR＝c/λ≈(3·108m/s)/(0.8·10-6m)＝3.8·1014循環(huán)/秒＝380THz

為清楚起見，如所展示的光的頻率是借由希臘字母nu或「υ」指代而非借由小寫字母f或f_synth指代。如經(jīng)計算，光的電磁頻率是等于數(shù)百THz(即，萬億赫茲)，而數(shù)字脈沖的合成型樣頻率f_synth是一般在音頻或「音波」范圍中(且至多在超音波范圍中)，即，低于100kHz，至少低九個數(shù)量級。除非另有說明，否則貫穿本申請案的其余部分，吾人將僅以光波長而非光頻率來指代光的「色彩」。相反地，脈沖率或激發(fā)型樣頻率f_synth將僅描述為頻率而非以一波長進行描述。

對先前技術光療中的限制的概述

先前技術光療設備仍受其等設計及實施方案中的許多基本問題限制，該等基本問題包含

激光(而非LED)的使用，其受其的發(fā)射光的自身固有窄帶寬限制而無法同時刺激最大化光生物刺激及優(yōu)化醫(yī)療功效所必要的所需范圍的化學反應，

在激光使用中的安全性問題

LED安裝在一剛性外殼中而無法保形于治療區(qū)域

光療激發(fā)型樣的較差、不當或無效調變

最后一個目標物，即光療激發(fā)型樣的無效調變表示改良光生物調節(jié)及治療功效之一主要挑戰(zhàn)及機會，表示本發(fā)明的關注點。

技術實現(xiàn)要素：

根據(jù)本發(fā)明，用于光療中的光強度是隨著有規(guī)律的周期性逐漸及重復改變，而非被管理為是接通或關斷的一是列方波脈沖。在許多實施例中，借由發(fā)光二極管(LED)串產(chǎn)生光，但在其他實施例中，可使用其他類型的光源，諸如半導體激光。在一較佳實施例中，光有時根據(jù)一單頻正弦函數(shù)或具有兩個或更多個正弦波作為分量之一「和弦」而改變，但將明白，可采用本文中所描述的技術來產(chǎn)生無限種強度型樣及函數(shù)。

在一實施例群組中，借由以模擬方式控制與LED串聯(lián)連接的電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極電壓而改變借由LED串發(fā)射的光的強度。柵極驅動器比較該LED串中的電流與正弦參考電壓，且該電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極電壓是借由金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器內的電路自動調整直至LED及參考電流匹配且LED電流處于其所要值。以此方式，LED電流模仿正弦參考電流?？梢愿鞣N方式產(chǎn)生該正弦參考電流；例如，使用LC或RC振蕩器、維恩(Wien)電橋振蕩器或一雙T型振蕩器。

在此等實施例的之一替代版本中，使用一數(shù)字轉模擬(D/A)轉換器改變電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極電壓。該D/A轉換器經(jīng)供應有一是列數(shù)字值，該等數(shù)字值表示正弦波在預定時刻的值，例如，在一完整360°循環(huán)中的24個值。該等數(shù)字值可不僅表示正弦波亦可借由或從CD或DVD產(chǎn)生。

在第二實施例群組中，較佳使用脈沖寬度調變(PWM)以數(shù)字方式控制LED電流。如在先前實施例中，將正弦波分成表示其在特定時間間隔下的位準的一是列數(shù)字值。此等時間間隔在本文中稱為具有持續(xù)時間T_sync。針對各T_sync時間間隔產(chǎn)生一脈沖，該脈沖的寬度表示正弦波在該時間間隔中的值。為此，將各T_sync時間間隔進一步分成許多較小時間間隔(各具有一持續(xù)時間，在本文中稱為Tθ)，且控制電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極使得容許LED電流在表示正弦波的值的許多此較小Tθ時間間隔期間流動。因此，針對各T_sync時間間隔的部分接通電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管且在各T_sync時間間隔期間的剩余者期間關斷該電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管。因此，將LED電流的位準平均化(平穩(wěn))成一正弦波的形式。

可借由從參考電流源接收參考電流及從數(shù)字合成器接收啟用信號的精確柵極偏壓及控制電路來控制電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極。該數(shù)字合成器含有經(jīng)設定為表示期間將接通該電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的小Tθ時間間隔的數(shù)目的數(shù)字的計數(shù)器。該電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管被接通，且該計數(shù)器倒計數(shù)至零。當該計數(shù)器達到零時，關斷電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管。電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管保持關斷持續(xù)等于T_sync時間間隔中的Tθ時間間隔的總數(shù)目減去其間接通電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管的Tθ時間間隔的數(shù)目的數(shù)個Tθ時間間隔。

在下T_sync時間間隔開始時，表示正弦波的下一值的新數(shù)字經(jīng)加載于精確柵極偏壓及控制電路中的計數(shù)器，且重復該過程。

根據(jù)正弦波函數(shù)控制LED消除在根據(jù)方波函數(shù)對LED施加脈沖使其等接通及關斷時產(chǎn)生的諧波，該等諧波的許多諧波可落于「可聽」頻譜(通常小于20,000Hz)內且可對光療治療產(chǎn)生有害影響。使用本發(fā)明的技術，可通常將產(chǎn)生正弦波函數(shù)中所使用的較小時間間隔的頻率(1/T_sync及1/Tθ)設定為高于20,000Hz，其中該等頻率通常對光療治療影響甚微。

可借由將分量正弦波的值相加在一起而產(chǎn)生含有多個正弦函數(shù)的和弦。藉助模擬技術，可使用模擬混合器將該等正弦波相加在一起，或可使用復調模擬音訊源代替振蕩器產(chǎn)生和弦。藉助數(shù)字技術，可使用算術邏輯單元(ALU)將表示分量正弦波的數(shù)值相加在一起。產(chǎn)生和弦的另一方式是借由在選通頻率下「選通」模擬波形為接通及關斷而將模擬合成波形與第二數(shù)字脈沖頻率組合。該選通頻率可高于或低于該模擬波形的頻率?？山栌蓪⒁荒M正弦波饋送至一除以2、4或8的計數(shù)器以分別產(chǎn)生高出該模擬正弦波1個、2個或3個八音度的第二波形而產(chǎn)生選通脈沖。

使用D/A轉換器產(chǎn)生模擬電壓或使用數(shù)字技術的優(yōu)點在于，為便于醫(yī)生或其他臨床醫(yī)師擷取及使用可將治療序列(例如，其是針對特定器官或組織)以數(shù)字方式儲存于內存(例如，一EPROM)中。

附圖說明

圖1是光療治療的簡化圖示表示。

圖2是細胞線粒體的光生物調節(jié)的簡化圖示表示。

圖3是展示細胞色素c(CCO)、血液(Hb)、水及脂質的吸收光譜的圖表。

圖4是用于光療治療中的LED襯墊的照片實例及示意圖。

圖5是包括控制器及六個可撓性聚合LED襯墊的光療系統(tǒng)的視圖。

圖6A是連接在一起且附接至一龍搭扣綁帶的一組三個可撓性聚合LED襯墊的示意圖。

圖6B是圖6A中所展示的輕微折曲以保形于患者的身體的該組可撓性聚合LED襯墊的示意圖。

圖7是電流受控制的LED脈沖光療系統(tǒng)的電示意圖。

圖8A是展示具有變化的持續(xù)時間的多波長LED的循序脈沖激發(fā)的例示性時序圖。

圖8B是展示具有工作因子及頻率的各種組合的多波長LED的循序脈沖激發(fā)的例示性時序圖。

圖9A繪示數(shù)字(方波)脈沖的時域及傅立葉(Fourier)頻域表示。

圖9B繪示使用不同數(shù)目個經(jīng)加總正弦波的離散傅立葉變換表示。

圖9C繪示以數(shù)字方式施加脈沖的電源供應器的經(jīng)量測電流諧波含量。

圖9D繪示振幅諧波的經(jīng)量測傅立葉頻譜。

圖9E繪示揭露由短持續(xù)時間樣本所引起的頻率「雜散」的經(jīng)量測振幅數(shù)據(jù)的有限時間樣本的傅立葉變換。

圖9F繪示跨一數(shù)字(方波)脈沖的連續(xù)傅立葉變換的頻譜的奇次諧波及偶次諧波以及累積能量的量值。

圖10繪示具有兩個共振頻率的振蕩系統(tǒng)的頻率響應的圖表。

圖11繪示具有變化頻率的兩個同步數(shù)字脈沖的總和。

圖12A繪示將音訊頻譜污染至相同范圍中的D4的理想化八音度的音訊頻譜的292Hz數(shù)字脈沖的頻譜內容的圖表。

圖12B繪示展示主要污染超音波頻譜的4,671Hz數(shù)字脈沖的頻譜內容的圖表。

圖13繪示光生物調節(jié)的各種物理機制。

圖14繪示藉助電流控制的單信道LED驅動器的兩個等效電路。

圖15繪示參考電流及啟用信號以及所得LED電流波形的各種例示性組合。

圖16A示意性地繪示多個負載之間共享來自單一參考電流的電流的問題。

圖16B示意性地繪示用于在多個負載之間分布參考電流的跨導放大器的使用。

圖16C示意性地繪示藉助電阻器微調且包括高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管及金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器電路的經(jīng)控制電流槽的實施方案。

圖16D示意性地繪示藉助金屬氧化物半導體場效晶體管微調且包括高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管及金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器電路的經(jīng)控制電流槽之實施方案。

圖17A示意性地表示使用固定值電壓源以產(chǎn)生振蕩參考電流。

圖17B示意性地表示使用可調整電壓源以產(chǎn)生振蕩參考電流。

圖17C示意性地表示包括用于產(chǎn)生振蕩參考電流的維恩電橋的頻率及電壓可調整電壓源。

圖17D示意性地表示使用電阻器梯的可方法化位準移位電路。

圖18A示意性地表示使用D/A轉換器以產(chǎn)生參考電流的單通道電流受控制的LED驅動器的實施方案。

圖18B示意性地表示使用電阻器梯的D/A轉換器的實施方案。

圖19A繪示從D/A轉換器合成的292Hz正弦波。

圖19B繪示使用D/A轉換器產(chǎn)生的參考電流合成的292Hz正弦波的諧波頻譜。

圖19C繪示存在于從D/A轉換器產(chǎn)生的參考電流合成的292Hz正弦波中的數(shù)字步進的放大視圖。

圖19D繪示包括在D/A轉換器的時鐘頻率下發(fā)生的序列電壓變化的18.25Hz正弦波的一部分。

圖19E繪示使用D/A轉換器產(chǎn)生的參考電流合成的18.25Hz正弦波的諧波頻譜。

圖20繪示正弦參考電流及所得LED電流波形的各種組合。

圖21繪示兩個正弦波形及所得波形的總和。

圖22A示意性地繪示使用模擬混合器來產(chǎn)生用于光療LED驅動的復調振蕩參考電流。

圖22B示意性地表示使用模擬音訊源來產(chǎn)生用于光療LED驅動的復調參考電流。

圖22C示意性地表示使用數(shù)字音頻源來產(chǎn)生用于光療LED驅動的復調參考電流。

23A繪示從正弦參考電流及較高頻率數(shù)字脈沖產(chǎn)生的經(jīng)合成復調波形。

圖23B繪示從292Hz正弦參考電流及4,672Hz數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖23C繪示從292Hz正弦參考電流及9,344Hz數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖23D繪示從292Hz正弦參考電流及超音波數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖23E繪示從292Hz正弦參考電流及18,688Hz數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖24繪示從正弦參考電流及較低頻率數(shù)字脈沖產(chǎn)生的經(jīng)合成復調波形。

圖25A繪示從9,344Hz正弦參考電流及4,672Hz數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖25B繪示從584Hz正弦參考電流及292Hz數(shù)字脈沖產(chǎn)生的復調諧波頻譜。

圖26示意性地繪示來自單一振蕩器的用于光療的復調LED電流驅動的實施方案。

圖27A示意性地繪示控制多個對應LED驅動器的多個數(shù)字合成器。

圖27B示意性地繪示個別控制多個LED驅動器之集中式數(shù)字合成器。

圖27C示意性地繪示使用共同信號控制多個LED驅動器的單數(shù)字合成器。

圖28A繪示數(shù)字合成器的電路圖。

圖28B是數(shù)字合成器操作的時序圖。

圖28C繪示具有固定頻率及變化的工作因子的合成脈沖。

圖29A繪示包括固定頻率脈沖寬度調變合成正弦曲線的LED驅動波形。

圖29B繪示以數(shù)字方式合成的正弦曲線的實例。

圖29C繪示在單一時間間隔內D/A轉換器的輸出波形對脈沖寬度調變控制的輸出波形的比較。

圖29D以圖形方式繪示脈沖寬度調變位分辨率、時間間隔的數(shù)目與合成為所需計數(shù)器時鐘頻率的最大頻率之間的相互關系。

圖30示意性地繪示時鐘產(chǎn)生器電路。

圖31以圖形方式繪示總體數(shù)字合成分辨率及脈沖寬度調變位分辨率對所合成的最大頻率的相依性。

圖32A繪示以數(shù)字方式合成的4,672Hz正弦曲線的頻譜。

圖32B繪示以數(shù)字方式合成的292Hz正弦曲線的頻譜。

圖32C以圖形方式繪示同步及脈沖寬度調變(PWM)計數(shù)器頻率對經(jīng)合成頻率的相依性。

圖33繪示使用所揭示的數(shù)字合成方法的正弦波形產(chǎn)生的流程圖。

圖34A以圖形方式繪示使用15°時間間隔的292Hz(D4)正弦波的數(shù)字合成。

圖34B以圖形方式繪示使用20°時間間隔的292Hz(D4)正弦波的數(shù)字合成。

圖34C以圖形方式繪示在使用20°時間間隔的292Hz(D4)正弦波的數(shù)字合成中所使用的脈沖寬度調變時間間隔。

圖34D以圖形方式繪示使用20°時間間隔之1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖34E以圖形方式繪示使用20°時間間隔的4,672Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖35A以圖形方式繪示具有50％振幅的1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖35B以圖形方式繪示具有達+25％的50％振幅偏移的1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖35C以圖形方式繪示具有達+60％的20％振幅偏移的1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖35D繪示具有達+60％的20％振幅偏移的以數(shù)字方式合成的1,168Hz(D6)正弦曲線的頻譜。

圖36以圖形方式繪示使用20°時間間隔的4,472Hz(D8)正弦波的4循環(huán)的數(shù)字合成。

圖37A以圖形方式繪示使用4X過取樣的1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成。

圖37B繪示用于使用4X過取樣的1,168Hz(D6)正弦波的數(shù)字合成的型樣檔案。

圖38以圖形方式繪示具有相等振幅的4,472Hz(D8)正弦曲線及1,1672Hz(D6)正弦曲線的和弦的數(shù)字合成。

圖39繪示具有相等振幅的4,472Hz(D8)正弦曲線及1,1672Hz(D6)正弦曲線的以數(shù)字方式合成的和弦的頻譜。

圖40以圖形方式繪示具有不同振幅的4,472Hz(D8)正弦曲線及1,1672Hz(D6)正弦曲線的和弦的數(shù)字合成。

圖41繪示用于產(chǎn)生合成型樣檔案的算法。

圖42A繪示用于實時或預先產(chǎn)生兩個或更多個正弦曲線的和弦以儲存于型樣庫中的一算法。

圖42B繪示利用圖41中所描述的算法以使用正規(guī)化數(shù)學函數(shù)產(chǎn)生個別正弦型樣檔案而產(chǎn)生和弦的替代方式。

圖43繪示頻率為彼此的整數(shù)倍的正弦曲線。

圖44繪示頻率為彼此的分數(shù)倍的正弦曲線。

圖45繪示使用鏡像階段對稱來產(chǎn)生由頻率比率為11.5的正弦曲線組成的一和弦。

圖46繪示使用內插間隙填充產(chǎn)生由具有相對彼此呈不規(guī)則比率(1.873)的頻率的正弦曲線組成的和弦。

圖47繪示在改變參考電流αIref的同時使用脈沖寬度調變產(chǎn)生正弦曲線。

圖48繪示用于驅動LED串的先前技術數(shù)字脈沖電路可如何重新用于正弦波形的合成。

圖49繪示依據(jù)用于照明LED的正弦電流的振幅、頻率及DC分量而變化可以光療治療的各種生理結構及狀況。

具體實施方式

合成型樣的諧波頻譜

如先前所描述，在先前技術光療中在指定頻率下光的脈沖施加是基于在減少疼痛及治愈組織方面脈沖激光光比連續(xù)光更好地起作用的經(jīng)驗性證據(jù)及醫(yī)生的觀察報告。如先前所陳述，雖然此總結論看似可信，但關于哪些數(shù)字脈沖產(chǎn)生最佳結果及最高治療功效尚未達成共識。至今，激光光療的研究并未考慮任意波形(諸如正弦波、斜波、鋸齒波形等)而是受限于連續(xù)波激光操作(CW)與脈沖波(PW)(即，方波)激光操作之間的直接比較，有可能此是因為大多數(shù)激光是經(jīng)設計以僅借由以數(shù)字方式接通脈沖或關斷脈沖而操作。選取所使用的脈沖率以在接近特定、憑經(jīng)驗觀察的光生物過程的時間常數(shù)的速率下(即，在低于20kHz的音訊范圍中)操作。

在此等研究中，實驗者報告數(shù)字脈沖率且錯誤地假定用于調變光的此方波脈沖頻率是存在于測試中的唯一頻率。然而，從傅立葉的通信理論、物理學、電磁學及數(shù)學熟知數(shù)字脈沖并非僅呈現(xiàn)數(shù)字脈沖頻率，而且事實上呈現(xiàn)一完整頻譜。因此，雖然假定在一固定時鐘率下操作的數(shù)字脈沖既發(fā)射又傳導僅單一頻率(即，基本切換頻率)可能看似合理，但事實上此不言而喻的真理是錯誤的。

事實上，開關式數(shù)字系統(tǒng)中的諧波含量在能量及諧波所污染的頻譜兩方面可皆為顯著的，一些諧波在高出基本頻率若干數(shù)量級的頻率下發(fā)生。在電磁學中，此等諧波常常是造成不需要的經(jīng)傳導及輻射噪聲的原因，潛在地不利地影響電路操作可靠性。在較高頻率下，已知此等諧波產(chǎn)生輻射至周圍環(huán)境中的電磁干擾或EMI。

數(shù)學分析揭露數(shù)字開關式轉變的速度(連同任何可能振鈴或過沖)判定波形的所產(chǎn)生的諧波頻譜。在光療系統(tǒng)中所使用的電力電子系統(tǒng)(諸如LED或激光驅動器)中，問題是由此等應用中所遞送的高電流、大電壓及高電力復合而成，此是因為更多能量受到控制。事實上，除非準確地記錄數(shù)字脈沖串的精確上升時間及下降時間，否則由該脈沖串所引起的頻譜是未知的。

可在數(shù)學上最佳理解此等非預期頻率的起源及量值。可在「時域」(即，其中時間是量測及引用任何事物所藉助的關鍵變量)或替代性地在「頻域」(其中將每個時間相依波形或函數(shù)視為正弦振蕩頻率的總和)中執(zhí)行任何物理系統(tǒng)或電路的分析。在工程設計中，可互換使用時域及頻域，本質上是因為一些問題在時域中更易于解決且另一些問題是根據(jù)頻率而較佳地分析。

運行時間與頻率之間的此轉變的方法是基于法國數(shù)學家及物理學家約瑟夫·傅立葉的18世紀貢獻，其揭露廣義函數(shù)可由通常為正弦波形及余弦波形(余弦可被視為相移90°的正弦波)的更簡單三角函數(shù)的總和所表示。方法論是雙向的，即，傅立葉分析包括將一函數(shù)分解或「變換」成其較簡單元素，或相反地，由此等較簡單元素合成一函數(shù)。在工程設計行話中，術語「傅立葉分析」是用于意謂兩種操作的研究及應用。

連續(xù)傅立葉變換是指將連續(xù)實自變量變換成連續(xù)頻率分布或反之亦然。理論上，連續(xù)傅立葉變換將時變波形轉換成等效的精確頻域的能力需要加總具有變化頻率的無限數(shù)目個正弦波及針對無限時間段取樣時間相依波形。此變換的實例是展示于圖9A中，其中圖表g(t)繪示重復時間相依波形118。借由圖標G(f)展示等效頻域頻譜，該圖表G(f)繪示簡單方波導致具有集中于基本頻率f＝0周圍的變化量值的頻率的連續(xù)頻譜119。

當然，針對無限時間獲取數(shù)據(jù)樣本及加總無限數(shù)目個正弦波皆為理想化的不可能的事。然而，在數(shù)學及控制理論中，字詞「無限」可被安全地轉化成一「非常大數(shù)目」，或甚至更實際地在工程設計中意謂「相較于經(jīng)分析的內容的較大數(shù)目」。有限數(shù)目個「離散」正弦曲線的級數(shù)總和之此一近似是稱為離散傅立葉變換或「傅立葉級數(shù)」。實務上，量測2至5個周期的規(guī)則重復時域波形可用具有變化頻率的少于50個正弦曲線的總和非常準確地模擬。此外，在其中原始時域波形是簡單、有規(guī)則且重復達延長持續(xù)時間的情況中，可借由僅加總少數(shù)正弦曲線而發(fā)生合理近似。

此原理是繪示于圖9B中的使用離散傅立葉變換方法的信號量值(在此情況中為LED電流)對近似方波117的四種不同情況中的時間的圖表中。在所展示的該四種情況中，用于該變換的正弦波的數(shù)目K從K＝1變化至K＝49。明顯地，在K＝1的情況中，單一正弦曲線波120僅依稀類似于方波117。當用于變換中的具有變化頻率的正弦波的數(shù)目增加至K＝5時，所得重建波形121及其與方波117的匹配顯著改良。在K＝11時，波形121的匹配非常密切地追蹤原始波形117，而在K＝49時，變換重建及原始波形是幾乎不可區(qū)分，除了在轉變邊緣的小的過沖122。

接著，通過傅立葉分析，物理學家可借由察看構成組件及各組件中存在的能量的量來觀察哪些頻率存在于任何時變系統(tǒng)或電路中。此原理是在圖9C的圖表中進行例證，圖9C的圖表展示包括150Hz方波的電力電路中的電流的經(jīng)量測頻譜分量。借由采用實時分析算法的量測裝置來執(zhí)行稱為FFT或快速傅立葉變換的傅立葉變換，以從最小數(shù)據(jù)樣本估計經(jīng)量測頻譜。如借由尖波125所展示，基本脈沖頻率是處于150Hz且具有1.2A的振幅。該基本頻率伴隨有處于450Hz、750Hz、1050Hz及1350Hz的系列諧波，該等諧波對應于該基本頻率的第3諧波、第5諧波、第7諧波及第9諧波。該第9諧波127具有恰進入kHz范圍中的一頻率，盡管具有低基本脈沖率。又，應注意，第3諧波126是造成波形中的0.3A電流的原因，該電流是在系統(tǒng)中流動的很大一部分電流。如所展示，電路亦包含電流128的2.5A DC分量，即，在0Hz的一頻率下。穩(wěn)定DC分量并不促成頻譜分布且可在傅立葉分析中被忽略。

圖9D繪示FFT的另一實例，此次是依據(jù)以分貝(dB)為單位進行量測的信號振幅而變化。如所展示，1kHz基本頻率130伴隨有3kHz的相當大的第3諧波131且包含高于–30dB超出20kHz的頻譜比重132。相比而言，圖9E繪示具有250Hz的基本頻率135、75Hz的第3諧波136及3750Hz的第15諧波137的250Hz方波的不太理想樣子的FFT輸出。各顯著頻率周圍的波瓣138及該頻率的不準確度可經(jīng)引起為兩種現(xiàn)象，可能具有信號自身中的抖動的基于小及不足時間的樣本量測，或并未在正規(guī)示波器波形中出現(xiàn)但使該波形失真的高頻率快速瞬時的存在。在此情況中，如在所展示的每個先前實例中，方波(即，重復數(shù)字脈沖)的FFT僅呈現(xiàn)基本頻率的奇次諧波。

方波或數(shù)字脈沖串的行為是在圖9F中所展示的方波的離散傅立葉變換計算中進行概述，其中基本頻率140僅伴隨有對應于第3諧波、第5諧波、第7諧波、…、第19諧波的奇次諧波141、142、143…144?；绢l率f1的全部偶次諧波145并不攜載任何能量，意謂其等傅立葉系數(shù)為零，即，其等并不存在。若y軸亦表示基本頻率及各諧波分量的累積電流或能量，則假定總電流存在于前20個諧波中且濾出全部其他諧波，則基本頻率單獨表示如借由曲線146所展示的總電流的僅47％。此意謂少于一半的電流是在所要頻率下振蕩。包含第3諧波141，總電流是63％，而添加第5諧波及第7諧波使含量分別增加至72％及79％。

雖然偶次諧波(例如，第2諧波、第4諧波、第6諧波、…、第2n諧波)趨于加強其等基本頻率，但眾所周知奇次諧波趨于彼此干擾(即，對抗)。在音訊頻譜中，舉例而言，真空管放大器產(chǎn)生偶次諧波失真，對于人耳而言聽上去良好的聲音。另一方面，雙極晶體管產(chǎn)生在音訊頻譜中的產(chǎn)生刺耳令人不舒服的聲音、浪費能量的彼此干擾的奇次諧波。無論此等頻率是否激發(fā)音頻膜(例如，揚聲器變頻器、麥克風變頻器或人耳鼓膜)，或其等是否激發(fā)分子或群組分子，結果皆是相同的，即，偶次諧波的有序振蕩呈現(xiàn)強化該等振蕩的建設性干擾，而奇次諧波的競爭性的隨機振蕩導致顯示破壞性波干擾的隨機且甚至時變波形，產(chǎn)生一系統(tǒng)中的不穩(wěn)定的無效能量耦合，且有時甚至引起該系統(tǒng)中的不穩(wěn)定狀況。

在可吸收及暫時儲存能量接著以動力釋放該能量的任何物理系統(tǒng)中情況就是如此。然而，為理解所激發(fā)的此物理系統(tǒng)與頻譜的交互作用，必須考慮振蕩行為及共振的概念。其后，可更透徹地考慮遵循相同物理定律的化學及生物系統(tǒng)的行為。

振蕩及共振的原理

在能夠顯示動能(即，運動能量)及位能(即，經(jīng)儲存能量)兩者的任何物理系統(tǒng)中，存在振蕩行為及「共振」的能力。當能量從位能的形式重復轉移至另一形式中時振蕩發(fā)生。在機械實例中，彈簧的壓縮及伸展表示振蕩系統(tǒng)，其中該彈簧的張力表示經(jīng)儲存的能量且其中擺動門表示運動的動能及導致能量損耗的其相關聯(lián)摩擦力。類似實例是鐘擺或在一秋千中擺動的兒童，每當在各弧的頂部停止(其中動能為零且位能為最大值)且接著在秋千到達其弧的底部時回落至地面(其中位能處于其最小值且秋千的動能處于其最大值)。在此實例中，位能是儲存于歸因于重力的力中。類似現(xiàn)象在對風及地震震動敏感的建筑物及橋梁中發(fā)生。每當對象振蕩時摩擦力移除一些能量且系統(tǒng)損耗其總能量。除非補充該能量，否則系統(tǒng)將最終損耗其全部能量且停止振蕩。

振蕩行為的機制亦顯示于具有磁性及電容性組件的電路中，其中能量可儲存于磁場或電場或其等的某組合中。電感性及電容性組件中的電流及電壓是本質上異相且一旦經(jīng)供能，即自發(fā)振蕩，其中經(jīng)儲存能量從電感器重新分布至電容器，或反之亦然。在振蕩期間，無論電流何時在能量儲存組件之間流動，系統(tǒng)的一些能量由于電阻而作為熱量損耗。

然而，在足夠高的振蕩頻率下，電場及磁場可不再包含在電路組件中。所得電磁場作為電磁「行進」波(亦稱為電磁輻射或EMR)傳播通過空間。取決于振蕩頻率，EMR可包括無線電波、微波、紅外輻射、光、紫外光、X射線或伽馬射線。在空間真空中EMR可無限行進。相比之下，對于行進通過物質的任何EMR，波逐漸減弱且能量在其行進時以類似于歸因于機械系統(tǒng)中的摩擦力的能量損耗或歸因于電路中的電阻的損耗的一方式損耗。

在能夠呈現(xiàn)振蕩行為的任何系統(tǒng)中，何時將能量賦予至系統(tǒng)中的時序判定其響應。在秋千實例中，若成年人在秋千已完全返回至其高度的頂點時推動該秋千，則推力將對抗該秋千的擺動運動起作用且減小該擺動運動的能量以降低該秋千在其下一循環(huán)所到達的最大高度。太早推動的動作阻礙或干擾該秋千的動作且可稱為破壞性干擾。相反地，若該成年人等待直至秋千到達其中該秋千反向的其峰值高度之后，在該時間推動會將能量賦予至該秋千中且加強振蕩使該秋千在其下一振蕩循環(huán)到達一更高高度。恰在適當時間推動藉此加強秋千的運動的動作可稱為建設性干擾。若恰在適當時刻循環(huán)進行推動，則秋千將隨各循環(huán)而達到更高且來自適當時間推動的益處最大化至秋千的振蕩中的能量轉移。該秋千被認為是在接近其「共振」頻率下振蕩。

在電系統(tǒng)中情況亦是如此。在一系統(tǒng)RLC振蕩電路或RLC「諧振」中，能量在電感器L與電容器C之間來回「晃動」(因此隱喻為在一「水槽」中來回晃動的水)。若驅動網(wǎng)絡的能量的振蕩源(諸如AC電壓源)以接近值1/SQRT(LC)的頻率振蕩，則該等振蕩將達到其等最大量值且從該AC電壓源耦合至諧振電路中的能量將為最大。電阻R的存在引起該諧振電路中的能量損耗。低于或高于共振頻率的任何激發(fā)頻率與在共振頻率下相比將使能量較低效率地耦合至電路中。

為更好地預想此行為，激發(fā)振蕩諧振電路的振蕩電壓源的頻率是從低于共振的低頻率開始掃掠直至且持續(xù)增加至較高值。在非常低頻率(接近DC)下，諧振電路可能不作出任何反應。隨著頻率斜升，能量耦合至系統(tǒng)中且電流開始在電感器與電容器之間振蕩。隨著驅動頻率持續(xù)增大，諧振對于激發(fā)的響應及振蕩的對應量值將增長，首先穩(wěn)定地增長且接著在接近共振頻率時迅速增長。當驅動電壓源達到電路的共振頻率時，振蕩將擊中其等峰值及最有效能量轉移。使頻率繼續(xù)斜升超過共振頻率將減小振蕩的量值。

雖然所引用的實例描述具有單一共振頻率的系統(tǒng)，但一系統(tǒng)時常含有更多個能量儲存組件、條件或機構且可因此呈現(xiàn)兩個或更多個自然共振頻率。具有兩個共振頻率的系統(tǒng)的實例在圖10的圖表中展示為振蕩G(f)在y軸上的量值及在x軸上具有頻率f的一圖。如所展示，響應曲線151包含在頻率f1處的較低頻率共振峰值152及在頻率f2處的第二較高頻率共振峰值153。如所展示，共振峰值152在量值上大于共振峰值153且在頻率上寬于共振頻率153，該共振峰值153呈現(xiàn)一較低量值及對頻率的較強靈敏度。系統(tǒng)在兩個共振峰值之間的響應的量值從未達到零，此意謂能量儲存組件的整個系統(tǒng)是在該等激發(fā)頻率下交互作用。

因此使用先前分析方法，從低頻率至高頻率掃掠單一AC電壓源將描繪出曲線151，該曲線151以G(f)中的增長開始直至達到頻率f1處的共振峰值152接著下降且在一較低量值下變平直至響應在驅動頻率接近f2及共振峰值153時再次增長，超出該f2及該共振峰值153時回應下降。在許多例項中，物理系統(tǒng)包含由于其等從未在正常條件下激發(fā)而從未被觀察到的共振峰值。此行為的經(jīng)典實例是建筑物，其在風中以固定頻率無害地搖動但在地震中以較低頻率嚴重共振從而導致建筑物倒塌。因此在任何振蕩系統(tǒng)中，若并不知道共振頻率，則難以分析系統(tǒng)對激發(fā)(尤其無意識激發(fā))的響應。

甚至更糟的是，若提供激發(fā)本身的能量源包含一寬且未知的頻譜，則難以預測、理解或甚至解譯系統(tǒng)的響應。此是關于具有多個共振頻率的振蕩系統(tǒng)的數(shù)字脈沖激發(fā)的問題。因為各數(shù)字脈沖產(chǎn)生基本頻率及諧波頻譜，所以各種頻率可刺激未知、不需要或甚至潛在有害的諧波。

在其他情況中，可期望有意地刺激若干特定共振頻率而非其他共振頻率。在此等情況中，數(shù)字脈沖亦非所要的，此是因為諧波涵蓋頻率范圍且可刺激不需要的共振。在理想狀況下，則在此等境況中在兩個目標頻率下(即，在頻率f1及f2下)產(chǎn)生振蕩是較佳的。不幸的是，即使忽略諧波問題，用以在所要頻率下或接近所要頻率下產(chǎn)生脈沖的數(shù)字脈沖控制的另一限制亦在于，基本激發(fā)頻率本質上是單聲道的，即，包括單頻率、音調或音符。

例如，如圖11中所展示，若一系統(tǒng)連續(xù)產(chǎn)生60Hz的數(shù)字脈沖155，且接著吾人增加第二系列的數(shù)字脈沖155于原始60Hz脈沖156的頂部上且將其同步至該脈沖156的120Hz，則所得波形193是與120Hz的數(shù)字脈沖157相同，不具有60Hz分量。此意謂對于偶數(shù)倍的同步數(shù)字脈沖，僅顯示最高頻率倍數(shù)。本質上，當使用以所要頻率或接近所要頻率調變的數(shù)字脈沖時，僅可激發(fā)具有單一基本頻率的電路或能量轉換裝置(諸如激光或LED)，因此不可能使用現(xiàn)今光療設備中所使用的數(shù)字技術及方法同時產(chǎn)生和弦或多個頻率。

脈沖光療的限制

綜上所述，傅立葉分析揭露，使用數(shù)字脈沖來控制電負載(諸如用于光療系統(tǒng)中的LED或激光)的亮度及型樣頻率導致遠超出用于對能量轉換裝置施加脈沖的基本頻率的頻譜的頻譜。包括奇次諧波的所得諧波頻譜浪費能量且潛在地損及光療裝置敏銳控制及遞送針對電子電路或在能量轉換裝置(諸如激光或LED)中的特定所要操作頻率的能力。

將振蕩及共振的原理應用于LED或激光光的光療、數(shù)字調變導致以不受控制方式潛在激發(fā)各種化學及光生物過程的寬帶譜。因為并不準確地知道啟動治愈過程中的特定化學反應所需的頻率，所以用不受控制的諧波頻譜刺激組織致使關鍵有益頻率的識別及隔離以及治療功效的系統(tǒng)改良不可能。

連同源于未經(jīng)充分報告的測試條件的不明確性，在光療實驗期間由對光源施加方波脈沖所引起的諧波頻譜污染表示至少部分造成在嘗試優(yōu)化脈沖波光療的公開研究中經(jīng)觀察報告的相沖突結果及不一致功效的不受控制的變量。假定大多數(shù)光生物過程發(fā)生于音訊頻譜中，即，低于20kHz，則分析展示來自脈沖操作的頻譜污染的影響在較低數(shù)字脈沖頻率下更糟，此是因為更顯著產(chǎn)生的不需要的諧波頻譜與對光生物刺激敏感的頻率重迭且影響該等頻率。

例如，292Hz方波脈沖的諧波頻譜污染大部分的音訊頻譜，而從5kHz方波脈沖產(chǎn)生的大量諧波發(fā)生于超音波范圍中(即，>20kHz)且超出細胞對此等快速頻率作出反應的能力。

為了詳細說明這一點，圖12A以圖形方式使292Hz數(shù)字脈沖的諧波含量與292Hz的純音(即，D的第四個八音度(或D4)及偶數(shù)倍的此頻率)的諧波含量進行對比，如由Nogier對治愈的研究所介紹。使用純音，292Hz的基本頻率161在與音頻頻譜163中的其他諧波倍的D(例如在584Hz、1,168Hz、2,336Hz及4,672Hz的對應頻率下的D5、D6、D7及D8)混合時將呈現(xiàn)建設性干擾及經(jīng)改良能量轉移。代替性地，292Hz重復數(shù)字脈沖162導致包括876Hz、1,460Hz、2,044Hz、2,628Hz、3,212Hz、3,796Hz、4,380Hz等等的第3、第5、第7、第9、第11、第13、第15、…、諧波頻率的奇次諧波164，該等諧波頻率中沒有一個頻率甚至遠程匹配由生理學研究介紹的偶次諧波頻率。代替性地，借由292Hz數(shù)字脈沖162產(chǎn)生的奇次諧波164的所得頻譜內容污染大部分音訊頻譜，其中與許多生化過程的不利或不良交互作用可能發(fā)生且干擾所要光生物調節(jié)。

雖然數(shù)字脈沖產(chǎn)生不需要的諧波，但并非全部脈沖頻率應對生物過程及光生物調節(jié)產(chǎn)生同樣顯著影響。圖12B使4,672Hz數(shù)字脈沖172及其所產(chǎn)生的奇次諧波174與D在第八個八音度171中的亦具有4,672Hz的頻率的純音(即，D8)及該純音D8的偶次諧波173進行對比。明確言之，如表格176所示，D在第八個八音度171中的純音包含偶數(shù)倍的此頻率，分別為在其中發(fā)生大部分光生物調節(jié)的音訊范圍中的處于9,344Hz及18,688Hz的D9及D10。相比而言，在37,376Hz，音符D11是在超音波頻譜中，借由線175所繪示的頻率的音符范圍，其太高以致不能被聽到且對于大多數(shù)細胞或組織而言不能作出化學反應。此圖表的關鍵點在于，盡管事實為4,672Hz數(shù)字脈沖172導致奇次諧波174的整個頻譜，然僅一單諧波(處于14,016Hz的第3諧波177)落在音訊頻譜中且低于借由線175指定的頻率。全部其他諧波對于大多數(shù)組織而言頻率太高以致不能作出顯著響應或反應。

綜上所述，由數(shù)字脈沖所引起的頻譜污染是在較低頻率下更顯著，此是因為超出5kHz脈沖率，發(fā)生的大多數(shù)不需要的奇次諧波是超出音頻頻率范圍且所處頻率太高以致不會不利影響有益光生物調節(jié)的超音波。

又，除產(chǎn)生非所要諧波以外，使用在所要頻率范圍中的脈沖的數(shù)字激發(fā)型樣控制激光或LED數(shù)組不能夠同時產(chǎn)生和弦或多個頻率，藉此限制光療裝置控制或優(yōu)化至細胞、組織或器官中的能量耦合的潛力。

所需要的是用以控制激光或LED數(shù)組的激發(fā)型樣操作以在不具有來自不需要及不受控制的諧波(尤其污染音訊頻譜的諧波，即，低于20kHz的諧波)的頻譜污染的情況下合成特定所要頻率或頻率群組(和弦)的方法。

透過諧波控制改良光生物調節(jié)

為在光療治療(低位準光療法或LLLT)期間提供對光生物調節(jié)的完全控制，本文中所描述的所揭示系統(tǒng)能夠系統(tǒng)地驅動具有用戶可選擇的任意波形(及任意序列的波形)的若干數(shù)組的各種波長LED或激光，該等波形包括連續(xù)及時變調變型樣、頻率及工作因子、無不需要的諧波或頻譜污染。時變波形包括數(shù)字脈沖、正弦曲線、脈沖正弦曲線、連續(xù)操作及用戶定義的波形及數(shù)學函數(shù)。

此加強控制的目標是借由調整裝置操作以同步至特定于細胞、組織、器官及生理系統(tǒng)的特定生物過程的自然頻率來改良治療功效。借由對能量遞送定時及控制其頻率及諧波，可提高組織特異性。為確定此等操作參數(shù)，必須首先考慮光生物調節(jié)的頻率相依性的生化及細胞學起源，以現(xiàn)今知識及可用技術文獻開始。

光生物調節(jié)頻率相依性的起源

光生物調節(jié)的頻率相依性及其對光療功效的影響是與活細胞、組織、器官及生理系統(tǒng)內的物理機制有關。

根據(jù)先前引用的論文，2010年8月出版于《Lasers Surg.Med.》中第42(6)卷，第450頁至466頁的「Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy」，「若存在對脈沖光的改良效應的生物解釋，則其是歸因于存在于生物系統(tǒng)中在數(shù)十至數(shù)百Hz的范圍中的某基本頻率，或替代性地歸因于具有數(shù)毫秒之一時間標度的某生物過程。」

此論文引用發(fā)生于活體內的各種自然頻率，包含識別四個相異類別的腦波(即，8Hz至13Hz的α波、14Hz至40Hz的β波、1Hz至3Hz的δ波及4Hz至7Hz的θ波)的腦電圖描記法研究。此各種波是在不同條件或睡眠、休息、冥想、視覺及認知心理活動期間存在且受疾病、腦震蕩及外傷性腦損傷及年齡影響。作者猜測「在光脈沖的頻率與腦波的頻率之間發(fā)生的共振的可能性可解釋關于使用脈沖光的經(jīng)顱LLLT的一些結果」。

有關心電圖信號及心臟功能的調節(jié)已由其他作者進行類似觀察。靜止心率通常每分鐘發(fā)生心跳60次至100次，或大致1Hz至2Hz，此取決于人的年齡及健康狀況。腸內的蠕動收縮可以亞1Hz頻率發(fā)生。此等系統(tǒng)及其等最佳響應條件并不表示簡單化學或電反應率，此是因為其等操作為一般而言本質上為電化學的具有其等自身時間調節(jié)的時鐘系統(tǒng)。例如，通過電化學過程，鉀密切參與設定人類心臟的自然脈沖率。

存在于細胞內且潛在負責光調變頻率相依性的另一完全不同類別的機制看似與化學或離子反應率及離子傳輸有關。Hashmi等人的論文繼續(xù)寫到，「用于打開及關閉離子通道的時間標度系數(shù)毫秒等級」，其中經(jīng)引用的引文具有在0.1毫秒至100毫秒的范圍中(即，100Hz至10Hz)的用于離子通道的時間常數(shù)，在線粒體中包含鉀離子信道及鈣離子信道。其他論文表明，對肌肉細胞提供支架的肌纖維膜、脂質雙層細胞質膜亦可負責光生物調節(jié)頻率相依性，此是因為此等膜常常用作離子泵。

在細胞層級上，負責光調變頻率相依性的另一機制是來自在細胞色素c氧化酶(CCO)中找到的蛋白質結合位點(血紅素或銅)的氧化氮(NO)的光解離。CCO充當提供負回饋及NO調節(jié)的NO清除劑分子。如先前參考圖2所描述，在存在光生物調節(jié)的情況中，僅在經(jīng)歷光療之處，大概僅在病變或受傷組織的區(qū)域中釋放NO。假設發(fā)生脈沖光療的經(jīng)觀察益處的原因在于，脈沖光可觸發(fā)多個光解離事件，而在連續(xù)波(CW)模式中NO的釋放將在一較低固定率下穩(wěn)定，使NO釋放與NO重新附著的相反反應平衡。

圖13示意性地概述光生物調節(jié)的物理機制。如所展示，光子190是借由分子191吸收且與該分子191交互作用以形成或斷開新鍵。照射光的能量取決于其如借由愛因斯坦關系式E＝hc/λ或為方便起見借由關系式E＝1.24eV-μm/λ給定的波長，其中λ是以μm為單位進行量測。對于650nm紅光而言，每光子E＝1.91eV而對于950nm NIR光而言E＝1.31eV。雖然包含氫、離子的大多數(shù)化學鍵及大多數(shù)共價鍵在從0.2eV至10eV的鍵能量范圍中，但從光子的能量形成或斷開化學鍵是因以下事實而變得復雜：分子且尤其晶體包括具有共同起作用的許多鍵的原子群組，意謂斷開單鍵并不一定引發(fā)一鍵變換。此外，取決于反應，多個能量源及酶可協(xié)助光子引發(fā)化學變換。例如，單一ATP分子可釋放高達0.6eV的能量，藉此有助于單獨或共同地協(xié)助對光化反應供給燃料。

分子191的光生物調節(jié)的結果可在若干機制(即，電傳導192、化學變換193、離子傳導194或熱振動195)中顯示其自身。在離子化期間的自由電子192的釋放描述光生物調節(jié)的純粹電組件。以時間常數(shù)τe發(fā)生的電子傳輸是相對較快且能夠響應于從kHz至高達數(shù)十kHz的刺激。透過電子發(fā)射及電子傳輸引發(fā)電傳導的光生物調節(jié)可稱為生物光電傳導。

具有各自時間常數(shù)τc及τQ的化學轉變193以及離子電傳導194是較慢的，從而回應于在10Hz至1kHz的范圍中的光生物調節(jié)?；瘜W過程是復雜的，涉及受影響分子198的結構變換，其化學反應性及其儲存位能(PE)相應改變。離子過程194明顯比簡單電子192傳導要慢，此是因為傳導離子197時常為借由擴散(其借由濃度梯度dNq/dx驅動)或借由電傳導(其借由細胞內及細胞間電場感應力qE驅動)的大分子傳導，該等電場是由于空間上不均勻分布的離子而存在。透過離子傳輸引發(fā)電傳導的光生物調節(jié)可稱為生物光離子傳導。類似地，引發(fā)分子的結構變換的光生物調節(jié)可稱為生物光化學變換。

其他機制(熱振動195)是熱量擴散，其是借由經(jīng)典動能或借由經(jīng)量化的光子傳導而進行，此引起分子196在能量逸出光激發(fā)的分子且熱擴散至其相鄰分子中時相較于其等周圍環(huán)境以經(jīng)提高位準振動?？缃M織散布的瞬時熱效應、振動可以1Hz至10Hz的速率發(fā)生，而穩(wěn)定狀態(tài)傳導可花費數(shù)分鐘穩(wěn)定，即，響應于亞Hz頻率。熱振動是光生物調節(jié)中的另一重要機制，此是因為熱激發(fā)借由引起交互作用的離子及分子更頻繁及更快速地碰撞彼此來提高反應率，此是攪拌溶液中的反應化學物的分子版本。引發(fā)熱量在分子之間及分子中擴散的光生物調節(jié)可稱為「生物光熱」傳導或熱振動。

頻率相依的光生物調節(jié)由此等物理過程與傳入光子的調變頻率或脈沖頻率交互作用所引起。當數(shù)字脈沖率或光調變頻率比物理過程響應于其的能力快時發(fā)生過度刺激。在此等情況中，減小響應，此是因為細胞或分子無法與刺激同步。此情況是類似于繁忙的高速公路，其中入口匝道流量控制燈卡住，致使愈來愈多的汽車堵塞在高速公路上直至沒有一輛汽車能夠移動。當數(shù)字脈沖率或光調變頻率遠慢于細胞吸收其的能力時發(fā)生不足刺激，在此情況中發(fā)生較少光生物調節(jié)或未發(fā)生光生物調節(jié)。此狀況是類似于高速公路，其流量控制燈幾乎不容許任何一輛汽車進入高速公路上，具有類似于沒有一輛汽車到達任何地方的結果。僅當光生物調節(jié)頻率匹配系統(tǒng)的自然響應頻率時存在最佳結果及有效能量轉移。例如，若高速公路上的流量控制燈被正確定時，則最佳數(shù)目輛汽車將填充高速公路且在還未開始交通阻塞的情況下迅速行進至其等目的地。

如詳細說明，在太低頻率下的不足刺激及在太高頻率下的過度刺激導致減弱的光生物調節(jié)響應，且僅在以上兩個頻率之間，即在最佳脈沖率或激發(fā)頻率下方可最大化光生物調節(jié)響應及光療功效。在特定頻率下發(fā)生的此峰值響應條件看似非常類似于圖10的共振曲線，尤其因為先前分析揭露多個時間常數(shù)存在于任何細胞、組織或器官中，各時間常數(shù)經(jīng)優(yōu)化以引發(fā)特定電、離子、化學及熱機制。

因此，各種峰值響應條件可稱為生物共振，即使該機構可能并不如在上文所描述的真實共振系統(tǒng)中般涉及能量儲存及定時釋放。能夠以不受頻譜污染的控制方式刺激此等選擇共振頻率是關鍵的，尤其在避免引起破壞性干擾及功效損耗的頻率的無意產(chǎn)生方面。此外，使用現(xiàn)今基于數(shù)字脈沖的光療系統(tǒng)同時援用多個生物共振機制是不可能的。本文中所描述的所揭示的新的電子驅動系統(tǒng)包括用于實現(xiàn)用于光療的LED或激光光的正弦驅動及任意波形合成的發(fā)明性設備及新穎方法兩者，其等在先前技術中不可用或甚至未經(jīng)建議。

用于光療的波形合成系統(tǒng)

用于驅動具有經(jīng)控制頻率及諧波的LED及激光二極管的關鍵組件是用于產(chǎn)生裝置的波形、型樣及驅動條件的電路及算法。雖然以下描述詳細說明用以驅動多個串聯(lián)連接的LED串的數(shù)組的構件，但相同電路可經(jīng)調適以驅動一或多個半導體激光。

因為LED的光輸出取決于其電流且因為其亮度與在傳導期間跨該LED存在的正向電壓甚少相關，所以使用經(jīng)控制的恒定源(及電流槽)而非恒定電壓驅動是較佳的。例如，若一串聯(lián)連接的LED串是借由透過一串聯(lián)電阻器連接的電壓源供電，則該LED電流ILED將不可避免地隨著全部LED的總串聯(lián)正向電壓降Vf而改變。若電源供應電壓+VLED是高于LED串的正向電壓降Vf，即+VLED>Vf，則LED電流ILED是借由串聯(lián)關系式ILED＝(+VLED–Vf)/R給定，該關系式繪示LED電壓的任何變化將導致LED電流的變化且因此LED亮度的變化。因為不能準確地控制或匹配LED電壓，所以除非各LED串包括具有匹配的總電壓的經(jīng)分類LED，否則任何給定LED串將總是比下LED串亮或暗。

圖14繪示控制通過一串聯(lián)連接的LED串205a的電流的電流槽的兩個等效表示200a及200b。在示意圖200a中，電流槽201a表示理想化電流控制裝置，其中感測及回饋經(jīng)設計以維持LED串205a中的指定電流ILEDa。如所展示，該LED串205a包括「m」個陽極至陰極串聯(lián)連接的LED，其中m是數(shù)學變量且并不意欲表示英文字母表的第13個字母。示意性組件199a表示來自感測電流ILEDa的值的回饋且使用回饋來確保即使跨電流槽201a的電壓改變電流亦保持恒定。

當導電時LED電流ILEDa的值是與借由低電壓電流源202a設定的模擬輸入電流αIref成比例。當電流槽201a不導電時，即，當并未啟用電流源202a時，跨LED的電壓是最小且跨電流槽201a支持的電壓接近值+VLED，相較于通常為3V至5V的較低電壓+Vlogic，該值+VLED是相對較高電壓(例如，40V)。電流槽201a可透過其的連接至數(shù)字合成器203a的標記為「Enable」的數(shù)字啟用接針而以數(shù)字方式觸發(fā)接通或關斷，即，導電或不導電。注意，下標「a」表示關于驅動一LED襯墊中的分離串聯(lián)連接的LED串的多個信道之一者。LED襯墊可含有許多獨立控制的LED串，即，LED輸出通道a、b、c、…、n，其中「n」是表示通道數(shù)目的數(shù)學變量且并非為英文字母表的第14個字母。

在示意性電路200b中，「m」個LED的串聯(lián)連接是由單一LED用符號取代，其中在裝置內部中具有數(shù)字「m」且跨該LED標記電壓+Vfa。如所展示，進一步詳細說明電流槽201a，其展示包括驅動高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的模擬回饋電路。在操作中，金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a在電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極上提供電壓，容許電流ILEDa流動通過含在金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a內的感測電路至接地。接著，比較此電流與多倍的借由低電壓電流源202a設定的模擬輸入電流αIref，且電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管216a上的柵極電壓借由金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a內的電路自動調整直至電流αIref及ILEDa匹配且ILEDa處于其所要值。由于其模擬閉合回路電路，來自金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的回饋是幾乎瞬時的，以波動電壓及來自電流源202a的參考電流輸入的經(jīng)方法化變化動態(tài)調整。

來自電流源202a的參考電流αIref可借由固定、時變或可調整參考電壓及針對準確度經(jīng)微調以將精確電壓轉換成精確參考電流的串聯(lián)電阻器來實現(xiàn)。準確電壓源可包括固定值齊納(Zener)二極管或帶隙電壓、電壓受控的振蕩器(VCO)或促進從電流源202a輸出的模擬電流值的數(shù)字控制的數(shù)字轉模擬轉換器(DAC)。從數(shù)字合成器203a輸出的數(shù)字脈沖可借由計數(shù)器及時鐘電路、借由可方法化邏輯數(shù)組(PLA)或借由執(zhí)行韌體或軟件指令的微處理器來實現(xiàn)。

前述電路的一些實施方案是描述于先前引用的相關美國申請案第14/073,371號中。其他例示性及新穎模擬、數(shù)字及混合模式的電路在本文中將稍后包含于本申請案中。

圖15繪示可借由所描述的驅動器電路合成的多種多樣的波形。如所展示，圖表240a繪示包括從數(shù)字合成器203a輸出的數(shù)字啟用信號及從電流源202a輸出的參考電流αIref的電流槽201a的輸入波形。圖表240b繪示所得LED電流傳導波形，為了便于比較其具有相同于圖表240a所包含的時間參考t1、t2等。所產(chǎn)生的波形是實例，并不旨在暗指嘗試避免光療系統(tǒng)中的非所要諧波的任何特定操作條件，但僅旨在繪示數(shù)字脈沖施加與模擬電流控制的組合提供對LED激發(fā)的幾乎無限控制。

如圖表240a中所展示，數(shù)字啟用信號包括線段241至245，且參考電流αIref包括曲線251至258。在圖表240b中的LED電流的對應輸出中，借由曲線260至269繪示瞬時LED電流，而在適用的情況下借由憑借線段271至275所展示的虛線表示平均LED電流。

為理解LED激發(fā)的模擬控制與數(shù)字控制之間的交互作用，吾人將在各對應時間間隔中比較兩個圖表。明確言之，在時間t1之前，啟用信號241是處于邏輯零且參考電流251是在某標稱值αIref下(例如，在對應于20mA的ILEDa輸出電流的輸入電流下)施加偏壓。因為數(shù)字啟用信號241是處于邏輯零，所以LED電流260是處于零且盡管參考電流αIref的非零值，LED串仍保持關斷。

在時間t1與t2之間數(shù)字啟用信號242從邏輯零狀態(tài)跳轉至邏輯1狀態(tài)而參考電流251的值仍在αIref的值下(例如，在20mA至30mA下)施加偏壓。因此，LED電流261跳轉至參考電流251的值。LED傳導在時間t1處的關斷至接通轉變繪示以數(shù)字方式「觸發(fā)」模擬電流槽的效應。

雖然數(shù)字啟用信號242保持接通，但在時間t2處參考電流252的模擬量值αIref跳轉至更高值且接著以特定但使用者可設定的方式下降直至其最終穩(wěn)定于值253，該值253是與其原始值251相同。LED電流262類似地追蹤該參考，在時間t3處返回安定于20mA(借由LED電流263所展示)之前，從20mA跳轉至更高值(例如，27mA)。LED電流262及263的輸出波形繪示參考電流可用于在并無任何數(shù)字脈沖施加的情況下促進LED電流及亮度的純粹模擬控制。

在時間t4處，如借由曲線254所展示，參考電流開始迭加于非零平均DC值上的一經(jīng)控制、小信號正弦振蕩。該參考電流的擾動可視為小信號，此是因為相較于電流αIref的平均值該振動的振幅較小。作為一對稱振蕩，平均電流從開始振蕩之前存在的參考電流的DC值(借由曲線253所展示)保持不變。雖然任何振蕩頻率可視為可能的，但實際考慮及光療中的振蕩波形的值表明操作頻率應為20kHz或更低。在圖表240b中經(jīng)描繪為在時間t4處開始的曲線264的對應LED電流追蹤借由曲線254展示的參考電流的值，其具有20mA的平均電流值(虛線271)且圍繞該平均LED電流對稱地改變達某固定量(例如，±1mA)。此意謂LED電流以正弦改變，其中峰值至峰值的值在從19mA至21mA的范圍中。

在時間t5處，如借由曲線255所展示，在先前時間間隔t4至t5期間參考電流的小信號振蕩發(fā)展成借由曲線255所展示且具有與先前時間間隔相同的振蕩頻率的大信號振蕩。在所展示的實例中最小參考電流αIref達到零(或將近如此)而峰值參考電流達到平均值的兩倍，即，借由曲線253表示的參考電流的值的兩倍。如先前，由于數(shù)字啟用信號(線段242)的值保持處于邏輯1狀態(tài)，所以LED電流(曲線265)追蹤該值為在頻率及波形兩方面是參考電流(曲線255)的值的多倍，具有20mA的平均LED電流(虛線271)，其中峰值至峰值振蕩大約是將近±20mA的該平均值，意謂LED電流在20mA的平均值的情況下從0mA以正弦方式改變至40mA。

以時間t6開始，相同振蕩操作條件如存在于時間間隔t5至t6中般持續(xù)，惟以下情況除外：有意將借由曲線255表示的參考電流及借由曲線265表示的對應LED電流的振蕩頻率降低至較低振蕩頻率(針對該參考電流借由曲線256所展示且針對該對應LED電流借由曲線266所展示)，其中輸出仍維持20mA的平均LED電流271，平均值與先前針對借由曲線264及265所展示的振蕩LED電流所發(fā)生的相同。

在時間t7處，反轉數(shù)字啟用信號與參考電流αIref的角色，藉此參考電流的值恒定于某標稱值(借由線段257所展示)且該數(shù)字啟用信號開始脈沖操作。明確言之，在時間t7處，數(shù)字啟用信號(借由曲線243所展示)開始在1/T1的數(shù)字時鐘頻率下施加脈沖的具有50％工作因子的脈沖操作，其中T1是各重復循環(huán)的周期。在時間t8處，如借由曲線244所展示，數(shù)字啟用信號的脈沖接通時間增加，而周期T1及對應脈沖頻率仍保持與先前相同。因此，借由曲線267表示的在50％工作因子下的LED電流的20mA脈沖變?yōu)榻栌汕€268表示的在75％工作因子下的LED電流。此操作模式包括固定頻率脈沖寬度調變或脈沖寬度調變操作，其中在時間t8處平均LED電流從20mA的50％(即，10mA)平均LED電流(借由虛線272表示)改變至20mA的75％或15mA平均LED電流(借由虛線273表示)。

在時間t9處，雖然參考電流的值保持不變(曲線257)，但數(shù)字啟用信號的脈沖的周期增加至一值T2，脈沖接通時間亦如此，如借由曲線245所展示。此是借由LED電流的波形(曲線269)反映。如所展示，工作因子，即借由曲線245表示的數(shù)字啟用信號的借由總周期T2劃分的脈沖接通時間亦增加，從而導致LED電流具有較高平均值(借由虛線274所展示)，其對應于至90％的工作因子的增加。操作頻率從時間t7至t9之間的時間間隔期間的1/T1降低至此后的較低操作頻率1/T2是可變頻率脈沖寬度調變操作的實例，且闡明脈沖寬度調變工作因子可獨立于數(shù)字脈沖頻率改變。

在圖15中所展示的最終波形中，在時間t10處參考電流的值增加至較高值(借由從曲線257至曲線258的轉變表示)，而數(shù)字啟用信號的波形保持與其在先前時間間隔t9-t10中相同。結果是，LED輸出電流的瞬時值增加，如借由從曲線269至曲線270的轉變所展示，且平均LED電流亦增加，如借由從虛線274至虛線275的轉變所展示。盡管增加平均及瞬時LED亮度，然LED電流的工作因子及脈沖頻率從時間間隔t9-t10中的對應值保持不變。

綜上所述，可使用圖14中所展示的電流槽示意圖的參考電流的模擬控制及啟用信號的數(shù)字脈沖控制以數(shù)種靈活方式控制LED電流的瞬時及時間平均值。實現(xiàn)電流槽201a、參考電流源202a及數(shù)字合成器203a可以許多方式完成。此等電路的真正實現(xiàn)必須解決納入多信道系統(tǒng)中的準確度、重現(xiàn)性及可擴縮性的問題。此電路可劃分成兩大類，即，模擬LED控制及數(shù)字合成。

模擬LED電流控制

再次參考圖14，控制LED電流ILEDa需要模擬控制以實施金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a內的感測及LED驅動電路，以及實施精確參考電流202a。

電流槽201a包括：高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a，其經(jīng)偏壓施加以控制LED電流ILEDa；及金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a，其感測該LED電流ILEDa及比較該LED電流ILEDa與所要參考電流αIref且動態(tài)調整高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a上的柵極電壓直至該LED電流ILEDa匹配預定義純標量倍數(shù)的參考電流202a。量測及回饋必須以閉合回路方式操作以針對高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a的影響其跨導及信道至信道匹配(諸如臨限值電壓與門極氧化物厚度)的制造變動進行調整。

盡管參考電流αIref是示意性地表示為如圖16A中所展示的跨多個通道分布精確電流的一經(jīng)控制電流，然仍是成問題的，此是因為來自電流源206的總電流nαIref將不一定在至金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a至215n的輸入中均勻分布，即，Ia≠Ib≠In。從概念上展示于圖16B中的此問題的解決方案是采用參考電壓源207以將電壓Vref而非電流分布至各信道且使用各信道中的跨導放大器208a、208b…208n將此電壓轉換成相同電流。例如，跨導放大器208a將Vref轉換成對金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a饋送的電流Ia，跨導放大器208b將相同Vref轉換成對金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215b饋送的電流Ib等等。

然而，實務上，不必要采用跨導放大器的n個通道，此是因為可在金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器的電路內部執(zhí)行電壓轉換功能。例如，如圖16C中所展示，來自參考電壓源207且對金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a饋送的電流Ia是用于透過偏壓電阻器212及微調電阻器213a至213x的平行網(wǎng)絡對電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210施加偏壓。下標「x」是指數(shù)學變量且并非指英文字母表的第24個字母。因為金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極連接至其漏極，即，金屬氧化物半導體場效晶體管210「經(jīng)臨限連接」，所以金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極電壓將使其自身自然施加偏壓至足以傳導如借由串聯(lián)電阻器212及包括電阻器213a至213x的平行微調網(wǎng)絡220設定的所要參考電流Ia的電壓VG2。金屬氧化物半導體場效晶體管210及電阻器212與微調網(wǎng)絡220的平行組合形成分壓器，其中跨鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210的電壓Vpilot＝Vref–Ia·Requiv，其中1/Requiv＝1/Rmax+1/Rt1+1/Rt2+…+1/Rtx。借由改變電阻器網(wǎng)絡220的電阻值，Vpilot調整其自身以在金屬氧化物半導體場效晶體管210上產(chǎn)生與其漏極電流一致的柵極電壓VG2，此是因為其柵極及漏極經(jīng)連接，即，VGS＝Vpilot。金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極電壓VG2將略大于其臨限電壓，因此指定「經(jīng)臨限連接」。

此相同柵極電壓VG2將一大許多的金屬氧化物半導體場效晶體管211施加偏壓至相同柵極驅動條件，使得通過電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210及211的標稱操作電流的比率是等于電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210及211的柵極寬度的比率。例如，若參考電流Ia是標稱設定于2μA且ILEDa是意欲為20mA，則金屬氧化物半導體場效晶體管210與金屬氧化物半導體場效晶體管211之間的尺寸比率應選定為20mA/2μA＝10,000，意謂電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管211的柵極寬度應比金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極寬度大10,000倍。由于其等共同柵極偏壓施加及固定尺寸比率，僅當電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管211傳導20mA時，希望其漏極至源極電壓Vsense等于Vpilot。在LED串205a的照明期間，在閉合回路中使用穩(wěn)定電壓增益Av施加偏壓的差動放大器214驅動具有柵極電壓VG1的高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極，直至流動于金屬氧化物半導體場效晶體管216a及211中的電流ILEDa驅動Vsense與Vpilot之間的差至零，即，Vsense–Vpilot＝0。以此方式，參考電流Ia是「鏡像」于金屬氧化物半導體場效晶體管211中，且即使LED供應電壓+VLED改變，一經(jīng)控制且恒定的電流亦流動于LED串205a中。

在制造期間，與固定電阻器212平行的電阻器網(wǎng)絡220在功能上經(jīng)微調以產(chǎn)生準確輸出電流，藉此消除來自金屬氧化物半導體場效晶體管210的金屬氧化物半導體場效晶體管跨導或在電阻器212的電阻器值Rmax的可變性的影響。在所展示的實例中，借由量測電流ILEDa且接著熔斷熔絲鏈直至ILEDa的經(jīng)量測值達到其目標值來執(zhí)行微調。因為放大器214控制金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極電壓(且因此電流ILEDa)且若金屬氧化物半導體場效晶體管210及211的尺寸相等，則在電流Ia及ILEDa相等時誤差電壓(Vsense與Vpilot之間的差)將被驅動至零。若金屬氧化物半導體場效晶體管211的柵極寬度大于金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極寬度，則當誤差電壓為零時，依金屬氧化物半導體場效晶體管寬度比率，LED電流ILEDa將大于參考電流Ia。

例如，最初在制造之后及緊接在微調之前，當電阻器網(wǎng)絡220中的全部電阻器仍與電阻器212并聯(lián)電連接時，該電阻器網(wǎng)絡212的全部電阻是處于其最大值，Ia是高于其目標值，且因此ILEDa的值亦將為太高，例如，22mA(高于其20mA的目標值10％)。在集成電路上(或在印刷電路板上)探針電連接至共同金屬微調襯墊221及全部特定電阻器微調襯墊222。為清楚起見，僅標記與微調電阻器213b串聯(lián)的微調襯墊222b。接著，借由共同微調襯墊221與特定通道的微調襯墊(例如，微調襯墊222b)之間的測試器外加高電流，從而引起金屬熔絲鏈223b與微調電阻器213b串聯(lián)的薄部分熔化且變?yōu)殡婇_路，使電阻器213b從微調網(wǎng)絡220斷開。在并聯(lián)電阻較少的情況下，總電阻增加，參考電流的值下降且LED串205a中的LED電流降低達固定量。

重復此量測及熔絲鏈熔斷過程直至已熔斷適當數(shù)目個金屬熔絲鏈以產(chǎn)生電流ILEDa的目標值。若全部熔絲鏈皆熔斷，則與金屬氧化物半導體場效晶體管210串聯(lián)的電阻增加至其最大值Rmax，電阻器212的電阻，且參考電流Ia達到其最低值。若該電流仍高出目標值，則該特定集成電路將作為降低制造良率及增加產(chǎn)品成本的不良品而被拒絕。因而，必須仔細選取用于電阻器網(wǎng)絡220中的電阻值Rt1、Rt2、…Rtx以適應集成電路制造中的正常隨機可變性。注意，借由比圖16C的示意圖中所展示的導體的其余導體要細線繪示熔絲鏈223b的示意圖。

又，展示單極雙投開關217以繪示金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a內的數(shù)字啟用功能。當金屬氧化物半導體場效晶體管216a是傳導且LED串205a經(jīng)照明時，則至數(shù)字柵極緩沖器(展示為反相器符號)218的數(shù)字輸入是「高」或邏輯1。若啟用信號經(jīng)施加偏壓至邏輯零狀態(tài)，則該開關將高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極連接至接地，藉此VG1＝0且金屬氧化物半導體場效晶體管216a關斷，從而切斷LED串205a中的電流。雖然此功能是展示為機械切換，但其實際上是借由經(jīng)組態(tài)為如熟習此項技術者通常所知的模擬開關或放大器的晶體管的網(wǎng)絡實現(xiàn)。又，在當并未啟用特定通道時的時間期間，差動放大器214的操作可暫?；蝮槲挥陔妷褐惺沟闷洳⒉粫噲D以徒勞嘗試來增加其輸出電壓而增加金屬氧化物半導體場效晶體管211中的感測電流。

雖然電阻器微調是常見的，但微調晶體管的網(wǎng)絡的大小(即，柵極寬度)通常比使用電阻器更容易且更準確及是可重現(xiàn)的。此電路是展示于圖16D中，其中電阻器212不具有微調電阻器的平行網(wǎng)絡，但代替性地電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210包含微調金屬氧化物半導體場效晶體管225a、225b…225x的平行網(wǎng)絡230。使用金屬氧化物半導體場效晶體管微調而非電阻器微調的另一優(yōu)點在于，網(wǎng)絡230通常小于圖16C中所展示的網(wǎng)絡220。如同電阻器微調方法，如所展示熔絲鏈(借由熔絲鏈233x所繪示)經(jīng)熔斷以斷開(即，關斷)與電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210平行的金屬氧化物半導體場效晶體管225a…225x之一或多者。例如，最初在制造之后及緊接在微調之前，當全部金屬氧化物半導體場效晶體管210及225a…225x仍并聯(lián)連接時，金屬氧化物半導體場效晶體管(MOSFET)211與電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210及微調網(wǎng)絡230的平行組合之間的大小比率是處于最小值且電流ILED將低于其目標值，例如，處于18mA，低于其20mA目標10％。借由驅迫共同微調襯墊231與通道特定微調襯墊232x之間的高電流，舉例而言，熔絲鏈233x經(jīng)熔斷且微調金屬氧化物半導體場效晶體管225x的柵極不再連接至金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極。代替性地，在其柵極經(jīng)斷開的情況下，電阻器226x對金屬氧化物半導體場效晶體管255x施加偏壓使其關斷。在金屬氧化物半導體場效晶體管微調網(wǎng)絡230中平行柵極寬度較少的情況下，電流鏡比率增加且針對參考電流Ia的相同值，LED電流ILED將相稱地增加。

注意，在圖16D中，金屬氧化物半導體場效晶體管210及211連同金屬氧化物半導體場效晶體管微調網(wǎng)絡230中的金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極是借由電壓源224而非借由將電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管210的柵極連接至其漏極而施加偏壓。此方法的優(yōu)點在于，電流鏡金屬氧化物半導體場效晶體管211可使用此方法在一較低漏極電壓Vsense下操作。雖然使用此方法可能失去一些起始準確度，但功能微調能夠校正此缺陷。有益的是，跨金屬氧化物半導體場效晶體管211的較低電壓降減小功率消耗且改良LED驅動器215a的整體系統(tǒng)效率。

實施參考電壓以取代參考電流亦需要模擬電路。制造固定值參考電壓源的方法是眾所周知的，該等方法包含最小化電壓隨溫度變化的變動的方式。此等方法包含帶隙電壓參考(參見en.wikipedia.org/wiki/bandgap_voltage_reference)及齊納二極管電壓參考(參見en.wikipedia.org/wiki/Zener_diode)。因為熟習此項技術者熟知此等技術，所以此處將不論述該等技術。

模擬正弦波合成

雖然可如稍后在本申請案中所描述般以數(shù)字方式產(chǎn)生正弦波形，但本文中所揭示的用以合成用于驅動光療系統(tǒng)中的LED的正弦波形的發(fā)明性方法是透過使用模擬合成。如所揭示數(shù)字合成涉及在持續(xù)變化的持續(xù)時間中對LED電流施加脈沖使其接通或關斷(即，脈沖寬度調變)以合成正弦波(或多頻率正弦波的和弦)，而模擬合成涉及以正弦方式改變參考電流或電流偏壓至LED電流控制電路(即，驅動LED串的電流鏡)，以本質上使參考電流進入振蕩器中。參考圖15中所展示的例示性波形，借由在時間t4、t5及t6處發(fā)生的正弦曲線254、255及256及亦借由表示借由在時間t2處的波形252實施任何控制功能的能力的任意時間相依波形繪示模擬波形合成。

如圖17A中所展示，為執(zhí)行模擬正弦合成，對金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a施加偏壓的參考電壓及金屬氧化物半導體場效晶體管216a是由固定頻率正弦波或正弦振蕩參考電壓源235(亦稱為線性或「諧波」振蕩器)取代?？墒褂秒姼衅?電容器(即，LC)振蕩器或使用電阻器-電容器(即，RC)振蕩器電路(包含RC相移振蕩器、維恩電橋振蕩器或雙T型振蕩器(參見wikieducator.org/sinusoidal_oscillator))制造音頻范圍中的諧波振蕩器。在制造期間，必須使用電阻器或晶體管數(shù)組以類似于先前所描述的微調金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的方式微調振蕩參考電壓源235的輸出電壓。相比而言，包括簡單弛緩振蕩器的通常用于時鐘產(chǎn)生的其他共同RC電路并非諧波振蕩器且并不適用，此是因為其等產(chǎn)生具有不需要的寬頻頻譜內容的鋸齒或三角形波形。

在圖17B中，振蕩參考電壓源235是由具有可調整頻率及可調整電壓的經(jīng)控制的振蕩參考電壓源236取代。所有其他的電路組件，例如金屬氧化物半導體場效晶體管216a，維持與圖17A所示的相同。圖17C中繪示此振蕩參考的實例，其包括維恩振蕩器280與電壓跟隨器281及可微調的可變電壓輸出緩沖器282。維恩振蕩器280包括兩個經(jīng)匹配的可變電容器284a及284b以及兩個經(jīng)匹配的可方法化電阻器283a及283b。兩個RC網(wǎng)絡產(chǎn)生分壓器及將信號從高增益差動放大器285的輸出返回至其正輸入的回饋網(wǎng)絡。包括電阻器286a及286b的阻尼網(wǎng)絡設定電路的增益及穩(wěn)定性以穩(wěn)定振蕩。

可借由改變可方法化電阻器283a及283b的電阻Rosc或替代性地借由改變可變電容器284a及284b的電容Cosc來調整振蕩頻率。可借由以下方法來實現(xiàn)可變電容：改變在金屬氧化物半導體場效晶體管的線性操作區(qū)域中施加偏壓的金屬氧化物半導體場效晶體管的柵極電壓及電阻或替代性地使用包括離散電阻器與能夠使各種電阻器短路的平行金屬氧化物半導體場效晶體管的數(shù)字電位計。可借由包括背對背PN接面二極管的變容器來實現(xiàn)可變電容，該等變容器經(jīng)反向偏壓至固定電壓以建立接面電容。改變電阻或電容調整維恩振蕩器280的振蕩頻率。

為確保借由可微調的可變電壓輸出緩沖器282的載入并不影響維恩振蕩器280的振蕩頻率，包括差動放大器287與透過電阻器288的負回饋的電壓跟隨器281提供緩沖。接著，借由包括分別具有電阻值R1及R2的固定電阻器292及可變電阻器291的電阻器分壓器調整電壓跟隨器281的電壓Vbuf。該可變電阻器291可包括如先前所描述的微調網(wǎng)絡以及數(shù)字電位計。定位于電阻器291與292之間且連接至差動放大器289的正輸入的分接點處的電壓是等于電壓跟隨器281的輸出電壓Vrefout且是借由Vrefout＝(Vbuf·R2)/(R1+R2)給定。在借由導線290將差動放大器289的輸出連接至其負輸入的情況下，該差動放大器289表現(xiàn)為電壓跟隨器，其如實重現(xiàn)其輸入的電壓波形，同時將所需電流遞送至連接至其輸出Vrefout的電負載。

如借由輸出波形295所展示，此輸出電壓Vrefout具有平均值為VAC(t)/2從零延伸至其峰值+VAC(t)的AC分量VAC(t)且并不含有經(jīng)增加的DC偏移(除正弦波的固有DC平均值以外)。因為僅電壓分量是AC，明確言的從諧波振蕩器280產(chǎn)生的正弦波+VAC(t)，所以該正弦波可被認為表示大信號AC行為。若期望亦包含DC偏移，則振蕩參考電壓源236的輸出可借由圖17D中所展示的電路進一步調整。在此電路中，將圖17C中所展示的電路的Vrefout輸出通過AC耦合電容器303饋送至包括差動放大器302的電壓跟隨器300(或另一類型的電壓跟隨器電路)中。差動放大器302由于將其輸出連接至其負輸入的導線301上的負回饋而作為電壓跟隨器操作。AC耦合電容器303的目的是為阻斷存在于振蕩參考電壓源236的輸出內的任何DC偏移。若不存在任何偏移，則可免除電容器303。

盡管運算放大器302是從邏輯供應+Vlogic供電，然其負供應軌并未連接至接地而是代替性地連接至借由電壓偏壓電路309產(chǎn)生的一經(jīng)產(chǎn)生電壓+Vneg，即充當差動放大器302的負供應軌的地上電壓。由于此重新引用其負供應軌，差動放大器302的輸出電壓Vrefout2在其電壓位準上從接地移位至更正電壓。因此，該輸出電壓Vrefout2的波形看似與其輸出Vrefout的波形相同但Vrefout2是偏移達等于經(jīng)產(chǎn)生電壓+Vneg的DC電壓或在數(shù)學上表示為

Vrefout2＝VDC+VAC(t)＝+Vneg+Vrefout2<+Vlogic

電路將如實重現(xiàn)輸入如此之久，使得DC偏壓(+Vneg)與正弦波輸入信號AC(t)的總和并不超過供應電壓+Vlogic，否則該正弦波的頂部將被「限幅(clip)」，即，在其中+Vneg+Vrefout2≥+Vlogic的任何時間間隔期間達到+Vlogic的恒定最大輸出電壓。波形限幅導致輸出波形的失真，產(chǎn)生不需要的諧波及與使用數(shù)字脈沖的LED驅動的頻譜污染類似(或甚至比其更糟)的頻譜污染。亦注意，若電壓差(+Vlogic–+Vneg)太小，則意謂位準移位偏壓太高，差動放大器302也許不能夠適當運作。

DC電壓+Vneg的產(chǎn)生可以任何數(shù)目種方式執(zhí)行，包含由可變增益放大器跟隨的經(jīng)微調的帶隙電壓、電壓受控的放大器、或變化電阻器或開關式電容器分壓器網(wǎng)絡。此分壓器方法在圖17D中繪示為使用電阻器分壓器技術的電壓產(chǎn)生電路309。如所展示，邏輯供應電壓+Vlogic連接至包括電阻器304a至304x的串聯(lián)電阻器串，其中x是數(shù)學變量且并不表示英文字母表中的第24個字母。電阻器304b至304x分別與金屬氧化物半導體場效晶體管305b至305x并聯(lián)連接。取決于所需準確度，電阻器的數(shù)目可通常為9、13或17，容許實現(xiàn)電壓的各種8位、12位及16字節(jié)合，其中所需電阻器的數(shù)目等于1加上所要準確度的位計數(shù)。例如，8個位的準確度需要提供256個位準的輸出電壓的9個電阻器。

從電阻器304a與304b之間的電壓分接點獲取的輸出電壓+Vneg是借由憑借在各種組合中接通及關斷金屬氧化物半導體場效晶體管305b至305x使各種電阻器短路而改變。例如，若全部金屬氧化物半導體場效晶體管305b至305x被接通且其等電阻經(jīng)設計為相對于電阻器304a的電阻值R1較小，則輸出電壓+Vneg是接近接地；若金屬氧化物半導體場效晶體管305b至305x中沒有一者被接通，則輸出電壓+Vneg變?yōu)?Vlogic，且針對各種其他組合可選擇中間電壓。電阻器網(wǎng)絡304a至304x可經(jīng)進一步修改以從供應范圍的僅一部分選擇電壓。例如，低于+Vlogic的電壓可用于對電阻器串供電。電阻器304a至304x的串聯(lián)階梯形成類型的數(shù)字轉模擬轉換器，此是因為接通及關斷各種金屬氧化物半導體場效晶體管本質上是數(shù)字功能且結果是模擬電壓(即使經(jīng)量化)。針對更大分辨率，可增加電阻器的數(shù)目或縮減至最低有效位(即，LSB)的電壓范圍的電壓范圍表示較小電壓階度。

除電壓產(chǎn)生器功能以外，包括并聯(lián)電阻器311a至311x的電阻器微調網(wǎng)絡310是與電阻器304a平行放置以提供在制造期間借由憑借外加暫時高電流于IC上的微調襯墊上熔斷熔絲鏈而微調電壓準確度的方法。例如，借由在共同微調襯墊312與微調襯墊314之間運行高電流，細金屬線313將如熔絲般起作用且熔化，產(chǎn)生電開路及從微調網(wǎng)絡310中的電阻器的平行網(wǎng)絡移除電阻器311b。

綜上所述，圖17D中所展示的DC偏移電路結合圖17C的振蕩參考電壓電路容許具有變化頻率及借由DC電壓偏移的量值的正弦波AC(t)的電產(chǎn)生。只要其并未超過供應電壓+Vlogic，則此新揭示的振蕩參考電壓的輸出電壓是Vrefout2＝VDC±VAC(t)/2＝+Vneg±Vrefout2，具有VDC+VAC(t)/2的峰值輸出電壓，VDC–VAC(t)/2的最小輸出電壓及VDC的平均輸出電壓。若移除AC耦合電容器303，則輸出的平均值增加達正弦波VAC(t)/2的平均電壓，從而降低差動放大器302的可用操作電壓范圍。

如借由Vrefout2波形308所展示，使用圖17D的電路或類似電路，信號的AC分量是小于DC偏移電壓，即，VAC(t)<VDC。因為主電壓分量是DC且并非為正弦曲線，所以正弦波可被認為表示小信號AC行為。在光療應用中，Vrefout2的電壓值實際上表示每當LED串經(jīng)啟用且傳導時判定LED亮度的參考電流。本發(fā)明電路的小信號操作表示光療的全新操作模式，即其中LED串是在固定電流下被連續(xù)照明且接著在偏壓條件下以正弦方式調變使電流略增加及減少且使亮度相應變化的模式。

如圖18A中所展示，改變參考電流的另一方式是從數(shù)字轉模擬(D/A)轉換器315供應用于產(chǎn)生驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的參考電流αIref的參考電壓。雖然任何數(shù)目個位可用于控制準確度，但通常可用的轉換器(例如，HDTV中所使用的轉換器)包括具有256個位準的8個位，具有4096個位準的12個位或具有65,536個位準的16個位。轉換器速度并不高，此是因為光療所需的最高頻率是20kHz，且在大多數(shù)情況中僅為5kHz。在操作中，數(shù)據(jù)是寫入至鎖存器或靜態(tài)內存中，明確言的是寫入至ILED緩存器316中，且每當D/A轉換器視需要在其負載輸入接針上接收數(shù)字時鐘脈沖(即，在5kHz至20kHz之間)時加載至該轉換器中。

雖然存在許多方法，包含開關式電容器、電阻器梯及其他類型的D/A轉換器(DAC)，但因為在光療應用中僅需要音頻頻率，所以可利用低成本解決方案。此電路是圖18B中所展示的8位電阻器梯轉換器315，其包括精確參考電壓源320及包括電阻器321a至321x之一DAC電阻器梯，以及包括借由譯碼器323控制的金屬氧化物半導體場效晶體管322b至322x的DAC開關。金屬氧化物半導體場效晶體管322b至322x是分別與電阻器321b至321x并聯(lián)連接。在操作中，譯碼器323一旦在其數(shù)字負載輸入端上接收到借由數(shù)字反相器344表示的時鐘脈沖，即刻從其輸入線8b加載一8位字組，且將該8位字組轉換成金屬氧化物半導體場效晶體管322b至322x中的哪些金屬氧化物半導體場效晶體管應以各種組合接通以在電阻器321a與321b之間的DAC階梯分接點上產(chǎn)生線性輸出電壓的指令。接著，將在零至Vref的范圍中的DAC階梯電壓饋送至組態(tài)為電壓跟隨器的差動放大器335的正輸入。包括電阻器324a至324x、微調襯墊(例如，326及328)及熔絲鏈327的電阻器微調網(wǎng)絡325是與電阻器321a平行放置以在制造期間微調輸出電壓。替代性地，可微調借由源320提供的內部參考電壓Vref以提供所需精確度。

作為發(fā)明性組件，視需要包含開關式濾波電容器342以對輸出電壓Vrefout的漣波進行濾波，或若需要高速瞬時以取決于借由數(shù)字反相器343表示的在濾波啟用輸入端上的數(shù)字控制信號而停用濾波。在操作中，當接通金屬氧化物半導體場效晶體管340且停用金屬氧化物半導體場效晶體管341時，電容器342與緩沖放大器335的輸出并聯(lián)連接且參考315的輸出經(jīng)濾波以移除高頻噪聲。當關斷金屬氧化物半導體場效晶體管340且啟用金屬氧化物半導體場效晶體管341時，電容器342從緩沖放大器335的輸出斷開連接且參考315的輸出未經(jīng)濾波。借由啟用金屬氧化物半導體場效晶體管341，排放電容器342上的電荷以防止電壓因重復操作而累積。視需要可采用其他D/A轉換器來代替電阻器梯轉換器315。

圖19A中繪示以所揭示的方式產(chǎn)生的無任何增加的DC偏移的292Hz(D4)振蕩參考電壓的實例，其包括具有3.42毫秒的周期及0.6V的平均電壓輸出的1.2V正弦波371。便于選取類似于針對低溫系數(shù)或接近零「溫度系數(shù)(tempco)」微調的帶隙電壓的輸出電壓的峰值電壓。然而，亦可采用其他電壓以產(chǎn)生至LED驅動器215a的所要輸入電流。

應強調，如本文中所揭示的正弦曲線350是經(jīng)合成、可方法化及低電壓，并非旋轉電磁發(fā)電機或用于發(fā)電廠中的AC發(fā)電的交流發(fā)電機的人為產(chǎn)物。因此雖然用于住宅及商業(yè)照明應用中的LED可至少在理論上從60HZ AC線路電壓直接驅動，但該等AC線路電壓及其在一般照明中的應用的正弦特性是完全不同于可應用于光療的LED的經(jīng)提出的合成正弦波激發(fā)。

首先，AC線路電壓是高電壓，通常為110V AC或220V AC且在其中裝置(在此情況中是LED數(shù)組及襯墊)碰觸皮膚的醫(yī)學應用中的危險讓人無法接受。在用于光療的LED驅動中，串聯(lián)連接的LED的總數(shù)目是限于在低于40V的最大電壓下操作，即保險商實驗室(UL)認為對消費者及醫(yī)學應用安全的電壓。

第二，AC線路的頻率隨著加載實用客戶而改變且被許多非所要頻譜諧波污染，從而影響正弦波的純度且致使其不適于光療應用。

第三，AC線路的頻率(即，60HZ)及其諧波120HZ并不表示已知對光療有益的頻率，例如，292Hz的多倍。事實上，60Hz并不表示經(jīng)指示用于光生物調節(jié)的任何純音或變化全音的多倍。

第四，除其隨加載而發(fā)生的不受控制的變動以外，AC線路的頻率是固定的且不可方法化或不可調整。其不可經(jīng)動態(tài)調整或改變或匹配自然生物過程的時間常數(shù)及相關聯(lián)時間常數(shù)。其亦不可用于產(chǎn)生多頻正弦曲線的和弦、亦不可用于控制能量密度及頻譜內容，即，多頻正弦曲線的混合。

第五，將自110VAC或220VAC的AC主電源線路電壓降低至安全位準(即，低于40V)需要經(jīng)設計以在60Hz下操作的大且重的鐵芯變壓器。

第六，用于光療中的LED必須包括在光譜的紅光、近紅外光或藍光部分中的相對較窄的光譜波長。透過隧道發(fā)射的量子力學過程發(fā)射、光譜寬度通常為±35nm的LED光系借由在制造中用于實現(xiàn)LED的人造晶體的帶隙工程設計來判定。用于照明的LED經(jīng)設計以發(fā)射包括彩虹中的許多色彩的一寬光譜的光，即，白光。不像用于光療中的LED，白光LED包括具有透鏡帽的藍光或UV LED，該透鏡帽含有經(jīng)調諧以吸收藍光或UV光的磷光體。在操作中，從LED半導體材料發(fā)射的光是借由透鏡帽中的磷光體原子吸收且經(jīng)轉換成類似于陽光但更白且較不黃的寬光譜「白」光。

最后，由于包含較差功率效率、較差功率因子、電擊危險及閃爍的各種棘手技術問題，在一般照明應用中使用AC正弦曲線的LED的直接驅動現(xiàn)今實際上并不用于商業(yè)實務中?，F(xiàn)今的LED燈泡使用多級脈沖寬度調變切換電源供應器以用于功率因子校正及電壓調節(jié)。LED亮度因此是借由數(shù)字脈沖而非使用正弦曲線控制。

因此以AC照明驅動的LED不可應用于光療。

在D/A轉換器315的操作中，至譯碼器323的數(shù)字輸入在對負載接針計時(即，以固定時間間隔發(fā)生以產(chǎn)生任意且可調整頻率的正弦波的至反相器344的輸入)期間重復載入。以下表格表示用于波形合成中的各個時間點的實例。

如所展示，8位D/A轉換器呈現(xiàn)高出其零狀態(tài)(即，從二進制0000-0000或從十六進制00至FF)的256個輸出狀態(tài)或256個步進。為便于將此等狀態(tài)映射至360弧度角，僅采用D/A轉換器的240個步進(即，241個狀態(tài))。因而，240個步進對應于每DAC步進360°或1.5°。在十六進制中對應于從F0至FF的DAC輸入代碼的從241至255的其余DAC步進有意被跳過且并不用于正弦曲線產(chǎn)生中。如所描述，以三種等效方式表示DAC值

借由一個十六進制數(shù)字代碼(至圖18B中的譯碼器323的輸入)，如借由以上表格的第三行中的十六進制代碼繪示

借由一個二進制數(shù)字代碼，該代碼展示于以上表格的第二行中的表示接通及關斷圖18B中的金屬氧化物半導體場效晶體管322b至322x以動態(tài)改變電阻器分壓器網(wǎng)絡比率的各種組合

借由從DAC 315及緩沖器335輸出的模擬輸出電壓，該電壓借由以上表格中的最右行所展示；或替代性地若借由一電阻器劃分電壓以產(chǎn)一受DAC控制的電流，則借一電流。

在操作中，以一有規(guī)律的時間間隔將增加數(shù)字代碼的序列饋送至DAC中以產(chǎn)生上升輸出電壓。相反地，使數(shù)字代碼下降的序列可用于降低DAC的輸出電壓。若重復及一致地執(zhí)行此增加及減少代碼序列，則任何周期函數(shù)可經(jīng)合成為DAC 315的輸出。若根據(jù)針對角度(例如，15°)的固定步進的正弦函數(shù)的評估以定期時間間隔將代碼輸入至DAC中，則該序列將導致來自DAC 315的正弦輸出。

為合成具有約T＝3.42毫秒的周期的292Hz正弦波，240個步進的各者包括0.0142694毫秒。因此，用于加載DAC的譯碼器323的最小對應信號必須為292Hz·240個狀態(tài)/Hz或70,080Hz。振蕩參考電壓的所得頻譜是繪示于圖19B中，圖19B使用D/A轉換器來合成具有對應于純正弦D4頻率350的頻率f_synth＝fref＝292Hz的以正弦方式振蕩參考電壓351。在超過70kHz處，時鐘頻率354是恰進入超音波范圍中且因此并非為不需要的頻譜污染之一源。相較于所產(chǎn)生的292Hz方波(即，圖12中所展示的經(jīng)脈沖施加的D4)的先前技術頻譜，第3、第5、第7至第13倍的292Hz正弦曲線的諧波頻譜353全部具有零能量，此意謂已完全消除音訊頻帶中的全部頻譜污染(參見表格355)。

除在音頻范圍外以外，借由時鐘頻率354所產(chǎn)生的噪聲的量值為小。圖19C中所展示的正弦曲線350的特寫視圖352揭露噪聲的起源、存在于每當D/A轉換器的輸出改變電壓時發(fā)生的經(jīng)產(chǎn)生波形358中的電壓359中的遞增步進。如所展示，此等轉變在用于載入DAC的譯碼器的時鐘的振蕩頻率下發(fā)生。此頻率在頻率fclock＝fref·(DAC步進的數(shù)目)下發(fā)生，其中「DAC步進的數(shù)目」對應于D/A轉換器的位分辨率(四舍五入至任何方便數(shù)目個步進)，然亦可采用高于此時鐘頻率的時鐘頻率。

除非有意利用較高時鐘頻率，否則時鐘的頻率且因此借由該時鐘產(chǎn)生的噪聲的頻率將依所產(chǎn)生的正弦波的頻率來按比例調整。因而，若經(jīng)產(chǎn)生的正弦波是處于較低頻率，則時鐘的噪聲頻譜將相應地在較低頻率下發(fā)生，可能與音訊頻譜重迭。例如，圖19D中所展示的圖表360a繪示包括在D/A轉換器的時鐘頻率(明確言的4,380Hz)下發(fā)生的序列小電壓變化362的18.25Hz正弦波361的一部分。

在相同時間標度上，圖19D的圖表360b以直方圖363繪示依此等步進的各者的電壓變化ΔVref作為振蕩的1.2V峰值至峰值量值的百分比。在13.7毫秒之前當輸出電壓Vref仍增加時，ΔVref的值為正。在13.7毫秒處該變化減弱至接近零且此后在點365處該變化在極性上變?yōu)樨?。在約27.4毫秒處當該正弦波穿過其0.6V的平均電壓(即，一點364)時，ΔVref的量值達到其最大負值且此后量值開始減小。此峰值量值表示少于該正弦波自身的振幅的1.3％。

所得頻譜，如表格369所列，是展示于圖19E中，圖19E指示借由行367表示在時鐘頻率4,380Hz下發(fā)生的電壓轉變的量值與借由行366表示在18.25Hz下(虛線180)的振蕩參考電壓的量值相比是較小。類似地，此等數(shù)字轉變的諧波亦在相對量值上小到可以忽略。例如，時鐘頻率的第3諧波的量值是借由行368表示。即使該時鐘及其第3及第5諧波是在音訊頻譜中，即，頻率低于借由線175所展示的22,000Hz，其等小量值亦使經(jīng)合成的振蕩參考的頻譜污染不顯著，甚至在低頻率下亦是如此。此外，若需要，則可借由經(jīng)施加偏壓以借由接通金屬氧化物半導體場效晶體管340將電容器342連接至Vref輸出的濾波啟用功能濾出其余漣波(雖然小)。

借由如本文中所揭示般采用模擬合成，可產(chǎn)生音訊頻譜中的廣泛范圍的正弦波激發(fā)型樣以驅動用于光療應用的LED數(shù)組、不受諧波污染。在模擬正弦合成中使用所揭示方法及設備，可實現(xiàn)對波形的頻率及振幅兩方面的動態(tài)控制，包含在峰值及平均電流控制上的獨立控制。

如圖20中所繪示，此等不同組合是在展示啟用信號371及參考電流波形375至379的圖表370a及展示所得LED電流波形385至389的圖表370b中進行例證。在以下表格中概述的此等正弦波形并非展示為暗指特定療法或協(xié)議而是僅繪示使用模擬合成可行的各種電流波形組合。

時間、波形描述 啟用信號 峰值

αI ref 最小

αIref 平均

αIref 頻率 ILED

<t1不具有DC偏移的大信號高頻率正弦曲線375、385 接通 Ir10 Ir1/2 fref0 ΔIL1±ΔIL1

t2-t1不具有DC偏移的大信號低頻率正弦曲線376、386接通Ir10 Ir1/2 fref1 ΔIL1±ΔIL1

t3–t2不具有DC偏移的經(jīng)縮減信號低頻率正弦曲線377、387 接通 Ir20 Ir2/2 fref2 ΔIL2±ΔIL2

t4–t3具有DC偏移的小信號高頻率正弦曲線378、388接通Ir2Ir4(Ir2–Ir4)/2 fref3 ILDC+ΔIL3±ΔIL3

>t4具有DC偏移的小信號低頻率正弦曲線379、389接通Ir2Ir4(Ir2–Ir4)/2fref4 ILDC+ΔIL3±ΔIL3

將圖表370a及370b分成5個時間間隔，其中在各時間間隔中具有不同波形實例，在時間t3之前的時間間隔表示大信號行為，其中LED電流以表示峰值可用供應電流的大部分的峰值至峰值變動振蕩，且在t3之后的時間間隔表示相對于該峰值可用供應電壓及相對于平均DC電流ILDC+ΔIL3的小電流變動。此外，在t1之前的時間間隔中的頻率fref0及在t3與t4之間的時間間隔中的頻率fref3是展示為與其他時間間隔中的波形的頻率相比較為高。

明確言之，在時間間隔0至t1及t1至t2中，參考電流波形375及376的量值在零與峰值電流值Ir1之間振蕩，具有平均電流Ir5＝Ir1/2(借由虛線380所展示)，且各自頻率fref0>fref1。此參考電流導致LED電流ΔIL1±ΔIL1具有借由虛線390所繪示的平均LED電流ΔIL1、峰值電流2ΔIL1及最小電流零。在從t2至t3之后續(xù)時間間隔中，大信號參考電流波形377相較于先前時間間隔在峰值量值上降低但仍保持為大信號，其中一參考電流在從零至Ir2的范圍中且具有借由虛線381所繪示的平均值Ir6＝Ir2/2。因此，LED電流387在借由虛線391表示的量值ΔIL2的平均電流周圍以正弦方式從零振蕩至峰值電流2ΔIL2。雖然波形377及387的頻率fref2可選取為任何值，但如所展示其仍保持與先前時間間隔t1至t2相同，即fref2＝fref1。

在時間t3及此后，參考電流波形378及379的量值顯著減小，在電流Ir2與Ir4之間的范圍中的波形378及379對稱圍繞借由虛線392382表示的量值Ir3的平均電流且結合恒定DC偏移Ir4在頻率fref3>fref4下振蕩。所得LED電流388及389分別在頻率fref3及fref4下以正弦方式振蕩，且兩者皆具有2ΔIL3的峰至谷范圍及借由虛線392表示的平均電流，該平均電流等于DC偏移ILDC加上波形388及389的峰至谷范圍2ΔIL3的一半，即，ILDC+ΔIL3。因此，所得小信號波形是在ILDC+ΔIL3±ΔIL3的最大值與最小值之間以正弦方式振蕩的電流，意謂LED是經(jīng)連續(xù)照明但其等亮度是以正弦方式變動。

綜上所述，為產(chǎn)生用于光療的有規(guī)律的周期性的時變電流，較佳的是使用一經(jīng)控制電流源或經(jīng)控制電流槽改變LED電流來代替使用一經(jīng)控制電壓源驅動LED串，此是因為LED亮度以一一致方式與電流成比例地改變。相比而言，LED電壓以獨立于亮度之一方式改變且主要由于LED晶粒制作及制造的變動而改變。因此，使用電壓驅動維持LED亮度之一致性及均勻度仍成問題的，從而需要LED驅動的各信道的精確微調。

如先前所展示，為實施一經(jīng)控制的電流槽，將可方法化電壓饋送至電阻器及晶體管的網(wǎng)絡以建立參考電流及將此電流鏡像至驅動分離LED串的一或多個信道?？稍谥圃炱陂g借由如先前圖16C中所展示般微調電阻器的網(wǎng)絡或借由如圖16D中所展示般微調晶體管的網(wǎng)絡而主動微調參考電流的值以針對給定電壓輸入設定電流的精確值。該等晶體管可包括雙極或金屬氧化物半導體場效晶體管類型。

借由以有規(guī)律的周期方式隨時間改變用于驅動電流鏡或跨導放大器的電壓，可產(chǎn)生時間相依或振蕩LED電流?？梢哉曳绞交蚪栌扇魏纹渌幸?guī)律的周期函數(shù)憑借操作振蕩電路中的電壓參考而改變電壓。替代性地，可使用電壓輸出類型DAC的數(shù)字控制持續(xù)改變電壓以「合成」所要波形。

產(chǎn)生經(jīng)控制電壓所借助的一替代方式是將時變可方法化電壓饋送至跨導放大器(將電壓自然轉換成一對應電流的放大器)中，但跨導放大器較大且與使用電流鏡相比實施起來更昂貴。

至少理論上的又一替代例可是對各電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管施加偏壓以在恒定電流操作體系中操作，以針對各所要漏極電流使用適當柵極電壓精確地驅動該電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管。為完成此目標，柵極驅動電路在制造時將需要校正。一旦經(jīng)校正，使用時變序列電壓驅動金屬氧化物半導體場效晶體管柵極將導致所要周期電流波形。然而，因為臨限電壓不僅隨著制造改變而且隨著溫度改變，所以用以產(chǎn)生跨LED驅動的多個信道的經(jīng)控制及良好匹配的電流的校正方法仍成問題。因而一電流鏡仍極大地占優(yōu)勢，此是因為兩個或更多個鏡晶體管以相同方式隨著制造及溫度而改變使得晶體管及所得LED電流的電流比率保持恒定。

最終，可采用可方法化電流模式DAC以合成一周期時變電流，但驅動多個LED串，仍有益的是，將DAC輸出電流饋送至晶體管電流鏡中以不僅緩沖電流至較高值而且便利地產(chǎn)生經(jīng)良好匹配的LED驅動的多個信道。

和弦的模擬正弦合成

再次參考圖10的共振圖表，經(jīng)文件充分證明，許多(若不是大多數(shù))物理系統(tǒng)呈現(xiàn)一個以上共振頻率。假定過多的時間常數(shù)存在于生物的解剖學及細胞學過程中，則清楚的是，本質上亦存在多個生物共振頻率。雖然未經(jīng)證實多個生物共振頻率的同時激發(fā)是否對治療功效產(chǎn)生有益影響，但先前技術系統(tǒng)利用LED的數(shù)字脈沖激發(fā)。如圖11及圖12中所展示，此等純粹數(shù)字方波LED驅動方法不能夠同時產(chǎn)生多個頻率，除了不需要的諧波以外。

形成截然對比的是，熟知正弦波頻率在不受限制的情況下以代數(shù)方式增加，如借由聲學鋼琴中的多音符「復調和弦」的存在來證明。在數(shù)學上，正弦波的總和可借由具有變化量值Ax、頻率ωx及持續(xù)時間(或衰變率)的多個正弦波的級數(shù)總和表示，即

G(t)＝A1(t)·sin(ω1)+A2(t)·sin(ω2)+…+Ax(t)·sin(ωx)

如在圖21中以圖形方式表示，其中一192Hz正弦波401及一120Hz正弦波402經(jīng)組合以產(chǎn)生借由波形403展示的一雙音符和弦。借由復調激發(fā)驅動的LED將借由將能量有效耦合至可比較的生物共振頻率中的能力同時及并發(fā)呈現(xiàn)多個頻率。

合成復調和弦所借助的一方式是展示于圖22A中，圖22A包括模擬混合器電路405，模擬混合器電路405加總分別借由振蕩器236a及236b產(chǎn)生的振蕩參考電壓Vrefa及Vrefb以產(chǎn)生時變電壓，導致振蕩參考電流αIref作為至驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的輸入。存在各種模擬混合器電路，包含使用可調整電阻器分壓器來改變個別輸入的增益的多輸入放大器。具有不同振蕩頻率的振蕩器236a及236b可經(jīng)同步以防止不需要的頻率漂移及頻迭。

其他模擬源可用于產(chǎn)生包括一或多個和弦或甚至音樂的復調參考電流。例如，在圖22B中，包含音樂合成器、無線電譯碼器或音訊錄制播放器的任何復調音訊源408的模擬輸出可用于產(chǎn)生參考電流αIref，前提條件為音頻源408的模擬電壓輸出及電路的串聯(lián)電阻經(jīng)調整以使αIref的峰值限于驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a可接受的輸入范圍以防止信號失真。從概念上來說，音頻源408的模擬電壓輸出可借由包含音訊前置放大器406所跟隨的電阻器407a及407b的分壓器對電壓上按比例調整以產(chǎn)生時變電流αIref。實施此一電路的方式是采用具有值Iref的固定參考電流且使用具有電流增益α的電流放大器按比例調整此電流至較高或較低電流，其中響應于模擬音訊源408的模擬輸出調變該增益α。模擬音頻源408可包括磁帶播放器、數(shù)字音頻播放器、CD播放器或以數(shù)字方式串流的音樂。

圖22C中所展示的用以驅動模擬音頻源的另一方法是直接轉譯數(shù)字源413(諸如數(shù)字串流的音頻、以數(shù)字方式編碼的數(shù)據(jù)或CD音頻)且使用音頻編碼譯碼器412中的格式轉換將特定數(shù)據(jù)編碼格式轉換成并行或串行數(shù)字數(shù)據(jù)。接著，此1位數(shù)據(jù)串流或16位平行字組序列是使用數(shù)字信號處理器(DSP)411中的客制算法進行處理且以有規(guī)律的時間間隔加載至D/A轉換器410中以產(chǎn)生所要時變參考電流αIref。為避免音頻失真，若將保持整個音訊頻譜則應在44kHz的最小頻率下將數(shù)字字組加載至D/A轉換器410中。在操作中時變參考電流αIref接著控制金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a以驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a。

一共同混淆點在于，諸如CD播放器或因特網(wǎng)串流的數(shù)字音頻的數(shù)字音頻源通常被視為數(shù)字的，此是因為音頻信息是儲存為「位」，明確言之儲存為描述通常稱為PCM或脈沖寫碼調變的序列音頻音量的數(shù)字字組。然而，在重建模擬音頻信號期間，數(shù)字PCM源是用于驅動D/A轉換器以產(chǎn)生時變模擬信號，且因而信號重建包括以類似于圖22C中所展示的方法的方式進行「模擬」合成。

除該等相似性以外，數(shù)字音頻播放器的功能是重現(xiàn)驅動磁性線圈或壓晶體管以移動空氣及產(chǎn)生聲音而非產(chǎn)生光的音頻信號。揚聲器或變頻器的大部分充當自然濾波器，其慣性負責移除許多不需要的頻率及尖波。例如，結合濾波電容器，揚聲器線圈的電感自然形成簡單低通濾波器。簡言之，音頻重現(xiàn)支持低頻率且必須使用藉助于功率放大產(chǎn)生的高電流驅動，以如實重現(xiàn)高頻率音調。在許多情況中，諸如在吉他放大器中，只要諧波聽上去「良好」，放大器便經(jīng)有意驅動成失真。

相比而言，光子是無質量的且并不經(jīng)歷慣性阻尼或濾波。LED的響應時間以奈秒精確度發(fā)生且即使在驅動波形的全部諧波對于光療目的而言是不需要或有害時仍如實重現(xiàn)該等諧波。由于此等差異，無論是使用模擬合成還是數(shù)字合成來產(chǎn)生用于光療的波形，用于驅動光療中的LED的諧波頻譜內容皆是使用特定生物物理過程(諸如細胞、組織及器官的電子傳導、離子傳輸、分子鍵合、瞬時熱傳導及穩(wěn)態(tài)加熱)達成生物共振的關鍵。

例如，當調適用于LED驅動的音頻源或音樂時，DSP 411可用于對來自音訊串流的特定頻率及音符予以選擇性地濾波同時抑制可能不利于光療治療的其他音調，例如，借由鐃鈸撞擊聲產(chǎn)生的奇次諧波。因此，用新數(shù)據(jù)加載D/A轉換器410的數(shù)據(jù)速率應等于不小于兩倍的隨著借由金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的LED電流調變重現(xiàn)的最高頻率。為了方便起見，D/A轉換器410、DSP轉換器411及音頻編碼譯碼器412可借由通常憑借對晶體(xtal)振蕩器的振蕩向下分頻而產(chǎn)生的共同數(shù)字時鐘信號414同步。雖然數(shù)字濾波可使重現(xiàn)于揚聲器或耳機聲音上的音樂及音調對于人耳而言不可聽到，但從光療中的LED驅動波形移除不需要的諧波及頻譜內容對于在光療治療期間達成組織特異性及高治療功效而言是重要的。

本文中所揭示的用于避免模擬信號處理、數(shù)字濾波或產(chǎn)生音調和弦的音訊混合的復雜性及增加的成本的另一發(fā)明性方法是將模擬合成波形與借由以數(shù)字方式「選通」模擬振蕩波形所達成的第二數(shù)字脈沖頻率組合。返回參考圖17B的電路，此方法采用單頻率振蕩器236以在使用數(shù)字合成器203a選通金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器使其接通或關斷時饋送金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的參考電流輸入。存在兩種可行方法，即

將數(shù)字選通頻率fclock設定為高于振蕩參考電流的頻率fref，即，fclock>fref

將振蕩參考電流的頻率fref設定為高于數(shù)字選通頻率fclock，即，fref>fclock

使用此兩種方法產(chǎn)生的波形具有不同頻譜特性，且因此該等方法不能互換使用來執(zhí)行雙頻LED驅動。

圖23A繪示其中時鐘信號的頻率fclock高于以正弦方式振蕩的參考電流的頻率fref的情況，即，上述方法的第一者。如圖表420a中所展示，具有周期Tref＝3.42毫秒及平均值422的292Hz振蕩正弦參考電流421(D4)與具有時鐘周期Tclock的啟用信號423的數(shù)字脈沖相比明顯具有較長的周期及較低的頻率。為此圖解說明目的，啟用信號423的數(shù)字脈沖的特定頻率fclock可為任何值，前提條件為fclock至少是正弦波頻率fref的兩倍。在操作期間，每當啟用信號423是處于邏輯零時金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215輸出零伏特(即，接地)，且每當啟用信號423是處于邏輯1或「高」狀態(tài)時金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215輸出振蕩參考電流421的模擬值。所得波形是相當于針對各時刻以「1」或「0」的數(shù)字乘法器乘以模擬正弦波，本質上是將正弦波「切分」成若干段。

圖表420b中所展示的LED電流波形包括高度變化的電流的小電流脈沖424，其中脈沖集合形成具有與振蕩參考電流421相同的頻率及相位的包絡425a、425b、425c或425d(個別及統(tǒng)稱為425)。取決于啟用信號423的t_on對Tclock的比率，此等包絡的差異是僅在振幅上的變動。該啟用信號423的工作因子(即，t_on/Tclock)充當脈沖寬度調變亮度控制，在不改變正弦波參考電流421的頻率或相位的情況下借由脈沖寬度調變控制正弦包絡425的平均電流且因此LED亮度。

因為復調和弦的兩個頻率中的較高者是「以數(shù)字方式」產(chǎn)生，所以此頻率分量將呈現(xiàn)方波的先前所描述造成不需要的頻譜污染的諧波。此點是繪示于圖23B中，其中292Hz參考電流421在借由線431展示的頻率fref下發(fā)生，且與在借由線432展示的頻率fclock下發(fā)生的4,672Hz的以數(shù)字方式施加脈沖的啟用信號423組合。因為該啟用信號423是一方波，所以其產(chǎn)生諧波434，諧波434包含在音訊頻譜中的14,016Hz的第3諧波及其在超音波頻譜中(即，超出借由線175所繪示的頻率)的諧波的其余者。因此使用此方法，可在不需要混合器或兩個模擬振蕩器的情況下產(chǎn)生292Hz(D4)及4,672Hz(D8)的和弦，其中唯一缺點在于不需要的第3諧波仍存在于音訊范圍中。出于參考目的，所得頻譜是概述于包含D的其他八音度的表格435中。

若數(shù)字脈沖率是增加至D9或高于約7kHz的任何其他音符，則沒有諧波將顯示于音頻頻譜中。此實例是展示于圖23C中，其中借由線431所展示的292Hz參考電流是與在借由線440所展示的頻率fclock(D9)下的9,344Hz以數(shù)字方式施加脈沖的啟用信號441組合。出于參考目的，所得頻譜是概述于包含D的其他八音度的表格445中。如所示，第3諧波442位于超音波范圍中，且因此并非為頻譜污染的源。

注意，如圖23D中所展示，若可將借由線450展示的時鐘頻率fclock推動至超音波頻譜中，則如表格451中所展示不存在令人擔憂的諧波。因為此方法消除和弦的第二音符，因此其并非為用于復調合成的方法且并不賦予優(yōu)于使啟用信號保持接通的任何優(yōu)點。作為替代例，如借由圖23E中的實線452所展示，在18,688Hz(即，在D10)下運行時鐘消除如表格453所示的全部音頻諧波但仍提供一第二頻率作為fref的八音度。

概括地說，對于其中fclock>fref的兩個音調的復調合成，對fref的值并無限制但必須選取避免音訊范圍中的顯著頻譜污染的數(shù)字脈沖產(chǎn)生的頻率fclock。

圖24繪示其中在低于以正弦方式振蕩的參考電流的頻率fref的頻率fclock下(即，其中fclock<fref)以數(shù)字方式選通啟用信號的情況。

如圖表460a中所展示，具有周期Tref及平均值464的固定頻率持續(xù)振蕩參考電流462與具有時鐘周期Tclock的啟用信號461的數(shù)字脈沖相比以較長周期及較低頻率振蕩。將各時鐘周期Tclock細分成兩個時間間隔，即，在啟用信號461處于邏輯零或經(jīng)施加偏壓處于「關斷」條件時的toff及在啟用信號461經(jīng)施加偏壓處于邏輯1或「高」狀態(tài)時的t_on。在操作期間，每當啟用信號461處于邏輯零時金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215輸出零伏特，即，接地。相反地，每當啟用信號461是邏輯1或「高」狀態(tài)時，金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215輸出振蕩參考電流462的時變模擬值。

在此t_on時間間隔期間，金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的輸出并不導致單一、恒定LED電流但電壓及電流的正弦振蕩的任何部分皆在該時間發(fā)生。所得波形是相當于針對各時刻以「1」或「0」的數(shù)字乘法器乘以模擬正弦波，本質上是將該正弦波「切分」成短時間間隔或振蕩的「片段」。圖表460b中所展示的LED電流波形包括持續(xù)時間t_on的相同時間間隔，其中LED電流466在其切斷(如借由線467所展示)達持續(xù)時間toff的前完成一或若干振蕩循環(huán)且此后重復整個循環(huán)。

倘若參考電流波形463包含具有平均值465的DC偏移，如圖表460a中所展示，則圖表460b中所展示的所得LED電流波形468呈現(xiàn)相同AC振蕩行為，惟該振蕩的量值減小除外，從而導致重復傳導達持續(xù)時間t_on且接著在繼續(xù)其傳導及小信號振蕩之前暫時中斷達持續(xù)時間toff的一LED串的亮度的振蕩擾動。注意，振蕩參考電流中不存在或存在DC偏移對雙音符和弦的諧波頻譜不產(chǎn)生任何影響。

使用此所揭示方法的由虛線432所示的D8及由虛線471所示的D9的一和弦的所得頻譜是展示于圖25A中，其中在借由實線472所展示的9,344Hz(D9)的頻率fref下之一正弦參考電流與在借由實線423所展示的4,672Hz(D8)的頻率fclock下以數(shù)字方式施加脈沖的啟用信號組合。因為該啟用信號是以數(shù)字方式施加脈沖，所以其產(chǎn)生諧波434，諧波434包含在音訊頻譜中的14,016Hz的第三諧波及在超音波頻譜中的較高頻率諧波(即，超出借由線175所繪示的頻率)。因此，使用此方法，可在不需要混合器或兩個模擬振蕩器的情況下產(chǎn)生D8及D9的和弦，其中唯一缺點在于不需要的第3諧波仍存在于音訊范圍中。出于參考目的，所得頻譜是概述于包含D的其他八音度的表格473中。

雖然此方法對于高頻率和弦起良好作用，但在產(chǎn)生低頻率時其操作仍成問題，此是因為數(shù)字時鐘，即諧波噪聲及頻譜污染的起源在雙音符復調和弦的較低頻率下發(fā)生。此問題是繪示于圖25B中，圖25B展示將584Hz(由虛線475所示的D5)參考電流(線476)與292Hz(由虛線161所示的D4)的以數(shù)字方式施加脈沖的啟用信號(實線161162)混合的結果。由于該292Hz方波啟用信號，諧波164的頻譜污染在整個音訊頻譜中發(fā)生，如表格477中所描述，此與圖12中所展示的情況相同。因此，此方法對于產(chǎn)生用于光療應用中的LED驅動的低頻率復調和弦并非有用。

為產(chǎn)生高頻率復調和弦，可如圖26中所展示般以低成本實施該方法，此是因為用于產(chǎn)生正弦波的振蕩器236亦可用于驅動簡單的除以2、4或8的計數(shù)器482以僅產(chǎn)生所需的數(shù)字時鐘脈沖作為至驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的啟用信號輸入。因為振蕩參考236呈現(xiàn)用于清除觸發(fā)計數(shù)器482的過慢的正弦轉變，所以具有滯后性及高輸入阻抗的一中介施密特(Schmidt)觸發(fā)器或比較器481是插入于振蕩器236與計數(shù)器482之間。借由計數(shù)器482實施的頻率劃分中的每一因子2表示音樂音符中的八音度，即，D8除以2是D7，D8除以4是D6等等。

脈沖寬度調變的數(shù)字LED控制

除了上文所描述的模擬正弦合成之外，本文中所揭示的用以合成具有經(jīng)控制的諧波含量用于驅動光療系統(tǒng)中的LED的正弦波形的另一發(fā)明性方法是透過使用數(shù)字合成。模擬合成涉及以正弦方式改變至LED電流控制電路的參考或偏壓電流，而數(shù)字合成涉及以持續(xù)變化的時間間隔對LED電流施加脈沖使其接通及關斷以合成一正弦波(或正弦波的多個頻率的和弦)。脈沖調變技術包含通常由首字母縮略詞脈沖寬度調變指代的固定頻率「脈沖寬度調變」及由首字母縮略詞PFM指代的可變頻率「脈沖寬度調變」兩者。雖然可采用脈沖寬度調變及PFM調變技術兩者來控制電子電路(諸如電壓調節(jié)器)中的平均電流或電壓，但PFM的可變時鐘率使波形合成變得復雜。此外，PFM可引起不需要的射頻噪聲及頻率改變的電磁干擾(EMI)且因此難以進行濾波或屏蔽。EMI在醫(yī)學裝置中尤其成問題，此是因為諸如FDA及FCC的政府機構嚴格禁止可能危險地干擾一醫(yī)院或診所中的其他生命攸關的醫(yī)學裝置的EMI。因此，在理解替代性地一序列PFM控制脈沖可視需要用于波形合成中的情況下，本申請案的數(shù)字合成章節(jié)主要集中于脈沖寬度調變控制技術。

返回至圖15中所展示的波形實例，雖然脈沖數(shù)字波形243至258并非特定繪示數(shù)字正弦合成，但繪示僅借由增加LED電流脈沖寬度267至一較長脈沖寬度268來將平均LED電流從借由虛線272所展示之一位準改變至一較高位準273的能力。因為脈沖267及268兩者的頻率是等于所以此表示亦稱為固定頻率脈沖寬度調變的「脈沖寬度調變」的原理，其是以數(shù)字方式執(zhí)行正弦合成所藉助之一方法。數(shù)字合成的替代方法，即「脈沖頻率調變」或亦稱為一「PFM」是借由比較在時間t8及t9處用于借由改變LED接通時間及頻率而將平均LED電流從借由虛線273展示之一位準增加至借由虛線274所展示之一位準的脈沖268及269進行例證，即，因為T2大于T1，所以脈沖268的頻率(1/T1)大于脈沖269的頻率(1/T2)?？勺冾l率PFM方法可包括固定接通時間或固定關斷時間調變方案。由于考慮到造成動態(tài)改變電磁干擾從而導致難以進行濾波的噪聲的時變信號，所以通常避免可變頻率PFM方法。

不像其等的效能及電路穩(wěn)定性對其等的輸出的電負載靈敏的模擬電路，在數(shù)字合成中，借由數(shù)字合成器電路產(chǎn)生的啟用信號具有一大數(shù)字「扇出」，意謂一數(shù)字合成器可用于控制許多信道及金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器。一大扇出之一實例是繪示于圖27C中，其中數(shù)字合成器203具有一單一輸出且用于驅動從215a至215n的許多金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器的啟用輸入，其中n是一變量且并不一定表示英文字母表的第14個字母。在此實例中，其中數(shù)字合成器203具有一單一輸出，LED驅動器的全部信道將同時呈現(xiàn)相同數(shù)字波形且合成相同正弦曲線。此集中式方法容許一數(shù)字合成器使用一共享導電信號路徑(無論是一導線、導電印刷電路板(PCB)跡線還是一數(shù)據(jù)總線)連接至全部金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器。

圖27A、圖27B及圖27C繪示及對比數(shù)字合成器的各種組合及LED驅動的獨立信道。在圖27A中，各金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a至215n系借由其自身對應數(shù)字合成器203a至203n(統(tǒng)稱為數(shù)字合成器203)加以控制，其中下標「n」表示一數(shù)學變量且并非為英文字母表的第14個字母。所展示的此各種數(shù)字合成器可占據(jù)表示一集中式、叢集化或完全分布式系統(tǒng)之一個、若干個或全部獨立的集成電路。因為各LED信道及相關聯(lián)金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器是借由其等自身專用數(shù)字合成器加以控制，所以此實施方案提供在需要時合成具有信道專屬頻率、量值及持續(xù)時間的正弦波的完全靈活性。因而，重要的是，通道應經(jīng)同步至一共同時鐘參考，否則信道至信道交互作用及頻迭可引起噪聲。在此獨立自主的方法中，數(shù)字合成器203a至203n的各者必須使用一專用導線或導電PCB跡線連接至金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a至215n中的其對應金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器。

在不犧牲靈活性的情況下最小化電路重復及最小化IC面積的另一方法是圖27B中所展示的集中式控制方法，圖27B包括具有多個獨立控制的輸出的單一數(shù)字合成器203。在此方法中，集中式數(shù)字合成器203必須使用分離及相異導線或導體對每個金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器進行唯一尋址。若采用離散導線或導電PCB跡線，則數(shù)字合成器必須經(jīng)定位靠近金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器，即在金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器實體附近，或以其他方式將需要大量具有延長長度的導體。替代性地，可采用數(shù)據(jù)總線以針對全部信道分布數(shù)據(jù)，但接著各信道需要譯碼器電路來唯一地識別其特定控制信號與其他信號。

圖27A的數(shù)字合成器203a的實施方案是示意性地表示于圖28A中，圖28A包括數(shù)字計數(shù)器503、鎖存器506及包括反相器507a及507b的數(shù)字緩沖器串，其中數(shù)字合成器203a的輸出憑借借由微控制器μC 500產(chǎn)生的時鐘信號501及平行數(shù)據(jù)總線502加以控制。展示反相器507a及507b以繪示必須緩沖包括最小尺寸邏輯晶體管的鎖存器506的輸出以驅動一或多個金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a的輸入電容，以及補償存在于數(shù)字合成器203a與借由電流槽電路201a表示的電負載之間的導電互連中的任何寄生電阻及電容。因而，用于反相器507b中的金屬氧化物半導體場效晶體管的電流驅動能力及對應柵極寬度應相應地經(jīng)設定大小以依必要速度驅動啟用線。

雖然圖解說明展示電插入于鎖存器506的未經(jīng)緩沖輸出與至高電流反相器507b的輸入之間的單一反相器507a，但實務上循序增加柵極寬度的許多中間反相器(未展示)可用于按下反相器的電容負載來按比例調整各反相器的輸出電流。只要反相器系列(包含第一反相器507a及最后反相器507b)中的反相器的總數(shù)目是偶數(shù)，例如，2、4、6、…，則數(shù)字計數(shù)器503及鎖存器506的輸出應數(shù)字合成器203a的輸出保持數(shù)字相位。采用所描述的循序緩沖器串的結果是顯著較大扇出且具有一致驅動廣泛范圍的數(shù)據(jù)線同時促成信號傳播延遲的可忽略變化的能力。貫穿本發(fā)明，在高速柵極需要高速驅動長線、高電容或重負載的任何時候可使用此相同技術，且因此將不再描述該技術。

在操作中，μC 500將來自其型樣EPROM的數(shù)據(jù)寫入至平行輸出線502上。μC 500亦在線501上產(chǎn)生包括同步脈沖及時鐘信號θ的時鐘信號。在操作中，同步脈沖將鎖存器506的輸出設定至邏輯「1」，借由反相器507a及507b緩沖的該輸出啟用金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a使其處于接通狀態(tài)，驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的柵極以產(chǎn)生一經(jīng)方法化電流ILED及照明LED串205a至固定亮度。同時，該同步脈沖引起數(shù)字計數(shù)器503將存在于平行數(shù)據(jù)總線502上的數(shù)據(jù)加載至計數(shù)器的緩存器504中，該數(shù)據(jù)借由實例展示為8位字組。時鐘信號θ的脈沖引起數(shù)字計數(shù)器503線性倒數(shù)，隨著每一脈沖使其余計數(shù)遞減1。當計數(shù)達到零時，數(shù)字計數(shù)器503在輸出線505上產(chǎn)生脈沖，將鎖存器506的輸出重設至「0」且停用驅動金屬氧化物半導體場效晶體管216a的金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a。

圖28B的時序圖繪示圖表510a中的數(shù)字計數(shù)器503的數(shù)字合成器操作及圖表510b中的鎖存器506的操作。如所展示，數(shù)字計數(shù)器503在借由時鐘信號線501上的同步脈觸發(fā)加載指令511后，即刻加載數(shù)據(jù)512。時鐘信號θ的重復脈沖隨后針對各時間間隔Tθ遞減計數(shù)器緩存器504一次，最終在時間513處倒數(shù)至零計數(shù)。在此時間期間，數(shù)字合成器203a的輸出輸出如借由波形516展示之邏輯「1」狀態(tài)。當數(shù)字計數(shù)器503中的計數(shù)的值達到零時，在時間513處重設輸出(線517)且LED串關斷。直至下加載指令脈沖(線511)，數(shù)字計數(shù)器503中的計數(shù)保持于零(線514)或替代性地即使其繼續(xù)計數(shù)，亦被忽略。在加載指令511時，數(shù)字計數(shù)器503針對下循環(huán)加載數(shù)據(jù)515。

如圖510b所示，所導致的自鎖存器506的LED致能信號輸出包含在t＝0之前，致能輸出為0，其與加載指令511「設定至1」同時轉變?yōu)檫壿嫛?」(如位準516所示)，且在時間t_on的時候以加載指令517「重設定至0」以邏輯「0」的轉變終結。在0至t_on的整個期間中，其中當致能信號輸出為邏輯「1」時，LED是經(jīng)照明。在0至周期T_sync的間隔518中，致能輸出維持于邏輯「0」，及LED維持暗的；之后，脈沖循環(huán)上述方式重復循環(huán)。數(shù)字計數(shù)器503的功能是決定t_on間隔的長度，即，LED將照明整個周期T_sync的部份，及藉此設定平均亮度。工作因子D為接通時間t_on與周期T_sync的比例，其為由D＝t_on/T_sync所給予的平均LED亮度的量測。高工作因子，例如90％意指高亮度。低工作因子，例如10％導致低的LED亮度。90％的工作因子意指LED于一半的時間為接通的，及因此導致全部LED亮度的一半。

如所繪示，數(shù)字計數(shù)器503是二進制的且可包括漣波計數(shù)器或一同步計數(shù)器。替代性地，計數(shù)器503可借由μC 500內的軟件實現(xiàn)，從而消除對硬件計數(shù)器及鎖存器的需要，但仍執(zhí)行類似功能。綜上所述，在數(shù)字合成器203a內的脈沖寬度調變計數(shù)器功能可經(jīng)離散實施，或使用μC 500內的專用定時器功能實施，或實施于μC 500內的軟件中。然而，當采用軟件定時器時，必須保持小心謹慎以確保中斷并不暫?；蜓舆t有規(guī)律的計數(shù)器操作，否則可能合成一錯誤頻率。

所揭示LED驅動系統(tǒng)的所得LED電流波形包括依固定時鐘率重復的具有經(jīng)控制寬度及變化持續(xù)時間的脈沖。借由改變接通時間t_on同時維持固定時鐘周期T_sync，可以數(shù)字方式控制LED串中的平均電流。此方法可稱為固定頻率脈沖寬度調變或脈沖寬度調變控制。具有變化接通時間的脈沖的固定頻率脈沖寬度調變產(chǎn)生的實例是繪示于圖28C中。在光療應用中，脈沖寬度調變平均電流控制可用于如圖8B中所展示且描述于先前引用的美國申請案第14/073,371號中的以數(shù)字脈沖LED電流的動態(tài)亮度調整。替代性地，本文中所揭示的此等脈沖寬度調變方法可用于正弦波形的數(shù)字合成，從而以發(fā)明性方式驅動LED串而不受音訊頻譜中的頻譜污染。

不像在先前章節(jié)中所描述的模擬合成中，其中借由使用正弦參考電壓變更經(jīng)傳導LED電流來改變平均LED電流，在數(shù)字正弦合成中采用以指定方式改變的序列脈沖寬度以在遠低于用于產(chǎn)生該等脈沖自身的時鐘率的頻率下重新產(chǎn)生正弦波形。如圖28C的脈沖波形519的集合圖28C中所展示，脈沖寬度調變可以被使用來合成工作因子的多種范圍。舉例而言，脈沖520包括為時鐘周期T_sync一半的一接通時間t_on50，明確言之對于波形的部分520具有數(shù)字值「1」且對于周期T_sync的其余部分521具有數(shù)字值「0」。因而接通時間t_on＝50％·T_sync，關斷時間toff＝1-t_on＝50％·T_sync，且在此特定情況中t_on＝t_off。

在任何脈沖寬度調變脈沖期間的平均電流是借由其定義為D t_on/T_sync的工作因子來判定。因此，在此實例中工作因子是借由D＝t_on50/T_sync＝50％給定，其中虛線522以圖形方式繪示該工作因子，在視覺上表示波形的平均值。以波形523開始，圖28C中所展示的波形的頂列繪示具有大于50％的工作因子，明確言之為61％、71％、79％、82％及99％的工作因子的脈沖524。在99％波形中，表示平均值的虛線526及借由線段525展示的關斷時間并未按比例繪制以較佳繪示變量。類似地，以波形527開始，圖28C中所展示的波形的底列繪示具有小于50％的工作因子，明確言之為39％、29％、21％、18％及1％的工作因子的脈沖。在1％波形中，表示平均值的虛線529及借由脈沖528展示的接通時間并未按比例繪制以較佳繪示變量。頂列中的各實例是定位于其在底列中的互補波形上方，即，在50％狀況左右的鏡像狀況。例如，具有接通時間t_ton61及61％工作因子的波形524具有高出50％中心值11％的工作因子，而具有一接通時間t_ton39及39％工作因子的波形527具有低于50％中心值11％的工作因子。

借由以特定方式將具有變化工作因子及固定周期的系列脈沖串接在一起(即，串行化)，可從脈沖寬度調變調變量位脈沖產(chǎn)生任何數(shù)學函數(shù)，包含正弦波形。例如，在圖29A中，依固定周期T_sync發(fā)生的具有變化寬度(例如，_ton50、_ton82、_ton21等)的系列數(shù)字脈沖590導致合成純正弦波592的時變平均值。在此數(shù)字合成期間，模擬參考電流591的值保持恒定且并不促成正弦波的產(chǎn)生。在此方法中，正弦波592可經(jīng)合成以具有獨立于時鐘頻率1/T_sync的任何頻率及周期，前提條件為該時鐘頻率1/T_sync高于經(jīng)合成的最高頻率1/Tsynth。

只要選取接近或大于22kHz的時鐘頻率f_sync＝1/T_sync，則數(shù)字時鐘頻率及其諧波皆不存在于音訊頻譜中，且所得數(shù)字合成并不產(chǎn)生可能不利地影響光療功效的任何頻譜污染。例如，可采用21,024Hz時鐘以合成具有24個獨立T_sync時間間隔的1,168Hz(D6)正弦波。此方法是相當于將360°正弦波分成15°及35.7微秒的24個片段603，各片段如在圖29B中所展示的數(shù)字合成器的正規(guī)化量值對時間的圖表600中所繪示。針對以固定15°角度增量602表示的所經(jīng)過時間繪制正弦波601的平均值導致頻譜包括經(jīng)產(chǎn)生正弦曲線602的頻率f_synth＝1/T_synth以及用于產(chǎn)生該正弦曲線602的時鐘頻率f_sync＝1/T_sync。在脈沖寬度調變中，借由脈沖寬度調變工作因子判定的各脈沖的量值具有與具有相同分辨率的D/A轉換器的平均振幅相同的平均振幅。

然而，不像D/A轉換器，在脈沖寬度調變控制中實際模擬值并不存在于波形的振幅中而是存在于該波形的借由電流或電壓的時間平均值判定的持續(xù)時間中。此持續(xù)時間是借由具有分別對應于弧度0°、90°、150°及330°的50％、100％、75％及25％的脈沖寬度調變工作因子的波形604a至604d繪示。任何15°時間增量的平均值602包括輸出是處于100％的全標度時的時間的一部分及其中輸出是處于0％的周期的其余部分。展示為正弦曲線600的平均值是在各時間片段的工作因子之間且與各時間片段的工作因子成比例改變。

實際情況是，在使用數(shù)字電路的正弦合成中，負電壓是成問題的，此是因為其等需要雙電源供應電壓，例如，±0.6V，其中信號必須在地上電壓至「地下」電壓的范圍中。負電壓或地下電壓在集成電路中并不常見，難以整合，此是因為其等需要特殊電隔離技術且在數(shù)字電路中幾乎聞所未聞。為僅使用正供應電壓實現(xiàn)正弦曲線，該正弦波的平均值必須在地上發(fā)生。例如，若正弦波601是使用1.2V邏輯實現(xiàn)，則對于具有1.2V的峰值至峰值電壓范圍(即，±0.6V)的正弦曲線，該正弦波的平均電壓在0.6V下發(fā)生。在數(shù)字合成中此中心電壓在D＝50％處發(fā)生，此相當于在0°、180°及360°下發(fā)生之一正弦波的零狀態(tài)。

正弦曲線的模擬合成與固定頻率脈沖寬度調變數(shù)字合成之間的直接比較是展示于圖29C中，其中垂直軸表示所合成正弦波在給定時間間隔中的振幅，而水平軸表示在該時間間隔內的時間。在使用D/A轉換器(DAC)的模擬合成中，在圖表620a中所展示的借由DAC輸出控制的信號的振幅保持于恒定電壓持續(xù)整個周期T_sync。在任何給定時間間隔中，正規(guī)化DAC輸出621具有在0％至100％的范圍中的值Von/1.2V，如線623所展示；且可在下一時間增量中借由量值622的變化而改變。根據(jù)任何所要分辨率，包括對于8位DAC的256個位準、對于12位DAC的4096個位準及對于16位DAC的65,536個步進，此等量值變化一般包括±ΔV、±2ΔV等的線性步進。因為波形的瞬時電壓是借由DAC設定而非借由脈沖寬度調變計數(shù)器設定，所以用以實施模擬合成的最高所需時鐘頻率是1/T_sync，其中根據(jù)在保真度下重現(xiàn)的最高頻率調整周期T_sync。

相比而言，使用脈沖寬度調變數(shù)字合成，在圖表600b中所展示的電壓對時間的圖中，在各時間間隔開始處，電壓從0％跳轉直至100％，無中間值，惟轉變除外，且保持于此電壓持續(xù)T_sync周期627的某分率t_on時間625。除非另受可用時鐘頻率限制，否則根據(jù)所要分辨率以借由分別具有256、4096或65,536步進的分辨率的8位、12位或16位計數(shù)器在范圍626內所設定的時間線性增量±Δt、±2Δt等動態(tài)調整接通時間t_on。因為正弦曲線的平均值是借由計數(shù)時間且進一步細分圖表600b中所展示的脈沖的時鐘設定，所以需要高于使用D/A轉換器所需要的時鐘率來合成正弦波。因此，模擬合成借由電壓的步進達成其分辨率，而脈沖寬度調變數(shù)字合成借由時間的步進達成其分辨率。因而，脈沖寬度調變數(shù)字合成所需的時鐘的最大頻率是1/Tθ，其中此頻率是同步時鐘頻率1/T_sync乘以所要分辨率。在脈沖寬度調變合成中，各時間間隔(例如，604a)包含其中電流在LED中流動的時間的一部分及其中驅動電流是零的時間的一部分。若時鐘頻率f_sync是足夠高以超出音訊頻譜，則活組織中的細胞不能響應于此高頻率的存在，尤其是因為其表示平均電流在從一時間間隔至下一時間間隔的小信號變化。本質上該等細胞提供自然濾波。由于LED及金屬氧化物半導體場效晶體管驅動電路中的不可避免地軟化驅動電流波形邊緣及對高頻率噪聲(尤其超出音頻頻譜的諧波)予以濾波的電容而發(fā)生另一濾波效應。最后可視需要對LED驅動信道增加額外電容。

具有良好保真度的正弦重建，即，具有由于波形自其數(shù)學上理想形狀的失真而發(fā)生的最小諧波的正弦合成，需要經(jīng)重現(xiàn)的最高正弦頻率f_synth(max)的足夠數(shù)目個時間間隔。對于模擬合成，此時鐘頻率f_sync是借由以下關系式給定

f_sync＝1/T_sync＝(時間間隔數(shù)目)·f_synth(最大)

其中變量「時間間隔數(shù)目」是針對經(jīng)合成的最高頻率波形的每360°的時間間隔的數(shù)目且f_synth(最大)是經(jīng)合成的最高頻率波形。可選取間隔數(shù)目所藉助的方式是借由使用以下關系式的以度數(shù)為單位的各時間間隔的所要寬度：時間間隔數(shù)目360°/(各時間間隔的弧度)。例如，若各弧度是36°，則時間間隔數(shù)目＝10，若各弧度是20°，則時間間隔數(shù)目＝18，若各弧度是15°，則時間間隔數(shù)目＝24，若各弧度是6°，則時間間隔數(shù)目＝60等等。較小角度需要更多時間間隔來描述正弦波的完整360°循環(huán)的此雙曲線關是意謂在脈沖寬度調變合成中，較高分辨率需要較快時鐘。

為概述該比較，數(shù)字脈沖寬度調變合成需要高于模擬合成的頻率時鐘fθ，此是因為必須將各時間間隔T_sync進一步細分成具有持續(xù)時間Tθ的較小時間片段，此意謂對于數(shù)字脈沖寬度調變合成，相同位分辨率需要高于模擬合成的時鐘頻率。此較快時鐘的所需頻率fθ，即，用于計數(shù)接通時間的增量及設定工作因子的頻率，是借由以下關系式給定

fθ＝1/Tθ＝(位分辨率)·f_sync＝(位分辨率)/T_sync

＝(位分辨率)·(時間間隔數(shù)目)·f_synth(最大)

本質上描述固定時間間隔的多少個薄矩形是用于重建待合成的最高頻率的循環(huán)。此較快脈沖寬度調變時鐘信號fθ可使用恒定或動態(tài)可調整頻率比率從較佳經(jīng)溫度補償以最小化漂移的甚至更高固定頻率振蕩器fosc產(chǎn)生。將經(jīng)合成的正弦波形劃分成具有固定持續(xù)時間及具有等于該函數(shù)的量值的高度的小矩形的過程是類似于在微積分學中稱為「積分」的數(shù)學方法。在積分學中，在時間增量「dt」變得無限薄時，經(jīng)合成波形經(jīng)精確重現(xiàn)，且曲線下方的區(qū)域，即光療激發(fā)的能量及諧波含量經(jīng)精確控制。又，應注意，T_sync的值對于模擬合成及數(shù)字合成兩者為相同。例如，使用各為20°的18個時間間隔合成1,168Hz(D6)正弦曲線，用于在模擬合成中加載D/A轉換器或在數(shù)字脈沖寬度調變合成中加載數(shù)字計數(shù)器的同步時鐘具有21,024Hz的頻率f_sync即，足夠高使得其及全部其諧波在音頻頻率范圍的上限范圍內及超出該范圍處發(fā)生的頻率。

圖29D中的圖表640a繪示系統(tǒng)中所需的依據(jù)展示為在D4至D8的范圍中的待合成的最大頻率正弦波而變化的時鐘頻率的圖。y軸表示最高頻率時鐘，其在借由線641表示的模擬合成的情況中為用于在f_sync的頻率下加載D/A轉換器的同步脈沖且在數(shù)字脈沖寬度調變合成的情況中為具有頻率fθ的數(shù)字計數(shù)器時鐘。使用相同1,168Hz波形的數(shù)字合成，針對分別借由線642及643展示的8位分辨率及10位分辨率的脈沖寬度調變數(shù)字計數(shù)器的數(shù)字時鐘率需要約5.38MHz及21,529MHz的對應時鐘頻率fθ。對于12位分辨率，數(shù)字計數(shù)器時鐘是f_sync,的4,096倍或高于86MHz，太高以致無法在該圖表上展示。

亦展示于圖29D中的圖表640b繪示增加用于合成經(jīng)產(chǎn)生的最高頻率正弦波的360°的時間間隔數(shù)目的線性影響，其中該時間間隔數(shù)目從8改變至30。如借由線645所展示，合成2,336Hz(D7)正弦波所需的時鐘率保持低于5MHz以用于采用對1.2V正弦波提供64個量值的6位計數(shù)器，即，其中各步進表示信號的18.8mV或1.6％增量。線646繪示提供256個步進及4.69mV或0.4％步進增量的精確度的8位計數(shù)器可在不超過20MHz的情況下在整個范圍上達成。

考慮到實際商業(yè)微控制器通常在10MHz與25MHz之間的時鐘頻率下操作，線647繪示10位脈沖寬度調變計數(shù)器可僅與較小數(shù)目個(8個或更少)時間間隔一起使用，同時保持低于25MHz。使用每360°少于12個時間間隔導致未經(jīng)較高位精確度補償?shù)慕?jīng)合成正弦曲線的失真，意謂借由使用12位脈沖寬度調變計數(shù)器或更大位脈沖寬度調變計數(shù)器更精確設定在給定時間間隔中的平均電壓的益處不值得犧牲用于建構正弦曲線的時間間隔的數(shù)目。對于無不需要的音訊頻譜諧波的正弦曲線的高保真度合成，出于實際考慮的時間間隔數(shù)目在從各寬30°的12個時間間隔至15°的24個時間間隔的范圍中。以下表格詳細說明使用各種大小的脈沖寬度調變計數(shù)器合成一4,672Hz(D8)正弦曲線所需的時鐘頻率。

在以上條件中，陰影框是不可行的，此是因為時鐘頻率超過25MHz或因為時間間隔的數(shù)目太少。此分析表明最佳條件是驅動8位脈沖寬度調變計數(shù)器以從各寬20°的18個時間間隔合成4,672Hz(D8)正弦曲線的21.5MHz脈沖寬度調變時鐘。對應脈沖寬度調變時鐘具有周期Tθ＝1/fθ＝1/(21.529MHz)＝46.5奈秒及具有對應頻率f_sync＝83.9kHz的T_sync＝256/fθ＝11.9微秒的同步周期。

雖然可利用離散振蕩器解決方案，但在許多情況中準確度及成本是無保證的，尤其是考慮到許多此等解決方案是針對無線電通信開發(fā)。另一方面，25MHz振蕩器相對易于離散制造或結合共同微控制器制造，此是因為此振蕩頻率通常用于以太網(wǎng)絡通信中。圖30中繪示根據(jù)本發(fā)明制成的時序源及時鐘產(chǎn)生器電路660，其包括振蕩器661、數(shù)字計數(shù)器662及664以及微調緩存器663以產(chǎn)生圖28A中所展示的用于驅動數(shù)字合成器203a的時鐘信號501。

振蕩器661可使用晶體振蕩器、R-C弛緩振蕩器、環(huán)形振蕩器或硅MEM振蕩器實現(xiàn)。包括經(jīng)機械調諧以使特定頻率共振的石英晶體碎片的晶體振蕩器是有利于其溫度獨立性，但不幸的是與半導體相比相對易損壞。R-C弛緩振蕩器采用電阻器-電容器網(wǎng)絡以依設定速率給電容器充電，在達到比較器或施密特觸發(fā)臨限值之后使該電容器迅速放電且無限地重復該過程。在許多情況中，實施時序源660的電路組件是完全整合至μC 500(展示于圖28A中)中且在韌體或軟件中完全是用戶可方法化。

時鐘精確度是借由微調一R-C振蕩器中的電阻器及/或使用相對溫度獨立的材料來實現(xiàn)。另一替代例是使用頭尾連接(即，輸出端至輸入端連接)以形成一回路或環(huán)的較大數(shù)目個反相器產(chǎn)生一時序源。當經(jīng)供電時，信號圍繞反相器環(huán)在根據(jù)該等反相器的傳播延遲的一頻率下傳播。需要奇數(shù)個反相器以確保振蕩繼續(xù)進行?，F(xiàn)今可用的最新解決方案是使用硅微型機械裝置或MEM，其等用于產(chǎn)生借由電容性耦合或壓電電阻性變動而經(jīng)電監(jiān)測且經(jīng)調諧以根據(jù)其特定質量共振之一小振動彈簧或跳板(懸臂)。

無論所采用的技術為何，振蕩器661皆產(chǎn)生一25MHz振蕩信號，接著該25MHz振蕩信號借由數(shù)字計數(shù)器662調整至任何較低所要頻率，例如，21.5MHz。若振蕩器661是在制造期間經(jīng)微調，則計數(shù)器662可借由軟件默認至一固定值。然而，若振蕩器661的頻率隨著制造而改變，則使用微調緩存器663的功能微調通常在制造期間執(zhí)行。在功能微調中，在調整借由儲存于微調緩存器663中的數(shù)字值加載至計數(shù)器662中的計數(shù)時重復進行頻率fθ的量測，直至達成所要頻率且頻率源經(jīng)校正。

此脈沖寬度調變時鐘頻率是供應至數(shù)字合成器且亦供應至可方法化計數(shù)器664的輸入，將脈沖寬度調變時鐘頻率fθ轉換成具有一頻率f_sync的同步脈沖，即，如所展示，低于fθ的256倍。針對計數(shù)器664的除以因子應匹配脈沖寬度調變輸出的所要分辨率，例如，8位、10位等。以此方式脈沖寬度調變數(shù)字計數(shù)器664將計數(shù)對應于頻率fθ的脈沖且稍后發(fā)生256個脈沖的同步脈沖將重設LED驅動器且重新開始計數(shù)。

如應用于光療中的LED驅動，可借由使建構正弦曲線中所使用的時間間隔的數(shù)目乘以可行的脈沖寬度調變工作因子的數(shù)目來估計使用本發(fā)明的正弦產(chǎn)生的有效分辨率，即，脈沖寬度調變計數(shù)器的位分辨率。使約相當于4位精確度的18個時間增量乘以從一8位計數(shù)器產(chǎn)生的D的256個可行值，意謂對于正弦曲線高達5,425Hz，總分辨率是約相當于12位或4096個組合。除非時鐘頻率與f_synth(max)成比例增加，否則使用脈沖寬度調變方法合成高于此頻率的正弦曲線意謂必須以雙曲線降低集合分辨率，即，其中fosc/f_synth(max)借由降低位分辨率或時間間隔的數(shù)目來犧牲保真度。所合成的最大頻率與其集合分辨率之間的此取舍是繪示于以下表格中：

該表格繪示對于合成高達約5.4kHz的正弦曲線，數(shù)字合成器的總體分辨率是4608個組合，大于12位分辨率。高于在本文中稱為合成器的「帶寬」的此頻率，數(shù)字合成器的分辨率與正弦曲線的頻率成比例下降，下降至在9,344Hz(D9)處的11位精確度，且始終維持至少10位分辨率直至音頻頻譜的上邊緣。帶寬限制及其影響是以圖形方式繪示于圖31中，其中曲線671展示在可行組合的數(shù)目及其等位等效兩方面集合合成器分辨率對最大合成頻率f_synth(max)。如所展示，數(shù)字合成器203a的準確度保持恒定于超過12位的值，直至達到5.425kHz的頻率，即，數(shù)字合成器的帶寬(線673)，高于該頻率分辨率與f_synth(max)成比例下降。在超音波頻譜的邊緣處(線175)，數(shù)字合成器203a仍維持10位的總體分辨率。若用于合成最高頻率正弦波的時間間隔的數(shù)目是維持于時間間隔數(shù)目(#intervals)＝18，則集合分辨率671的下降必須伴隨如借由線672所展示的脈沖寬度調變計數(shù)器分辨率之一降低。甚至在高于合成器203a的帶寬直至超音波頻譜的邊緣175下操作時，脈沖寬度調變計數(shù)器分辨率仍超過6位。

明顯地高于合成器203a的帶寬，當分辨率下降時，所合成正弦波的保真度受到影響。雖然對于聽音樂的音響愛好者而言，數(shù)字音頻重現(xiàn)過程的微妙失真及相位假影對于經(jīng)訓練的耳朵也許可注意到，但在用于光療的LED驅動中所得失真是基本上微不足道的，其攜載較少能量且在音訊頻譜外的諧波頻率下發(fā)生。預期在此頻率范圍中無不利影響。

如先前所描述，在略高于7kHz的頻率下，一方波的甚至最低諧波是在音訊頻譜外且預期不會影響光生物調節(jié)及光療功效。因此在高于借由圖31中的線673所展示的臨限頻率的頻率下，本發(fā)明可繼續(xù)在降低的保真度下進行脈沖寬度調變合成，切換至脈沖數(shù)字操作或切換至先前所描述的模擬合成。圖32A中所展示的所得諧波頻譜繪示使用正弦曲線的脈沖寬度調變數(shù)字合成僅導致借由線675表示的在音訊范圍中的經(jīng)合成頻率。借由線676表示的用于將資料串流加載至脈沖寬度調變數(shù)字計數(shù)器中的同步頻率f_sync在遠至超過音訊頻譜的上限(線175)的超音波頻譜中的頻率下發(fā)生。用于控制脈沖寬度調變接通時間的時鐘脈沖(線678)及用于產(chǎn)生其的時鐘脈沖(線677)在MHz范圍中發(fā)生且并不存在于任何LED驅動激發(fā)波形中。

當采用相同方法來合成較低頻率正弦波時，例如，借由圖32B中的線681所展示的f_synth＝292Hz(D4)，引起潛在嚴重噪聲問題。若使用最小所需同步時鐘頻率(線682)產(chǎn)生292Hz的合成頻率，則所得時鐘頻率f_sync在音頻頻譜中間的7,078Hz處且在具有相對較高能量含量的情況下發(fā)生。此外，如借由圖32B中的表格679所描述，同步脈沖的第三諧波(線683)亦落在低于超音波頻譜的下限(線175)的在音訊頻譜的上部的頻率處。用于控制脈沖寬度調變接通時間的時鐘脈沖(線684)及用于產(chǎn)生其的時鐘脈沖(線677)在MHz范圍中發(fā)生且并不存在于任何LED驅動激發(fā)波形中。因此雖然使用最小可行時鐘頻率是有益于合成高頻率波形，但其并不有利于產(chǎn)生較低頻率正弦曲線。

如圖32C中所繪示，要求脈沖寬度調變時鐘頻率fθ的上限不超過較佳振蕩器頻率25MHz且同步脈沖頻率f_sync的下限不落在音訊頻譜內對可使用先前所描述的固定時鐘比率合成的頻率f_synth的范圍進行實際約束，即

fθ＝(位分辨率)·f_sync＝(位分辨率)·(時間間隔數(shù)目)·f_synth(最大)

為使由24個15°時間間隔或18個20°時間間隔形成的經(jīng)合成正弦波的脈沖寬度調變時鐘頻率保持于借由水平線680所展示的25MHz或低于25MHz，將最大頻率正弦曲線f_synth(最大)限于分別如借由點682a及682b展示的4,069Hz及5,425Hz且與圖31一致。根據(jù)以上關系式，在另一極限處，合成含15°時間間隔的具有低于917Hz之一頻率f_synth或含20°時間間隔的具有低于1,222Hz的頻率f_synth的任何正弦波意謂同步時鐘脈沖頻率f_sync將是足夠低使得其落于借由線175表示的頻率以下且落于音頻頻帶中，明確言的展示為點684a及684b，從而可能產(chǎn)生影響光療功效的不需要的頻譜污染。所得范圍下端以音訊頻譜對于同步時鐘f_sync的限制為界限且上端以振蕩器的25MHz頻率對脈沖寬度調變時鐘頻率fθ的實際限制為界限(對于20°合成實例而言借由陰影區(qū)域685所展示)。假定振蕩器頻率及音頻界限是固定的，則在所容許范圍外操作意謂分辨率必須為合成高正弦頻率而作出犧牲，且在另一極限處，在合成低頻率正弦曲線時必須維持一高于最小頻率的同步時鐘頻率，即，「過取樣」同步時鐘頻率。

綜上所述，當用于脈沖寬度調變數(shù)字合成的所需時鐘頻率為不切實際高時，使用本發(fā)明可用的選項包含

限制經(jīng)合成正弦波的最大頻率

借由限制脈沖寬度調變位分辨率，即，降低工作因子的分辨率，來折衷經(jīng)合成波形的諧波保真度

借由采用較大時間間隔藉此減小每T_synth的時間間隔的數(shù)目來折衷經(jīng)合成波形的諧波保真度

使用如先前所描述的包含根據(jù)模擬、數(shù)字及PCM源改變LED電流的量值的D/A轉換器在高于特定時鐘頻率下從數(shù)字合成切換至模擬合成

以上方法的組合

相反地，當經(jīng)合成的正弦波的頻率太低時，最小同步時鐘頻率必須維持高于設定頻率限制且不能與經(jīng)合成頻率成比例調整。使用本文中所揭示的發(fā)明性方法，可因此使用數(shù)字合成產(chǎn)生用于LED光療的具有經(jīng)控制及動態(tài)可調整頻率的正弦波，而不受音訊頻譜中的不需要的諧波的頻譜污染。

數(shù)字正弦合成

鑒于對LED電流、頻率及亮度的脈沖寬度調變控制的設備及方法的前述描述，可動態(tài)合成任何正弦曲線、正弦曲線系列或多個正弦曲線的和弦。

再次參考圖28A的設備，在正弦合成中，特定控制序列，即，特定系列的脈沖寬度調變計數(shù)，是從諸如μC 500的任何數(shù)字控制器加載至數(shù)字合成器203a的緩存器504中。根據(jù)本文中所描述的方法的正弦曲線的數(shù)字合成控制光療中所使用的一或多個LED串的諧波含量及亮度。雖然微控制器μC 500是展示為此等指令之源，但任何可方法化邏輯或邏輯數(shù)組、客制數(shù)字電路或客制集成電路亦可用于產(chǎn)生控制序列。

無論借由硬件、軟件還是其等的某組合，數(shù)字合成的執(zhí)行皆涉及序列步驟，諸如圖33中所展示的步驟。以步驟「選擇型樣」(步驟700)開始，選取LED波長、信道及驅動算法。在「加載條件」(步驟701)中，將包含f_sync、f_θ、t_on、T_sync、Tsynth的此等設定及各種合成型樣加載至μC 500內的適當緩存器中及相關聯(lián)硬件、計數(shù)器、緩沖器等中。若將合成單頻正弦曲線f_synth1，則所需要的數(shù)字代碼的序列從非揮發(fā)性內存檔案調用且接著保存于數(shù)據(jù)緩存器或堆棧中。此等代碼表示每當發(fā)生T_sync脈沖時循序載入至脈沖寬度調變計數(shù)器中的計數(shù)。若將合成多個正弦曲線f_synth1+f_synth1+…+f_synthx的和弦，則從非揮發(fā)性內存檔案調用不同序列的數(shù)字代碼且將該等代碼加載至數(shù)據(jù)緩存器或堆棧中。數(shù)據(jù)緩存器可包括靜態(tài)內存或易失存儲器，即，SRAM或DRAM，但因為其等經(jīng)修改，即，在合成期間頻繁及迅速「寫入」，所以該等數(shù)據(jù)緩存器在對于用于儲存光療型樣及算法的非揮發(fā)性內存(諸如EPROM、E2PROM或快閃)而言太高的頻率下操作。

在將該等條件加載至緩存器或堆棧中以用于快速存取之后，在「載入T_sync計數(shù)器」(步驟702a)中，將含有表示第一時間間隔T_sync的數(shù)據(jù)的緩存器705加載至圖30中所展示的T_sync計數(shù)器664中。緊隨著，在「載入脈沖寬度調變計數(shù)器」(步驟702b)中，將緩存器706中表示脈沖在時間間隔T_sync內的接通時間的數(shù)據(jù)加載至圖28A中所展示的脈沖寬度調變計數(shù)器503中。在名為「設定鎖存器、啟用LED、開始計數(shù)」的步驟(步驟702c)中，將脈沖寬度調變鎖存器506的輸出設定為「高」，以啟用金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a及照明LED串205a。同時，T_sync計數(shù)器664及脈沖寬度調變計數(shù)器503開始計數(shù)來自fθ時鐘的脈沖。在名為「遞減脈沖寬度調變計數(shù)器至零」的步驟(步驟702d)中，在T_sync計數(shù)器繼續(xù)有增無減時脈沖寬度調變計數(shù)器503倒數(shù)至零。當脈沖寬度調變計數(shù)器503達到零時，將脈沖寬度調變鎖存器506的輸出重設為「低」，以停用金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a及關斷LED串205a，如借由名為「重設鎖存器、停用LED、繼續(xù)T_sync計數(shù)」的步驟(步驟702e)所描述。如名稱所描述，T_sync計數(shù)器透過名為「遞減T_sync計數(shù)器至零」的步驟繼續(xù)計數(shù)直至T_sync計數(shù)達到零。

一旦T_sync計數(shù)器664達到零，即刻根據(jù)借由最初在「選擇型樣」步驟700期間加載的檔案指定的算法進行方法決策(步驟703)。若已在「型樣完成」情況(箭頭704a)下完成型樣，則完成序列且必須選擇新型樣繼續(xù)進行。以其他方式，在「型樣未完成」的情況(箭頭704b)中，將包括緩存器705中表示新時間間隔T_sync 705的數(shù)據(jù)及緩存器706中表示脈沖在時間間隔T_sync內的接通時間的數(shù)據(jù)的一組新的計數(shù)分別加載至T_sync計數(shù)器664及脈沖寬度調變計數(shù)器503中，且重復步驟702a至702f。該過程繼續(xù)進行直至決策703判定型樣已完成，藉此方法執(zhí)行終止且序列正弦曲線或正弦和弦的數(shù)字合成完成。

在軟件實施方案中，計數(shù)器702a及702b的大小可調整，能夠合成正弦曲線的單個循環(huán)或多個循環(huán)?？砂唇栌蓛Υ嬗诰彺嫫?06中的計數(shù)判定的接通時間與儲存于緩存器705中的T_sync時間間隔的比率計算給定脈沖的工作因子。在固定頻率脈沖寬度調變合成中時，緩存器705中的T_sync時間間隔保持恒定且緩存器706中的接通時間是經(jīng)調整以控制工作因子，T_sync周期可經(jīng)調整以合成具有任意頻率f_synth的任何給定正弦曲線。圖33中所展示的算法適應根據(jù)經(jīng)合成的正弦曲線的頻率改變T_sync的值及維持所要分辨率。例如，f_sync可與經(jīng)合成的正弦曲線的最大頻率f_synth(max)成比例降低。替代性地，可采用f_sync的高于所需的值。

例如，惟前述音頻頻率噪聲問題除外，292Hz(D4)正弦曲線可使用8位脈沖寬度調變計數(shù)器及24個或18個時間間隔合成。在圖34A的圖表730中，正弦曲線731a是使用24個均勻間隔的時間間隔合成，各時間間隔對應于15°的弧且具有140.7微妙的持續(xù)時間。各時間間隔具有借由步進731b所展示憑借具有概述于表格732中的256個持續(xù)時間的8位脈沖寬度調變計數(shù)器判定的平均值。借由用同等于表格733的「脈沖寬度調變計數(shù)」行中的十進制數(shù)字或「十六進制」行中的十六進制數(shù)字的二進制連續(xù)加載脈沖寬度調變計數(shù)器，將產(chǎn)生正弦波形731a。在操作中，在表示0°的第一時間點，脈沖寬度調變計數(shù)器是用達50％(50°的正弦曲線)的十六進制數(shù)字80加載。由于計數(shù)器中的量化誤差，即，128/255，最近工作因子是50.2％，合成器呈現(xiàn)與其理想平均輸出的略微差異。在140微秒(T_sync時間間隔)之后，脈沖寬度調變計數(shù)器是用將工作因子改變至62.7％的新值A0十六進制(160十進制)載入。

該過程繼續(xù)循序驅動平均量值為較高直至在0.86ms處脈沖寬度調變計數(shù)器用達到100％的工作因子的FF十六進制加載。此后脈沖寬度調變工作因子下降以達到對應于270°的正弦曲線的在2.57ms處的最小值0。接著，該過程重復以合成正弦曲線的額外循環(huán)。此正弦合成的主要消極態(tài)樣是借由表格732中所展示的f_sync＝7,008Hz產(chǎn)生的噪聲。雖然其并不包括存在于有意在音訊頻帶中操作的現(xiàn)今數(shù)字脈沖系統(tǒng)中的音頻頻率諧波的完整頻譜，但其仍表示音訊頻譜污染。

在圖34B的圖表730735中，正弦曲線736a是使用18個均勻間隔的時間間隔合成，各時間間隔對應于20°的弧且具有190.3微秒的持續(xù)時間。各時間間隔具有借由憑借具有概述于表格737中的256個持續(xù)時間的8位脈沖寬度調變計數(shù)器判定的步進736b所展示的平均值。借由用同等于表格738的「脈沖寬度調變計數(shù)」行中的十進制數(shù)字或「十六進制」行中的十六進制數(shù)字的二進制連續(xù)載入脈沖寬度調變計數(shù)器，將導致正弦波形736a。將正弦波劃分成20°的時間間隔優(yōu)于將其劃分成15°的時間間隔的處在于，較低分辨率容許在一時鐘頻率fθ下合成較高頻率正弦曲線。采用20°的時間間隔的缺點在于，最靠近正弦曲線上的在90°及270°處的最大值及最小值的點在80°、100°、260°及280°處發(fā)生，從而引起經(jīng)合成的正弦波的某程度的變平，輕微失真看似如同波形經(jīng)「限幅」。此正弦合成的另一消極方面是借由表格737中所展示的f_sync＝5,256Hz產(chǎn)生的噪聲。雖然其并不包括存在于有意在音訊頻帶中操作的現(xiàn)今數(shù)字脈沖系統(tǒng)中的音頻頻率諧波之一完整頻譜，但其仍表示音訊頻譜污染。

圖34C中更詳細地展示用于合成正弦曲線736a的脈沖寬度調變脈沖739及其平均值步進736b的序列的時間圖表。為清楚起見，各步進736b的平均值是依各時間間隔的百分比以及同等于加載至8位脈沖寬度調變計數(shù)器中的二進制計數(shù)的對應十進制列出。

圖34D的圖表740繪示包括18個20°的時間間隔的具有借由步進741b展示的脈沖寬度調變平均值的1,168Hz(D6)正弦曲線741a的單個循環(huán)的合成。在此情況中，脈沖寬度調變時鐘頻率fθ是從fθ＝1.346Mhz調整至5.198MHz且同步時間間隔T_sync是從T_sync＝190.3μs調整至49.3μs，與如概述于表格742中的經(jīng)合成正弦曲線的從3.42ms至0.86ms的周期的降低相當。用于合成正弦曲線741a的脈沖寬度調變計數(shù)器序列是以十六進制形式及其十進制等效形式兩者描述于表格743中。因為同步頻率是f_sync＝20,304Hz，所以未產(chǎn)生音頻頻譜噪聲。

圖34E的圖表745繪示用于合成圖表中所展示的包括根據(jù)表格748中所展示的脈沖寬度調變計數(shù)序列及表格747中所展示的時鐘周期所形成的步進746b的4,672Hz(D8)正弦曲線746a的相同數(shù)據(jù)。比較此等條件與較低頻率正弦曲線的合成繪示對于脈沖寬度調變時鐘fθ的最小頻率時鐘率要求隨合成準確度(即，用于合成正弦曲線的時間間隔的數(shù)目(時間間隔數(shù)目))及經(jīng)合成的正弦曲線的頻率f_synth改變。

如以上表格揭露，在依以相較于20°分辨率經(jīng)增加的時鐘率攜載33％附加項(overhead)的15°增量的合成的情況下，脈沖寬度調變時鐘頻率fθ與經(jīng)合成的頻率成比例增加。此增加的準確度僅在合成4,672Hz(D8)頻率或更高頻率時成為限制性，此是因為28.7MHz超過用于微控制器中及用于以太網(wǎng)絡的共同時鐘頻率25MHz。該表格亦闡明使用最小頻率f_sync合成292Hz正弦波導致音訊頻譜中的在約5kHz及7kHz下的噪聲?？墒褂孟挛恼撌龅倪^取樣避免此問題。

雖然前述波形包括具有表示100％的數(shù)字標度的峰值至峰值振幅的正弦曲線，但經(jīng)合成的正弦波的量值可僅借由改變如圖35A中的表格753中所展示的循序脈沖寬度調變代碼而減小。在圖表750中所展示的數(shù)字合成波形751中，函數(shù)的平均值是+25％且隨總計在從0％至50％的范圍中的±25％的振幅754改變，即，隨25％±25％之一正弦輸出改變。在未從先前在表格732中指定的全標度正弦曲線的操作條件改變表格752中的操作條件的情況下，可僅借由調整在表格753中標記為「十六進制」的脈沖寬度調變代碼序列以降低量值數(shù)字來控制以數(shù)字方式合成的正弦曲線的量值及中間值。

盡管圖35A中所展示的此降低量值的正弦波向下延伸至其最小值0％，然如圖35B中的圖表760所展示，甚至在借由線764展示的±25％的降低量值的正弦曲線的情況下，整個曲線可向上移位達DC偏移765(在此實例中移位達+25％)，以產(chǎn)生具有DC偏壓偏移的所得偏移正弦曲線761。在光療中此波形調變LED亮度同時總是維持某照度。該移位是平均值且振蕩的較小量值是完全借由最小化表格763762中所描述的循序脈沖寬度調變代碼變動而完成。

如圖35C揭露，如表格773中所展示的脈沖寬度調變代碼的修改可用于進一步將AC擺動限于小信號位準，例如，±10％變動。該移位是平均值且振蕩的較小量值是完全借由最小化表格772中所描述的循序脈沖寬度調變代碼變動而完成。此AC分量774在與波形771的DC分量765相比時可視為小信號，該DC分量765包括整個正弦曲線中的+60％偏移765。所得頻譜是展示于圖35D中，其繪示在1,168Hz(D6)(線780)的頻率下具有有限振幅(線781)的正弦曲線。如以圖形方式表示，具有有限振幅(線781)的正弦曲線坐落于DC偏移(線782)頂上。依據(jù)定義，直流電或DC具有零赫茲的頻率。同步時鐘具有遠在音訊頻譜外的28kHz的頻率(線783)。這些頻率是概述于表格784中。

和弦的數(shù)字正弦合成

根據(jù)本發(fā)明制造的LED光療驅動系統(tǒng)亦能夠以數(shù)字方式合成用于驅動LED串的多個頻率的和弦。當存在一個以上頻率型樣時，例如，具有周期Tsynth1的較高頻率正弦波及具有周期Tsynth2的較低頻率正弦波，選取該型樣的持續(xù)時間以合成較低頻率的至少一循環(huán)。此意謂該型樣的總時間具有至少Tsynth2的持續(xù)時間且跨相同時間間隔將必定發(fā)生較高頻率正弦曲線的一個以上360°循環(huán)。為簡單起見假定正弦曲線的比率是整數(shù)，即，其中Tsynth2＝βTsynth1，則在僅發(fā)生較低頻率正弦曲線的一個循環(huán)的同時期間將發(fā)生較高頻率正弦曲線的β個以上循環(huán)。例如，1,168Hz(D6)正弦波的單個循環(huán)需要0.856ms以完成360°，而4,672Hz(D8)正弦波僅需要0.214ms。因此其等正弦周期的比率是β＝4，意謂4,672Hz(D8)正弦波的四個完整循環(huán)是在與僅完成1,168Hz正弦曲線的一個循環(huán)相同的時間間隔中完成。

此較高頻率分量的實例是展示于圖36中，其中具有周期Tsynth1＝0.214ms的4,572Hz正弦曲線的一個別循環(huán)重復四個循環(huán)，經(jīng)合成型樣具有總周期βTsynth1＝4Tsynth＝4·0.214ms＝0.856ms。圖表800中所展示的所得曲線801包括具有描述于表格803a中針對從0至0.214ms的持續(xù)時間的經(jīng)合成工作因子及數(shù)字脈沖寬度調變代碼的相同型樣且接著在行803b、803c及803d中針對從0.214ms至0.428ms、從0.428ms至0.642ms及從0.642ms至0.856ms的對應時間間隔重復。總之，4,672Hz正弦曲線的四個循環(huán)的合成需要4·0.214＝0.856ms來完成，包括4·18＝72個時間間隔。

為在本文中所揭示的數(shù)字合成中將兩個或更多個波形準確地相加在一起以形成和弦，各函數(shù)必須在相同時間點具有經(jīng)定義值，即使該值必須從其他時間點內插。例如，為將1,168Hz正弦波的值與4,672Hz正弦波801的四個循環(huán)的值相加在一起，兩個正弦波在0.214ms的各時間增量處必須具有一對應值。因此雖然較高頻率正弦波801的個360°循環(huán)的合成將僅包括18個時間間隔，但較低頻率正弦波將包括72個時間間隔，遠多于其高保真度合成所需要的時間間隔。使用比高保真度重現(xiàn)實際所需更多的時間間隔合成波形在本文中稱為「過取樣」。

圖37A中繪示一經(jīng)過取樣的正弦曲線的實例，其包括從持續(xù)時間813的72個相異時間間隔(如實合成具有高保真度的正弦波811所需的數(shù)目的4X)的脈沖寬度調變平均值812產(chǎn)生的1,168Hz正弦曲線811。過取樣的益處包含

減少輸出漣波

簡化對高頻率時鐘信號的濾波

在合成低頻率正弦波時防止同步時鐘頻率落在音頻頻譜中

提高分辨率以包含其中可增加具有不同頻率的兩個或更多個正弦曲線的振幅以依數(shù)字方式合成若干頻率的和弦的共同時間點。

例如，在圖37B中所展示的定義用于合成正弦曲線811的脈沖寬度調變計數(shù)的型樣表格815a、815b及815c中，僅需要陰影列來合成具有保真度的波形。脈沖寬度調變計數(shù)的其余計數(shù)表示經(jīng)過取樣的資料。因為僅需要四分之一的脈沖寬度調變計數(shù)來準確產(chǎn)生所要正弦波，所以驅動數(shù)據(jù)經(jīng)4X(即，4倍)過取樣。

在此情況中，此波形可與圖36的正弦曲線801直接相加在一起以產(chǎn)生包括兩個正弦波的和弦的新波形。使波形相加以產(chǎn)生包括兩個分量頻率的和弦的一新波形的過程是以圖形方式展示于圖38中，其中圖表820a繪示該和弦的兩個分量頻率，即，1,168Hz(D6)正弦曲線811的循環(huán)及4,672Hz(D8)正弦曲線801的四循環(huán)，各循環(huán)振幅相等，具有100％的峰值至峰值振幅及50％的平均工作因子。4循環(huán)正弦曲線801具有借由線821所展示周期Tsynth1＝0.21ms，而較低頻率正弦曲線811具有借由線822所展示的長度為Tsynth1的四倍之一周期Tsynth2＝0.86。因為該兩條曲線是彼此的整數(shù)倍，所以過取樣促進在各時間間隔的脈沖寬度調變計數(shù)的簡單相加以合成兩個音符的和弦。

表示分量頻率的一和弦的所得復合頻率是借由圖38中的圖表820b中的波形823展示。該波形的正弦性質及其構成頻率易于從圖表820b中所展示的時間波形識別。然而，在圖39中所展示的頻譜中，可易于明白，借由線828及827表示等于D的第6音度826及第8八音度825的經(jīng)合成頻率具有相等振幅及低于音訊頻譜的上限(線175)的唯一合成頻率。同步時鐘在恰進入超音波頻譜中的為18倍的最高頻率的一頻率下發(fā)生，即，18·4,672Hz＝84,096Hz(線829)。這些頻率是概述于表格824中。

在將更多音符增加至和弦時或若構成頻率具有不同振幅，則波形在視覺上變得甚至更復雜。具有不同頻率及振幅的混合正弦曲線的實例是繪示于圖40的圖表830a中，其中將具有在一50％平均值周圍的±50％之一峰值至峰值振幅的1,168Hz(D6)正弦曲線811混合(即，以代數(shù)方式增加)至具有±7.5％的一經(jīng)減弱AC量值832的4,672Hz正弦曲線831的4個循環(huán)，其中正弦曲線831坐落于+17.5％的DC偏移833頂上，意謂正弦曲線831在從17.5％的低值至15％的上限值的范圍中。在光療中，DC偏移可經(jīng)解譯為LED將從不下降至其以下的最小電流及對應亮度。自將兩個正弦曲線加總成和弦所得的波形834是展示于圖40的圖表830b中。盡管事實為波形834及圖38的波形823兩者皆包括相同頻率分量及諧波頻譜，明確言之D6及D8的音符，然該等時間波形看似完全不同。

創(chuàng)建用于正弦合成的型樣表格(例如，表格815a至815c)所借助一過程涉及圖41中所展示的算法或對其的某種修改。在此方法中，以時間間隔的數(shù)目開始，(例如，時間間隔數(shù)目＝18)，接著使用固定角度計算數(shù)據(jù)行弧度，即，Φ＝360/18＝20°。該行弧度Φ結合經(jīng)合成波形的頻率f_synth(例如，f_synth＝4,672Hz)產(chǎn)生一經(jīng)計算的時間間隔T_sync＝1/Tsynth＝(20°/360°)/4,672Hz＝0.012ms。鑒于前述內容，若循環(huán)數(shù)目β＝1，則總周期βTsynth是βTsynth 1·(18·0.012ms)＝0.214ms。結果是包括角度行對對應時間點的時間間隔表格843。若需要兩個循環(huán)，即，循環(huán)數(shù)目β＝2，則使時間間隔表格843的高度加倍，其中時間行以0.012ms的增量從0ms延伸至0.428ms且對應弧度以20°的增量在從0°至720°的范圍中。

接下來，借由正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840(在本實例中借由正弦曲線函數(shù)[A·(sin(Φ)+1)+B]≤100％)逐行處理時間對弧度Φ的時間間隔表格843。如所指示，該函數(shù)是經(jīng)正規(guī)化，即，表示為從0％至100％的一百分比。A表示振幅且B表示正弦波的偏移。振幅A是從正弦波的峰值至峰值的值之間的垂直中點計算；偏移B是從正弦波的最小值計算。因此，0>A≤0.5且0≤B<1，且當A＝0.5時，B＝0。結果是模擬正弦表格844，其包括時間行與對應弧度Φ及正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的輸出，即，該正弦波函數(shù)在各弧度的精確正規(guī)化值，前提條件為該函數(shù)并不超過100％。

例如，在圖34D中所展示的不具有DC偏移的未按比例調整的正弦波中，乘數(shù)A＝0.5且B＝0使得正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的輸出是[0.5·(sin(Φ)+1)+0]，其值在從0％至100％的范圍中，平均值為50％。在如圖35A的圖表750中所展示的具有按比例調整的振幅A＝0.25且不具有DC偏移B＝0的一經(jīng)減弱的正弦波的情況下，正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的輸出是[0.25·sin(Φ)+1)+0]且在從0％至50％的范圍中并且平均值為25％。在如圖35B的圖表750中所展示的具有DC偏移的一經(jīng)減弱的正弦波的情況下，A＝0.25且B＝0.25，正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的輸出是[0.25·(sin(Φ)+1)+0.25]，其值在從25％至75％的范圍中，且平均值為50％。在圖35C的圖表770中所展示的繪示具有大DC偏移的高度減弱的正弦波的實例中，A＝0.10且B＝0.60，藉此正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的輸出是借由[0.10·(sin(Φ)+1)+0.60]給定，其值在從60％至80％的范圍中且平均值為70％。

倘若正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的經(jīng)計算值超過100％，例如，[(A·sin(Φ)+1)+B]>100％，則數(shù)學函數(shù)840的輸出是釘扎于100％，該函數(shù)的最大值。在此等情況中波形的頂部部分將在100％的最大值處「限幅」，且所得波形失真將有可能產(chǎn)生不需要的諧波及頻譜污染。為在其中頻譜控制及不需要的諧波的防止是重要的光療中刺激愈合，較佳LED激發(fā)型樣是具有偶次諧波的無失真正弦波形。在諸如光動力療法的其他情況中，即，使用光子激發(fā)或以化學方式活化化學化合物或藥物，或努力以對細菌或病毒的細胞破壞為目標，其他波形亦可為有益的。借由正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840執(zhí)行的數(shù)學運算可因此表示任何時變且較佳循環(huán)的函數(shù)且并不限于正弦曲線。無論函數(shù)為何，皆便于將此運算的模擬輸出按比例調整至在0％至100％之間的范圍中的「精確值」，即，正規(guī)化數(shù)據(jù)。雖然實際上并不需要正規(guī)化，但借由按比例調整及正規(guī)化至0％至100％的范圍來限制數(shù)據(jù)范圍使模擬表格844之后續(xù)數(shù)據(jù)處理在避免大于任何后續(xù)數(shù)學運算的輸入范圍的信號方面變得更方便。

出于本發(fā)明之目的，術語「精確值」意謂大于型樣產(chǎn)生過程之后續(xù)步驟中的數(shù)字化過程的LSB(即，最低有效位)的準確度。所得輸出包含在從0％至100％的范圍中的模擬工作因子。倘若正弦曲線具有一經(jīng)減弱的振幅A<50％，例如，A＝25％，則導致限于小于全標度的工作因子的范圍的一輸出。

再次參考圖41，模擬正弦表格844是接著輸入至一模擬轉數(shù)字轉換器841中，其中函數(shù)(A·sin(Φ)+1)+B的各百分比值經(jīng)轉換成一相當數(shù)字工作因子以稍后在一脈沖寬度調變計數(shù)器中用于產(chǎn)生正弦曲線。選取匹配預期脈沖寬度調變計數(shù)器的位分辨率的轉換過程。例如，在使用用于8位計數(shù)器中的8位轉換數(shù)字化正規(guī)化數(shù)學函數(shù)840的模擬輸出時，工作因子是呈展示于數(shù)字化正弦表格845中的十進制格式的在從0至255的范圍中的數(shù)字化值或計數(shù)。該數(shù)據(jù)亦可借由在從00至FF的范圍中的同等于此計數(shù)的十六進制表示，但在實際使用中，脈沖寬度調變計數(shù)器使用基數(shù)為2的布爾(Boolean)邏輯以數(shù)字方式運算。數(shù)字化的過程自然地將精確模擬值四舍五入至其最接近的數(shù)字等效值，具有最接近輸入至模擬轉數(shù)字轉換器841的原始模擬值的模擬值的脈沖寬度調變計數(shù)。

接著，將同等于儲存于模擬正弦表格844中的模擬值的十進制加載至脈沖寬度調變計數(shù)器仿真器842中以產(chǎn)生經(jīng)量化的輸出「經(jīng)合成的工作因子」，用于實時合成正弦曲線的型樣表格846的關鍵分量。型樣表格846中的合成工作因子行表示最接近模擬正弦表格844中的原始精確值的模擬合成值，小差異在于由模擬轉數(shù)字轉換器841的轉換過程引起的數(shù)字化誤差?？稍趧?chuàng)建型樣表格846時檢視此誤差以判定與原始值的一致性是否可接受。若不可接受，則可使用較高位分辨率，但需要說明的是經(jīng)合成的正弦曲線的最大頻率可借由采用較高分辨率數(shù)據(jù)轉換而降低。雖然同等于工作因子的十進制是用于驅動控制LED驅動的脈沖寬度調變計數(shù)器，但型樣表格846中的模擬值是對驅動顯示圖形有用。

雖然用以產(chǎn)生圖41中所展示的型樣檔案的演算過程可實時「動態(tài)(on the fly)」或預先執(zhí)行，但在光療治療中的正常機器操作期間針對通常使用的頻率預先執(zhí)行該過程及將型樣檔案的集合儲存于「型樣庫」中以便于存取是有益的。

以相同方式，兩個或更多個正弦曲線的和弦可實時產(chǎn)生或預先形成且儲存于如圖42A的算法中所展示的型樣庫中。在此過程中時間間隔表格是從針對具有包含由CA純量乘法器851a在量值上調整的正規(guī)化數(shù)學函數(shù)A 850a的頻率f_synthA(正弦曲線A的頻率)的正弦曲線A及具有包含由CB純量乘法器851b在量值上調整的正規(guī)化數(shù)學函數(shù)A 850b的頻率f_synthB的正弦曲線B的輸入條件產(chǎn)生。此等波形在ALU 852中是包含多個組件的一加權總和而在數(shù)學上地相加、且由A/D轉換器853數(shù)字化、且被使用以脈沖寬度調變計數(shù)器仿真器854而導致一弦型樣表格855。

必須選取符合較高頻率正弦曲線上的時間間隔的最小可接受數(shù)目的時間間隔的數(shù)目及因此弧度Φ的分級。為使不同頻率正弦曲線的振幅相加，兩個正弦波應具有相同時間標度。因此，較低頻率正弦波將經(jīng)過取樣，諸如圖37A中所展示的正弦波，具有比在高保真度下的合成所需的更大的時間間隔數(shù)目及更精細的弧度Φ的分級。接著，各時間間隔表格是使用正規(guī)化數(shù)學函數(shù)850a及850b轉換成量值G(Φ)的精確值且輸出于其等對應模擬正弦表格(未展示)中，藉此

GA(Φ)＝[A·(sin(Φ)+1)+B]A

GB(Φ)＝[A·(sin(Φ)+1)+B]B

對應于具有不同頻率的兩個正弦波。

接著，借由CA標量乘法器851a及CB標量乘法器851b按比例調整此等振幅值。在按比例調整之后，使用算術邏輯單元(ALU)852或等效方法將該等量值與任何DC偏移CDC851c以算術方式相加在一起以促進從正規(guī)化數(shù)學函數(shù)產(chǎn)生器850a及850b輸出的分量模擬波形數(shù)據(jù)的加權和相加。此等波形在ALU 852中的加權平均值是借由以下給定

加權平均值＝{CA·GA(Φ)+CB·GB(Φ)+CDC}/(CA+CB+CDC)

倘若CA＝CB＝1且CDC＝0，則加權平均值＝{GA(Φ)+GB(Φ)}/2且輸出是兩個值的平均值。在加權平均值的情況下，例如，其中CA＝2且CB＝1，則正弦曲線A促成和弦的程度是正弦曲線B促成和弦的兩倍，在此情況中

加權平均值＝{2GA(Φ)+GB(Φ)}/3

若將包括最大振幅的四分之一的一DC偏移增加至信號，則以上等式變?yōu)?/p>

加權平均值＝{2GA(Φ)+GB(Φ)+1}/4

在混合之后，接著使用模擬轉數(shù)字轉換器853數(shù)字化ALU 852的輸出，從而導致借由用于控制脈沖寬度調變計數(shù)器的接通時間的數(shù)字代碼表示的信號量值。為完成和弦型樣表格855，借由脈沖寬度調變計數(shù)器仿真器854將該數(shù)字代碼轉換回至表示工作因子的模擬值。借由此過程引入的唯一誤差是從將ALU 852的加權平均值輸出四舍五入發(fā)生的單一數(shù)字化誤差。

因為僅一次引入數(shù)值誤差，即，當產(chǎn)生和弦型樣檔案時，圖42A的算法提供極高的準確度。在合成包含于型樣庫中且稍后用于后續(xù)播放的復雜型樣檔案時此準確度是尤其有益。該算法的缺點是借由數(shù)值加權平均化多個模擬值及要求后續(xù)數(shù)字化而引入的復雜性，使其與純粹數(shù)字信號重建方法相比較不可接受和弦的實時合成。

展示于圖42B中的使用純粹數(shù)字重建產(chǎn)生和弦的一替代方法利用圖41中所描述的算法以使用正規(guī)化數(shù)學函數(shù)A 860a及模擬轉數(shù)字轉換861a產(chǎn)生個別正弦型樣檔案以創(chuàng)建正弦曲線A型樣表格862a，且類似地使用正規(guī)化數(shù)學函數(shù)B 860b及模擬轉數(shù)字轉換861b以創(chuàng)建正弦曲線B型樣表格862b。此等個別型樣表格可以數(shù)字形式保存于型樣庫中且稍后用于產(chǎn)生和弦。

如圖42B中所展示，為產(chǎn)生和弦，分別借由EA數(shù)字乘法器863a及EB數(shù)字乘法器863b按比例調整(即，以數(shù)字方式相乘)個別正弦曲線型樣表格862a及862b。接著將此等按比例調整的檔案以數(shù)字方式增加至數(shù)字EDC DC偏移863c且使用ALU 864中的布爾代數(shù)相加，該ALU 864的輸出是借由脈沖寬度調變計數(shù)器仿真器854865轉換成合成和弦型樣。替代性地，可將該數(shù)據(jù)直接饋送至脈沖寬度調變計數(shù)器中以提供對LED的實時控制。

數(shù)字和弦合成的復雜性是創(chuàng)建檔案，其中復合波形的數(shù)學函數(shù)自型樣的結束及下一型樣的開始在振幅及斜率上(即，在其一階導數(shù)中)是連續(xù)的。此目標最容易借由具有為彼此的整數(shù)倍的復合頻率的正弦曲線解決，即，其中β是一整數(shù)，如圖43的實例中所繪示。在全部實例中，較低頻率正弦曲線870是與表示是正弦曲線870的頻率的β整數(shù)倍的較高頻率的較高頻率正弦曲線872、873、874、875、876及878組合，明確言之其中β分別等于2、3、4、5、6及8。

因為正弦曲線872、873、874、875、876及878的頻率是正弦曲線870的頻率的整數(shù)倍，所以該等正弦曲線的各者以相同值開始及結束，即，D＝50.2％。工作因子是50.2％而非50％的原因是數(shù)字化過程的假影。即使脈沖寬度調變計數(shù)器針對零代碼具有包含0伏特的256個位準，最大時間間隔的數(shù)目仍為255個步進，即，該255表示100％。因此代碼128并非恰是255個步進的一半，而是128/255＝50.2％。

因而，包括此兩個分量頻率的任何混合的和弦在經(jīng)合成型樣的開始及結束處將具有相同振幅且在循序重復時將在振幅及其階導數(shù)函數(shù)中形成逐段連續(xù)波形。根據(jù)對偶次諧波及其等在光療功效中的重要性的先前論述，偶數(shù)倍正弦曲線872、874、876及878是較佳的。明確言之為正弦曲線870的頻率的2的倍數(shù)的該等正弦曲線872、874及878表示基本頻率的八音度。

倘若和弦的分量頻率具有非整數(shù)的比率，則使用包括較低基本頻率的單循環(huán)的一型樣將不會達成跨重復型樣的連續(xù)函數(shù)?？缰貜托蜆拥娜魏伍g斷引起LED電流的突然跳轉且導致不需要的諧波，即，由于重復串行化單一型樣達在3分鐘至超過20分鐘的范圍中的持續(xù)時間而持續(xù)存在的諧波。

克服β>1的分數(shù)值的間斷的簡單解決方案是采用較低基本頻率f_synth2＝1/T_synth2的一個以上循環(huán)以定義型樣的總周期βT_synth2。所需循環(huán)的最小數(shù)目可借由將十進制比率轉換成具有最低公分母的一分數(shù)來判定。此最低公分母定義型樣中的較低基本頻率的循環(huán)的數(shù)目，而分子定義較高頻率的完整循環(huán)的數(shù)目。

例如，在圖44中的標記為β＝1.5＝3/2的最頂部圖形實例中，具有1.5或以分數(shù)表示為3/2的頻率比率的兩個正弦曲線包括具有相同起始值及終止值的借由曲線880展示的較低頻率正弦曲線fsynth2的兩循環(huán)及借由曲線881展示的高頻率正弦曲線f_synth1的三循環(huán)。因為分量正弦曲線以相同值起始及終止，所以組合該兩者的任何和弦亦將跨重復型樣在量值及其斜率(即，其一階導數(shù))上是連續(xù)的。雖然亦可儲存包括整數(shù)倍的此分數(shù)(例如，6/4、12/8或24/16)的型樣，但數(shù)據(jù)集在并未增加任何額外信息或改良分辨率的情況下實質上較大。因此，包括標量倍數(shù)的基于最低公分母的分數(shù)的型樣是僅在匹配一型樣庫中具有相同總型樣持續(xù)時間的其他型樣方面有益而非針對其等保真度或諧波含量。

包括最低公分母的分數(shù)可應用于任何頻率，其中總型樣持續(xù)時間及基礎數(shù)據(jù)文件是可管理。例如，圖44中的標記為β＝2.33333＝7/3的最底部圖形實例包括具有2.33333或以分數(shù)表示為7/3的頻率比率的兩個正弦曲線。在此實例中，和弦的分量包括具有相同起始值及終止值的借由曲線882展示的較低頻率正弦曲線f_synth2的三循環(huán)及借由曲線883展示的高頻率正弦曲線f_synth1的七循環(huán)。因為分量正弦曲線以相同值起始及終止，所以組合該兩者的任何和弦亦將跨重復型樣在量值及斜率(即，其階導數(shù))上是連續(xù)的。因為與其中β＝1.5的實例相比需要更多循環(huán)來構建始終維持連續(xù)性的重復型樣，所以此一型樣的數(shù)據(jù)文件自然較大及較長。雖然甚至長持續(xù)時間型樣具有可管理的檔案大小，但其等在形成新組合方面較不靈活。

縮減檔案大小及型樣長度的另一方法是利用鏡像階段對稱的原理。例如，在圖45中的標記為β＝11.5的最頂部波形中，具有周期T_synth2的較低頻率正弦曲線的單循環(huán)是與具有高11.5倍的頻率的正弦曲線886組合。正弦曲線886是距離成為12個完整正弦循環(huán)還少半個循環(huán)，如借由缺失片段887所展示。即使兩個正弦波在型樣的開始及結束時皆具有相同振幅，正弦曲線886的斜率在型樣結束時仍為負，此意謂函數(shù)是正的且在該型樣結束時量值下降。重復型樣將導致正弦波中產(chǎn)生不需要的較高諧波頻譜分量的兩個正「波峰」。

另一選項是以數(shù)值方式合成鏡像階段型樣，而非使型樣的長度加倍至其最低公分母分數(shù)β＝23/2來避免此問題。如本文中所揭示的本發(fā)明方法是展示于圖45的最底部圖表中，其中基本正弦波885在正常階段型樣及鏡像階段型樣兩者上保持相同，而正常階段型樣中所展示的較高頻率正弦曲線886是經(jīng)反相以形成鏡像階段中的正弦曲線888。正常階段型樣及鏡像階段型樣的交替組合導致在量值及斜率(即，其階導數(shù))上是連續(xù)的正弦曲線，而無需將長的不靈活型樣儲存于型樣庫中。

倘若組合不規(guī)則分數(shù)的頻率，則可能不切實際的是找出用于構建完整循環(huán)的兩個或更多個正弦曲線的方便分數(shù)。例如，圖46繪示正弦曲線891的頻率并非為整數(shù)倍或甚至分數(shù)倍的基本正弦曲線890的頻率。代替性地，正弦曲線891呈現(xiàn)其在型樣開始及結束時的值之間的振幅間隙892。重復此型樣將導致振幅及斜率在型樣結束與下一型樣開始之間的轉變處的嚴重間斷。此外，由于頻率β＝1.873的非整數(shù)分數(shù)倍，即使較大數(shù)目個循環(huán)亦將不會會聚于無間斷轉變上。蠻力解決方案是采用內插間隙填充894，其中使用手動或借由一些數(shù)學方法產(chǎn)生的一經(jīng)建構內插線段895將正弦曲線891修改成曲線893。內插線段895的形狀導致在型樣的振幅上無間斷且在斜率上具有最小間斷。雖然此編輯確實產(chǎn)生一些諧波，但可使用傅立葉分析設計以最小化諧波頻譜的任何不利影響。

在內容脈絡中描述用于使用數(shù)字合成來合成用于光療系統(tǒng)中的LED驅動的正弦及和弦激發(fā)型樣的所揭示設備及方法，其中用于LED驅動電路中的參考電流在產(chǎn)生各種型樣的整個過程中始終保持恒定。頻率、振幅及DC偏移的變化可全部在不使用模擬合成的情況下完全在數(shù)字域中產(chǎn)生。在本申請案的內容脈絡中純數(shù)字合成意謂使用脈沖寬度調變合成，不包含PCM音訊方法。相比而言，因為其采用輸出一時變模擬輸出的數(shù)字轉模擬轉換，所以脈沖寫碼調變在本文中是視為模擬合成。本發(fā)明的先前章節(jié)亦描述用于使用純粹模擬及此PCM以及其他數(shù)字化模擬合成方法兩者產(chǎn)生LED驅動的選項范圍。在本申請案中未排除使用數(shù)字合成及模擬合成兩者的組合以產(chǎn)生正弦曲線及其等的和弦。

對此混合模式合成的論述是超出本申請案的范疇且將不予以進一步描述，惟在使用參考電流作為調整使用數(shù)字脈沖寬度調變合成所產(chǎn)生的正弦曲線的全標度值的方法的內容脈絡中除外。此點的實例是繪示于圖47中，其中最頂部波形繪示根據(jù)先前所揭示方法使用具有變化脈沖寬度的脈沖901產(chǎn)生的脈沖寬度調變產(chǎn)生的正弦波902。如所展示，參考電流αIref具有在時間t1處增加至較高電流903b的值903a。參考電流的此變化的結果是繪示于圖47的展示由經(jīng)描述的合成波形所引起的LED電流的最底部圖表中。

在當參考電流經(jīng)施加偏壓于電流903a處時的時間t1之前的時間間隔中，LED驅動器的全標度輸出電流是借由線905a展示。在當參考電流增加至電流903b時的時間t1之后，LED驅動器的全標度輸出電流相應增加至電流位準905a。因為數(shù)字合成僅控制驅動器的LED啟用信號，所以在LED驅動器傳導時流動的實際電流是借由參考電流值設定。因此，在時間t1之前，正弦曲線906的峰值至峰值的值在從零至電流位準905a的范圍中，而在時間t1之后，正弦曲線907的峰值至峰值的值在從零至電流位準905b的范圍中，藉此在不改變用于正弦合成中的數(shù)字型樣代碼的情況下增加輸出的量值。在時間t1處的轉變處，可能發(fā)生間斷908，其借由存在于LED驅動電路中的電容可表現(xiàn)為經(jīng)濾波成轉變909。因為改變參考電流是光療中的罕見事件，所以非重復轉變對LED驅動的頻譜不產(chǎn)生顯著影響。

基于總線架構的控制

參考圖27A，一分布式LED驅動器系統(tǒng)包括透過金屬氧化物半導體場效晶體管驅動器215a至215n的啟用輸入獨立控制LED的多個通道中的電流的單獨數(shù)字合成器203a至203n。使用專用計數(shù)器及鎖存器構造，此等數(shù)字合成器可獨立操作但需要適當序列的脈沖寬度調變代碼重復加載至該等計數(shù)器中以合成所要正弦曲線。就此而言，統(tǒng)稱數(shù)字合成器203因此需要能夠以高速唯一存取各數(shù)字合成器203a至203n的某種集中式控制。實施此種控制及通信的此方法是透過高速數(shù)字總線。

如在先前引用的美國申請案第14/073,371號中所描述，受總線控制的LED驅動器是用于產(chǎn)生可方法化方波脈沖。借由利用本文中所揭示的方法，用于LED驅動中的任何數(shù)字脈沖驅動電路可重新用于正弦合成。例如，圖48的電路繪示包含總線可方法化參考電流源930a的LED驅動器的此實施方案，該總線可方法化參考電流源930a包括D/A轉換器932a，D/A轉換器932a將儲存于ILED緩存器931a中的8位數(shù)字字組轉換成經(jīng)量化成256個位準模擬電流αIref。若需要更大分辨率，則可使用較大數(shù)目個位，例如，針對4096個經(jīng)量化位準使用12個位或針對65,536個經(jīng)量化位準使用16個位。

如所展示，可將設定電流αIref的數(shù)據(jù)從駐留于中央控制器或微處理器920中的軟件或韌體方法加載至ILED緩存器931a的鎖存器中且通過數(shù)字通信總線923傳遞至ILED緩存器931a。因為一個以上通道通常是借由相同微控制器920加以控制且連接至相同共同數(shù)據(jù)總線923，所以包含譯碼器925a以偵測「信道a」唯一模擬信息且將其儲存至數(shù)字緩存器931a中(連同用于緩存器927a及928a的數(shù)字合成數(shù)據(jù))，藉此忽略用于其他信道的數(shù)據(jù)。

總線的控制是透過包含在微控制器920內的總線控制電路920b管理。此信息是通常使用標準化協(xié)議(諸如SPI(串行周邊接口)或其他高速替代例)借由數(shù)據(jù)總線921傳達至連接至該總線的各種IC。各IC通過SPI接口922與總線通信且將串行信息轉譯成經(jīng)特定格式化以用于集成電路內部的通信的串行或并行數(shù)據(jù)，從而通過內部總線923將該信息遞送至譯碼器925a及其他通道。諸如內部總線923的內部總線數(shù)據(jù)結構通常包括需要較大數(shù)目個導體的并行數(shù)據(jù)，而用于將各種IC連接在一起的系統(tǒng)總線協(xié)議(諸如SPI總線921)包括高速串行數(shù)據(jù)以最小化連接導線的數(shù)目。透過SPI總線921從微控制器920中繼至SPI接口922的信息，雖然其可含有演算信息及方法，但通常僅包括指示LED驅動器IC如何驅動LED所需的操作設定，例如，用于數(shù)據(jù)緩存器927a、928a及930a的緩存器數(shù)據(jù)。此等設定可以表格形式儲存于包含在微控制器920內的型樣可擦除可方法化只讀存儲器(EPROM)920a中。

除了傳達用于ILED緩存器931a的數(shù)字數(shù)據(jù)之外，在譯碼器925a中譯碼的數(shù)據(jù)亦將接通時間數(shù)據(jù)加載至t_on緩存器927a中且將相位延遲數(shù)據(jù)加載至緩存器928a中。無論如何針對各特定信道達成可方法化電流控制，多個LED串的數(shù)組的獨立控制皆可借由組合或整合所揭示LED電流驅動器的多個信道及從中央控制器或微處理器控制其等來實現(xiàn)。

例如，微控制器920在其型樣庫920a內含有借由如由精確柵極偏壓及控制電路935a及高電壓金屬氧化物半導體場效晶體管936a展示的LED驅動器信道執(zhí)行的波形合成算法。借由微控制器920產(chǎn)生的此波形型樣信息是使用高速SPI總線921從其內部總線接口920b中繼至一或多個LED驅動器IC。雖然可采用其他數(shù)字接口，但SPI總線已成為LCD及HDTV背光照明系統(tǒng)中的業(yè)界標準，及用于大顯示器中的LED驅動器IC的共同接口(但并不用于手持式電子器件中所使用的小顯示器中)。因而，此驅動電子器件可重新用于光療中的LED驅動，且根據(jù)本文中所揭示的方法可適用于正弦合成，盡管事實為從未預期此等IC用于此等目的。

使用SPI協(xié)議，各LED驅動器IC具有其自身專屬芯片ID代碼。在SPI總線921上的來自微控制器920的全部數(shù)據(jù)封包廣播包含在數(shù)據(jù)串流的標頭中的此專屬芯片ID，其作為一種類型的地址，即，經(jīng)采用以引導數(shù)據(jù)至一個且僅一個LED驅動器IC(即，目標LED驅動器IC)的地址。僅匹配特定芯片ID的數(shù)據(jù)將借由對應目標LED驅動器IC處理，即使全部驅動器IC接收相同數(shù)據(jù)廣播。芯片ID通常針對各LED驅動器IC使用該IC上的或兩個接針予以硬件方法化。使用其中各接針可接地、連結至Vlogic、保持斷開或通過電阻器接地的一個四狀態(tài)輸入，多狀態(tài)模擬比較器解譯模擬位準且輸出2位數(shù)字代碼。使用兩個接針，4位二進制字組(即，一個二進制半字節(jié))唯一識別42或16個芯片ID的一者。每當在SPI總線921上接收匹配任何特定LED驅動的芯片ID的數(shù)據(jù)廣播時，即，「選擇」特定IC時，意謂特定LED驅動器IC響應于廣播指令及設定。忽略數(shù)據(jù)標頭并不匹配特定LED驅動器IC的芯片ID的數(shù)據(jù)廣播。概括地說，包括一組「n」信道驅動電路的各LED驅動器信道通常被實現(xiàn)為具有其自身專屬「芯片ID」的單一集成電路，該專屬「芯片ID」用于將來自微控制器920的指令直接引導至該特定IC及包含在內部的LED驅動信道。來自微控制器920的相同通信被制造在無匹配芯片ID的集成電路中的全部其他LED驅動器忽略。

在選定LED驅動器IC內，SPI接口922從SPI總線921接收指令，接著解譯此信息且透過內部數(shù)字總線923將此信息分布至譯碼器925a及其他信道譯碼器，該信息指示個別LED驅動器信道處于驅動條件下(包含逐個通道定時及LED偏壓施加)。對于使用最小數(shù)目個互連的高速數(shù)據(jù)傳輸，內部數(shù)字總線923包括串行及并行通信的某組合。因為總線923專用于LED襯墊的LED驅動器且在該LED驅動器內部，所以總線923可符合其自身定義標準且并不受遵守任何預建立協(xié)議的制約。

來自數(shù)字總線923的數(shù)字信息一旦借由譯碼器925a及其他信道譯碼，接著即刻被傳遞至存在于各個別LED驅動器信道內的數(shù)字數(shù)據(jù)緩存器。為清楚識別的目的，給定信道內的各自組件利用與該信道相同的字母指定符，例如，計數(shù)器227在信道a中標記為227a且在信道b中標記為227b(未展示)。此等緩存器可用熟習此項技術者所知的S型或D型正反器、靜態(tài)鎖存器電路或SRAM胞來實現(xiàn)。

在所展示的特定驅動器IC中，針對各信道的經(jīng)譯碼數(shù)據(jù)報含分別儲存于t_on緩存器927a、φ緩存器928a及ILED緩存器931a及其他信道中的對應t_on緩存器、φ緩存器及ILED緩存器(未展示)中的定義該通道的接通時間t_on的12位字組、定義相位延遲φ的12位字組及定義LED電流的8位字組。例如，譯碼器925a的包括針對通道a的t_on、φ及ILED數(shù)據(jù)的經(jīng)譯碼輸出是分別加載至緩存器927a、928a及931a中。

如先前所描述，LED串940a的接通時間t_on，連同時鐘線924上的信號Clkθ及Sync組合以通過對應脈沖寬度調變工作因子D設定LED的亮度，且在波形合成中設定光激發(fā)的經(jīng)合成型樣的脈沖頻率f_synth。雖然在脈沖合成中，加載于其等對應緩存器中的t_on、φ及ILED數(shù)據(jù)不常改變，但在正弦合成中其等是使用每個同步脈沖更新以將一新脈沖寬度調變值載入至計數(shù)器929a中。

類似地，譯碼器925b(未展示)的包括針對通道b的t_on、φ及ILED數(shù)據(jù)的經(jīng)譯碼輸出是分別加載至其對應緩存器927b、928b及931b(未展示)中，且譯碼器925n的包括針對通道n的t_on、φ及ILED數(shù)據(jù)的經(jīng)譯碼輸出是分別加載至緩存器927n、928n及931n(亦未展示)中。

此等數(shù)據(jù)緩存器可僅在預定義時間處(例如，每當同步脈沖發(fā)生或可實時連續(xù)改變時)作為加載數(shù)據(jù)的計時鎖存器操作。將數(shù)據(jù)加載及執(zhí)行同步化至時鐘脈沖在本文中稱為「同步」或「鎖存」操作，而操作其中可隨時動態(tài)改變數(shù)據(jù)的鎖存器及計數(shù)器系稱為「異步」或「非鎖存」操作。鎖存操作限制最大操作頻率但與異步操作相比呈現(xiàn)較大噪聲抗擾度。在本發(fā)明中，借由LED驅動執(zhí)行的正弦波形合成可借由任一方法實現(xiàn)，即，使用鎖存方法或異步方法。然而，在顯示應用中，由于LCD影像對于噪聲的嚴重靈敏度，僅采用鎖存操作。

在非鎖存或異步操作中，針對信道a經(jīng)由SPI總線921接收的數(shù)據(jù)是經(jīng)譯碼且立即加載至t_on緩存器927a、φ緩存器928a及ILED緩存器931a及其他信道中的對應緩存器至信道n中的緩存器927n、928n及931n中。取決于LED驅動器IC的實施方案，此后可發(fā)生兩個可行方案。在第一情況中，容許執(zhí)行于計數(shù)器929a中的計數(shù)在新數(shù)據(jù)加載至計數(shù)器929a中且新計數(shù)開始之前完成此操作。

借由實例，在非鎖存操作中剛從譯碼器925a加載至t_on緩存器927a、φ緩存器928a及ILED緩存器931a中的數(shù)據(jù)將等待直至完成計數(shù)器929a中的正在進行的計數(shù)。在完成該計數(shù)之后，緩存器927a及928a中的用于t_on及φ的經(jīng)更新數(shù)據(jù)是加載至計數(shù)器929a中且同時緩存器931a中的經(jīng)更新的ILED數(shù)據(jù)是加載至D/A轉換器932a中，而改變對于精確柵極偏壓及控制電路935a的偏壓條件。在加載該數(shù)據(jù)之后，計數(shù)器929a立即開始計數(shù)時鐘線924的Clkθ在線的脈沖，首先借由關斷LED串940a(若其處于接通狀態(tài))，接著在觸發(fā)精確柵極偏壓及控制電路935a及金屬氧化物半導體場效晶體管936a使其等返回接通之前計數(shù)φ緩存器928a中的脈沖的數(shù)目。在返回接通LED串940a之后，接著計數(shù)器929a在再次切斷LED串940a之前計數(shù)從t_on緩存器927a加載于Clkθ線223b上的計數(shù)的數(shù)目。計數(shù)器929a接著等待另一指令。

在用于非鎖存或異步操作的第二替代方案中，系統(tǒng)表現(xiàn)為與先前描述的非鎖存操作完全相同，惟每當經(jīng)由SPI總線921上的廣播接收指令時立即重新寫入且同時重新啟動鎖存器除外。除在重新寫入緩存器數(shù)據(jù)時縮短正在進行的計數(shù)循環(huán)以外，操作序列是相同的。無論使用何種異步方法，都需要花費時間來針對各個信道逐個廣播、譯碼及開始操作。在顯示應用中，在LCD面板的第一信道與最后信道之間寫入新數(shù)據(jù)的延遲(及改變LED串的操作條件)可導致閃爍及抖動。因而，異步操作并非為LCD背光照明中的可行選項。然而，在LED光療中，在可維持固定條件持續(xù)數(shù)分鐘的情況下，非鎖存操作是尤其用于產(chǎn)生較高頻率LED激發(fā)型樣(即，用于f_synth的較高值)的可行選項。

與其中不斷更新數(shù)據(jù)的異步操作中不同，在鎖存或同步操作中，LED操作條件僅在同步化至固定時間或指定事件的預定狀況中更新。在圖48中所展示的電路的鎖存操作中，每當同步脈沖在線924上發(fā)生時，最近加載至t_on緩存器927a及φ緩存器928a中的數(shù)據(jù)是加載至脈沖寬度調變計數(shù)器功能926a內計數(shù)器929a中。接著，計數(shù)器929a在觸發(fā)精確柵極偏壓及控制電路935a使其接通之前開始計數(shù)Clkθ線924上的等于儲存于φ緩存器928a中的數(shù)目的脈沖數(shù)目。在完成該計數(shù)之后，計數(shù)器929a觸發(fā)接通精確柵極偏壓及控制電路935a，而對電流槽金屬氧化物半導體場效晶體管936a的柵極施加偏壓以傳導指定量的電流ILEDa，藉此照明LED串940a至所要亮度位準。計數(shù)器929a隨后計數(shù)從t_on緩存器927a加載的Clkθ脈沖的數(shù)目直至該計數(shù)完成，且接著觸發(fā)精確柵極偏壓及控制電路935a以切斷電流金屬氧化物半導體場效晶體管936a且終止照明。此時，取決于LED驅動器IC的設計，LED串940a可保持關斷持續(xù)T_sync周期的其余時間，即，直至下一同步脈沖出現(xiàn)于時鐘線924上，或替代性地在加載至t_on緩存器927a中的值處重復觸發(fā)接通及關斷直至下一同步脈沖出現(xiàn)于線924上。

在鎖存系統(tǒng)中，同步脈沖服務若干目的。首先，其是將來自t_on緩存器927a及φ緩存器928a的數(shù)據(jù)加載至可方法化數(shù)字計數(shù)器227a中的指令。第二，其是重設計數(shù)器929a且開始計數(shù)器929a中的計數(shù)，以首先經(jīng)過對應于相位延遲φ的時間段且接著針對加載至對應t_on緩存器927a中的時鐘計數(shù)的數(shù)目接通LED串940a的指令。第三，其是將ILED緩存器931a中的值加載至D/A轉換器932a中以精確設定電流αIref的模擬值的指令。類似操作執(zhí)行于其他通道中的對應計數(shù)器、D/A轉換器及t_on緩存器、φ緩存器及ILED緩存器中。最后，其防止噪聲將數(shù)據(jù)覆寫于緩存器927a、928a及931a中游而使計數(shù)混亂。

光療策略

使用所描述的本發(fā)明來促進用于光療應用的LED驅動的正弦合成及照明型樣，可以較大程度的精確度、控制及組織特異性刺激組織修復及免疫響應中的光生物過程，不受存在于脈沖LED驅動中的頻譜污染。正弦驅動波形的產(chǎn)生可使用模擬合成、以數(shù)字方式控制的模擬合成(PCM)或借由純粹數(shù)字合成方法，較佳使用固定頻率脈沖寬度調變技術執(zhí)行。LED驅動波形可包含同時混合及/或經(jīng)方法化序列的音頻頻率方波脈沖、正弦波、正弦曲線的和弦及任何其他時變波形(諸如斜波及三角波)、經(jīng)濾波的音訊源或其等的組合。

所揭示方法可用于驅動任何波長LED或激光二極管，包含長紅外光、近紅外光、可見光(其包含深紅光、紅光、藍光及紫光)；以及驅動近紫外LED。由于離子化輻射的有害健康風險而排除遠UV及超出其的光。

如所揭示，方法及設備促進對用于光療的關鍵參數(shù)的控制，即

振蕩LED電流驅動的量值(AC振幅)

LED驅動中的經(jīng)合成的正弦振蕩的頻率

連續(xù)LED電流驅動的量值(DC偏移)

多個正弦頻率的和弦

該控制可動態(tài)執(zhí)行或以在其等使用前產(chǎn)生且儲存于型樣庫中的指定型樣執(zhí)行。借由在不具有不需要的音頻頻率諧波(尤其是奇次倍諧波)的潛在不利影響的情況下控制以上變量，可實現(xiàn)與生物共振的原理及光生物時間常數(shù)一致的策略。

光療策略的實例是以3D圖形方式繪示于圖49中，其中x軸表示從0mA至30mA的振蕩LED電流的峰至峰振幅，y軸表示在從0mA至30mA的范圍中的LED電流的恒定DC分量，且z軸表示在從0.1Hz(接近DC)至高于10kHz的范圍中的正弦振蕩的AC頻率。借由數(shù)字960至983展示的各種生理結構的位置及狀況繪示具有來自用于照明LED串的電流的振幅、正弦頻率及DC分量的特定組合的可能最大有益效果的區(qū)域。該圖表概括地繪示先前觀察：電子傳輸960可在kHz的范圍中及超出該范圍的較高頻率下發(fā)生，離子傳輸961在數(shù)十至數(shù)百赫茲下發(fā)生且化學變換962在單數(shù)字赫茲范圍中發(fā)生。又，在單數(shù)字范圍中，雖然明確言之處于較高DC電流或較高低頻率AV電流下，但顯示瞬時熱效應963。穩(wěn)定狀態(tài)熱過程964在從0.1Hz至DC(即，0Hz)的頻率下在因增強加熱而發(fā)生的甚至高DC電流下發(fā)生。

又，如所展示，需要較高量值AC來刺激整個器官967，而需要較少電流來治療組織966的斑片且甚至需要更少電流來影響細胞965的集中群組。使用太高AC振幅可實際上借由以高于特定光生物過程可吸收或使用的速率引入能量而降低功效。在圖49中的例示性樣式中所展示的治療中，肌肉970及熱療969受益于較大程度的加熱且因此需要較高連續(xù)LED照明，即，更大DC偏移。

諸如神經(jīng)982及放松981的神經(jīng)系統(tǒng)響應受益于較高頻率及具有最小DC偏移的中等AC電流。其中光子是用于刺激或啟動光化過程的光動力療法980，或其中能量試圖阻礙正常細菌代謝的抗菌治療需要高激發(fā)頻率及高AC LED電流的組合。光動力療法亦受益于較高總光強度，此意謂更亮，且因此較高DC電流是較佳的。

在中等頻率及具有較少或不具有DC含量的AC電流位準下，存在各種治療法，包含用于循環(huán)及血管生成974、免疫系統(tǒng)及激素刺激973以及皮膚972的治療法，呈現(xiàn)處于細胞及組織層級處的治療機構。肺971、心臟、腎臟、胰腺及其他主要身體器官受益于援用組織及器官層級處的機構的增加的AC電流。

無論特定治療是否提供與如所描繪的3D圖表一致的功效，具有其等頻譜污染的先前脈沖光實驗仍揭露脈沖頻率及LED亮度對治療功效的顯著影響。使用本文中所揭示的模擬及數(shù)字合成方法，所揭示設備及方法的用以產(chǎn)生及控制LED的正弦激發(fā)的頻率及振幅的能力經(jīng)預期透徹地改良光療控制及超出任何先前技術的以數(shù)字方式施加脈沖的LED或激光系統(tǒng)的功效的功效。