專利名稱：半導體發(fā)光元件的點燈裝置及使用該點燈裝置的照明器具的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及對如發(fā)光二極管(LED)那樣的半導體發(fā)光元件進行調光點燈的半導體發(fā)光元件的點燈裝置及使用該點燈裝置的照明器具。
背景技術：
在專利文獻1 (日本國特開2005194063號公報)中公開了如圖7所示的LED點燈裝置。該LED點燈裝置具備開關元件Q1，與直流電源2串聯(lián)并以高頻進行通斷控制；電感元件Li，與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時從上述直流電源2 流過電流；再生二極管D1，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感元件Ll中的電能在上述開關元件斷開時釋放至LED4 ；電流檢測電阻Rl，檢測流過上述開關元件Ql的電流； 控制單元，若通過上述電流檢測電阻Rl檢測出的電流值達到規(guī)定值(晶體管Trl的導通電壓)，則斷開上述開關元件Q1，并且，在上述電感元件Ll的電能釋放結束時(二極管D2熄滅時)使上述開關元件Ql導通。然而，由于專利文獻1的LED點燈裝置不具有調光功能，所以不能作為LED調光點燈裝置來使用。在專利文獻2(日本國特表2003-522393號公報)中，雖然提出了與市電頻率 (50/60Hz)同步的在IOOHz或120Hz對LED照明模塊進行PWM(脈沖寬度調制)調光的概念，但未公開具體的電路單元。在專利文獻3 (日本國專利第4474562號公報)中公開了如圖13所示的LED點燈裝置。該LED點燈裝置是如下的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，即，在開關元件Ql導通時若流過電感線圈Ll的電流達到規(guī)定值，則對開關元件Ql進行斷開控制，在開關元件Ql斷開時若從電感線圈Ll經(jīng)由再生二極管Dl釋放至半導體發(fā)光元件4的電流變?yōu)榱?，則對開關元件Ql進行導通控制，該LED點燈裝置改善輸入功率因數(shù)，并將流過半導體發(fā)光元件4的電流的平均值控制為與基準電壓Vrefl相對應的恒定值。此外，通過改變基準電壓Vrefljg 夠對半導體發(fā)光元件4進行調光控制。其詳細的結構和動作在后面圖12的說明中進行敘述，即使電源電壓或周圍的溫度發(fā)生變化，也能夠將流過半導體發(fā)光元件4的平均電流控制為與基準電壓Vrefl相對應的恒定值，并且，其為輸入電流偏移較少且較為廉價的結構。在專利文獻3中說明了由于能夠利用市販的功率因數(shù)改善用IC來構成控制電路， 能夠較為廉價地將其實現(xiàn)(參照W049])。理所當然地，在市販的功率因數(shù)改善用IC中存在將圖13的誤差放大器EA、乘法電路52、比較器CP1、觸發(fā)器FF1、驅動電路M集成在一個芯片上的廉價的IC (參照圖9)。然而，在專利文獻3中，雖然能夠通過使基準電壓Vrefl可變來對半導體發(fā)光元件4進行調光控制(參照W051])，但在基準電壓Vrefl內置在IC中的情況下，難以進行調光控制。在專利文獻4(日本國特開平10-133613號公報)中提出了在高亮度區(qū)域進行 PWM調光，在低亮度區(qū)域組合使用振幅調光和PWM調光。此外，在專利文獻5(日本國特開 2002-231470號公報)中公開了如下結構，即，將從外部輸入的PWM信號轉換為脈沖寬度不
6同的第二 PWM信號，并對應于轉換后的PWM信號斷開或接續(xù)流過LED的電流，并且，對應于將該PWM信號平滑化后的直流電壓調節(jié)流過LED的電流的振幅。在專利文獻4、專利文獻5的技術中，為了調節(jié)流過LED的電流的振幅，可變地控制晶體管的導通電阻，因而使功率損失較大。利用如斬波電路那樣的開關電源電路來調整流過LED的電流的振幅可以有效地減少功率損失。特別是，已知檢測再生電流的零交并對開關元件進行導通控制的以臨界模式進行動作的開關電源電路的功率轉換效率較高。例如，在專利文獻6(日本國特開2010-40878號公報)中公開了如下結構，即，使用以臨界模式進行動作的降壓斬波電路來對流過LED的電流進行恒定電流控制。此外，提出了根據(jù)同文獻的段落W035]、
，對應于調光信號對降壓斬波電路的開關元件的驅動信號進行PWM控制。然而，專利文獻6的提案被解釋為對開關元件的導通脈沖寬度進行PWM的含義，在以臨界模式進行動作的開關電源電路中，若對應于調光信號對導通脈沖寬度任意地進行可變控制，則由于直至再生電流零交為止的時間變動，存在開關頻率在較大范圍內變動的問題(參照圖15(e))。此外，即使假設解釋為專利文獻6的PWM控制對應于低頻的PWM信號間歇地停止高頻的開關動作的含義，在該情況下，由于只能在PWM信號的可變范圍內進行調光，存在調光范圍受到限制的問題。此外，在專利文獻6中公開了利用所謂以臨界模式進行動作的降壓斬波電路控制流過發(fā)光二極管(LED)的電流的LED點燈裝置。在此，如圖19所示，所謂臨界模式是指在開關元件的斷開期間TOFF釋放出在開關元件的導通期間TON內積蓄在電感元件中的電能， 并在該電能釋放結束的定時再次使開關元件導通的控制模式，與其它的控制模式相比，功率轉換效率變高。此外，由于開關電流的峰值的一半成為負載電流的有效值，能夠容易地實現(xiàn)恒定電流控制。例如，對使如圖5(a)所示的降壓斬波電路3a的開關元件Ql以臨界模式進行動作的情況進行說明。例如，向輸入端子A-B之間供給將市用交流電源利用升壓斬波電路升壓的直流電壓，在輸出端子C-D間連接有LED串聯(lián)電路或將其多個并聯(lián)連接的負載電路。在開關元件Ql導通時，經(jīng)由開關元件Ql —電感線圈Ll —電容器C2，流過如圖19所示的電流 IQ1，在電感線圈Ll中積蓄電能。若開關元件Ql斷開，則由積蓄在電感線圈Ll中的電能產(chǎn)生反電勢，再生電流IDl以電感線圈Ll —電容器C2—二極管Dl的路線流過。在該再生電流IDl歸零的定時若再次使開關元件Ql導通，則由于開關損失變少，也未產(chǎn)生電流的停止期間，與其它控制模式相比功率轉換效率變高。雖然在專利文獻6的段落W035]、W040]中提出了對應于來自外部的調光信號對開關元件Ql的導通期間TON進行PWM控制，但未公開具體的電路結構。此外，對于針對LED 的特性的差異或電感等電路常量的差異的工廠出廠時的輸出調整、溫度變化、老化變化等， 也沒有提示用于簡單并廉價地進行輸出調整的結構。專利文獻專利文獻1 日本國特開2005-294063號公報專利文獻2 日本國特表2003-522393號公報專利文獻3 日本國專利第4474562號公報(權利要求1-3、
)專利文獻4 日本國特開平10-133613號公報(圖1_圖3)
專利文獻5 日本國特開2002-231470號公報(圖1_圖4)專利文獻6 日本國特開2010-40878號公報(圖1、圖2、段落
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發(fā)明內容
發(fā)明要解決的問題若在開關元件導通時流過電感元件的電流達到規(guī)定值，則對開關元件進行斷開控制，在開關元件斷開時，若從電感元件經(jīng)由再生二極管釋放至半導體發(fā)光元件的電流變?yōu)榱?，則對開關元件進行導通控制的半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，本發(fā)明的課題在于，提出以簡單的結構對半導體發(fā)光元件進行高精度的調光點燈的電路單元。此外，本發(fā)明的課題在于，在使用以臨界模式進行動作的開關電源電路對LED進行調光點燈的情況下，將開關頻率的變動范圍限制在規(guī)定范圍內，并能夠進行較大范圍的調光。本發(fā)明的課題在于，在利用以臨界模式進行動作的功率轉換電路控制流過半導體發(fā)光元件的電流的點燈裝置中，以簡單的結構實現(xiàn)輸出調整。用于解決問題的單元為解決上述問題，如圖1所示，方案1的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷(導通/切斷)控制；電感線圈Li，與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻R1)，檢測流過上述開關元件Ql的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通； 在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，控制電路5通過以低頻間歇地阻止檢測出上述電感線圈Ll的電能釋放的結束的動作來對上述半導體發(fā)光元件4進行調光。為解決相同的問題，如圖1所示，方案2的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感線圈Li，與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈Ll 中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件 Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，通過以低頻間歇地形成由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值的狀態(tài)，來對上述半導體發(fā)光元件4進行調光。根據(jù)方案1及方案2的發(fā)明，半導體發(fā)光元件的點燈裝置具備控制單元，若流過開關元件的電流達到規(guī)定值，則對開關元件進行斷開控制，并且，在開關元件斷開之后，在積蓄在電感元件中的電能的釋放結束的時刻對開關元件進行導通控制，在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，上述控制單元通過以低頻間歇地阻止檢測上述電感元件的電能釋放結束的動作，或者，以低頻間歇地形成流過開關元件的電流的檢測值達到規(guī)定值的狀態(tài)，能夠通過簡單的結構以高精度調整流過半導體發(fā)光元件的電流，從而能夠廉價地實現(xiàn)能夠進行高精度的調光控制的半導體發(fā)光元件的點燈裝置。為解決上述問題，如圖8所示，方案10的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感線圈Li，與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈 Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql 的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，如圖11(d)所示，在利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值上疊加對應于上述半導體發(fā)光元件4的減光量的修正值，從而對上述半導體發(fā)光元件4進行調光。為解決相同的問題，如圖8所示，方案12的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感線圈Li， 與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管Dl，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈 Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql 的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，如圖11(c)所示，從利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值中減去對應于上述半導體發(fā)光元件4的增光量的修正值，從而對上述半導體發(fā)光元件4進行調光。為解決相同的問題，如圖8所示，方案13的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感線圈Li， 與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件 Ql的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，如圖11(a)所示，利用CR積分電路將比上述開關元件Ql的開關頻率足夠低的頻率的方波電壓信號(PWM信號)平滑化，將平滑化后的直流電壓作為上述規(guī)定值，對應于上述方波電壓信號的占空比地來對上述半導體發(fā)光元件4進行調光。根據(jù)方案10或方案12的發(fā)明，半導體發(fā)光元件的點燈裝置具備控制單元，若流過開關元件的電流達到規(guī)定值，則對開關元件進行斷開控制，并且，在開關元件斷開之后， 在積蓄在電感元件中的電能的釋放結束的時刻對開關元件進行導通控制，在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，通過對電流檢測值加上或減去對應于調光量的修正值，能夠利用簡單的結構以高精度調整流過半導體發(fā)光元件的電流，從而能夠廉價地實現(xiàn)能夠進行高精度的調光控制的半導體發(fā)光元件的點燈裝置。為解決上述問題，如圖14所示，方案16的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感線圈Li，
9與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感線圈Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql的電流；控制電路5，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且在上述電感線圈Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，通過組合上述第一調光動作和上述第二調光動作，如圖 15(a) (e)所示，將上述開關元件Ql的開關頻率f限制在規(guī)定的最高頻率fmax與最低頻率fmin之間的頻率范圍內，上述第一調光動作通過以比上述開關元件Ql的開關頻率足夠低的頻率間歇地停止上述開關元件Ql的開關動作來減少上述半導體發(fā)光元件4的光輸出， 上述第二調光動作通過使上述規(guī)定值可變來使上述半導體發(fā)光元件4的光輸出可變。根據(jù)方案16的本發(fā)明，由于通過組合間歇地停止開關元件的開關動作的調光動作和可變地控制流過開關元件的電流的峰值的調光動作，將開關元件的開關頻率限制在規(guī)定的最高頻率與最低頻率之間的頻率范圍內，能夠防止開關元件的開關頻率變得過高或過低。為解決上述問題，如圖17所示，方案22的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件Li，與上述開關元件Ql串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感元件 Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql 的電流；控制單元(控制電路幻，若通過上述電流檢測單元檢測出電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql斷開，并且，在上述電感元件Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，具有可變電阻元件VR2，該可變電阻元件VR2在利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值上疊加用于輸出調整的修正值。如圖17所示，方案M的發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點燈裝置的特征在于，具備開關元件Q1，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件Li，與上述開關元件Ql 串聯(lián)連接，并在上述開關元件Ql導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管D1，在上述開關元件Ql斷開時，將在上述開關元件Ql導通時積蓄在上述電感元件Ll中的電能釋放至半導體發(fā)光元件4 ；電流檢測單元(電阻Rl)，檢測流過上述開關元件Ql的電流；控制單元 (控制電路幻，若通過上述電流檢測單元檢測出電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件Ql 斷開，并且，在上述電感元件Ll的電能釋放結束時使上述開關元件Ql導通；在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，具有可變電阻元件VR1，該可變電阻元件VRl從利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值中減去用于輸出調整的修正值。根據(jù)方案22或方案M的發(fā)明，半導體發(fā)光元件的點燈裝置具備控制單元，若流過開關元件的電流的檢測值達到規(guī)定值，則對開關元件進行斷開控制，并且，在開關元件斷開之后，在積蓄在電感元件中的電能的釋放結束的時刻對開關元件進行導通控制，在上述半導體發(fā)光元件的點燈裝置中，通過具有對流過開關元件的電流的檢測值疊加用于輸出調整的修正值的可變電阻元件或從流過開關元件的電流的檢測值中減去用于輸出調整的修正值的可變電阻元件，能夠以簡單的結構進行高精度的輸出調整。頁


圖1是本發(fā)明的實施方式1的點燈裝置的電路圖。圖2是將本發(fā)明的實施方式1的點燈裝置所使用的控制用集成電路的內部結構簡單化并表示的電路圖。圖3是表示使用本發(fā)明的實施方式1的點燈裝置的LED調光點燈裝置的整體結構的模塊電路圖。圖4是本發(fā)明的實施方式1的變形例1的點燈裝置的電路圖。圖5是能夠適用本發(fā)明的各種開關電源電路的電路圖。圖6是表示本發(fā)明的實施方式1的變形例4的照明器具的概略結構的剖視圖。圖7是以往例的電路圖。圖8是本發(fā)明的實施方式2的點燈裝置的電路圖。圖9是將本發(fā)明的實施方式2的點燈裝置所使用的控制用集成電路的內部結構簡單化并表示的電路圖。圖10是表示使用本發(fā)明的實施方式2的點燈裝置的LED調光點燈裝置的整體結構的模塊電路圖。圖11是表示本發(fā)明的實施方式2的主要部分的構成例的電路圖。圖12是本發(fā)明的實施方式2的變形例2的點燈裝置的電路圖。圖13是以往例的電路圖。圖14是本發(fā)明的實施方式3的點燈裝置的電路圖。圖15是表示本發(fā)明的實施方式3的調光控制例的動作說明圖。圖16是表示本發(fā)明的實施方式3的變形例1的點燈裝置的主要部分構成例的電路圖。圖17是本發(fā)明的實施方式4的點燈裝置的電路圖。圖18是表示本發(fā)明的實施方式4的變形例3的點燈裝置的主要部分構成例的電路圖。圖19是以往的LED點燈裝置的動作波形圖。
具體實施例方式(實施方式1)圖1是本發(fā)明的實施方式1的點燈裝置的電路圖。該點燈裝置具備電源連接器 com和輸出連接器C0N2。電源連接器CONl與市用交流電源(100V，50/60Hz)連接。輸出連接器C0N2與如發(fā)光二極管(LED)那樣的半導體發(fā)光元件4連接。半導體發(fā)光元件4可以是多個LED串聯(lián)或并聯(lián)，也可以是串并混聯(lián)的LED模塊。電源連接器CONl經(jīng)由電流熔斷器FUSE和濾波電路加與直流電源電路2b連接。 濾波電路加由浪涌電壓吸收元件ZNR、濾波電容器Ca、Cb以及共模扼流線圈(common mode choke coil)LF構成。雖然直流電源電路2b在此是圖示為由全波整流器DB和平滑電容器 CO構成的整流平滑電路，但也可以是使用升壓斬波電路的功率因數(shù)改善電路。直流電源電路2b的輸出端與降壓斬波電路3連接。降壓斬波電路3具備電感線圈Li，相對于利用直流電流點燈的半導體發(fā)光元件4串聯(lián)連接；開關元件Q1，串聯(lián)連接在上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路與直流電源電路2b的輸出之間；再生二極管D1，以并聯(lián)的方式與上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路連接，并且在上述開關元件Ql斷開時連接在將上述電感線圈Ll的積蓄電能釋放至上述半導體發(fā)光元件4的方向上。此外，上述半導體發(fā)光元件4以并聯(lián)的方式與輸出電容器C2連接。該輸出電容器 C2的容量設定為通過上述開關元件Ql的通斷使脈動成分平滑化，并使平滑化的直流電流流過上述半導體發(fā)光元件4。通過控制電路5以高頻對開關元件Ql進行通斷驅動。控制電路5由控制用集成電路50及其周邊電路構成。在此使用了 ST微電子技術公司制造的L6562來作為控制用集成電路50。該芯片(L6562)原本為PFC電路(功率因數(shù)改善控制用的升壓斬波電路)的控制用IC，在內部包含乘法電路等對于降壓斬波電路的控制而言多余的結構要素。與此相對地，為將輸入電流的平均值控制成與輸入電壓的包絡線相似的形狀，在一個芯片內具備控制輸入電流的峰值的功能和零交控制功能，這些功能轉用于降壓斬波電路的控制。圖2將本實施方式所使用的控制用集成電路50的內部結構簡單化并表示。1號管腳(INV)為內置的誤差放大器(error amplifier)EA的反轉輸入端子，2號管腳(COMP)為誤差放大器EA的輸出端子，3號管腳(MULT)為乘法電路52的輸入端子，4號管腳(CS)為斬波電流檢測端子，5號管腳(ZCD)為零交檢測端子，6號管腳(GND)為地線端子，7號管腳 (GD)為柵極驅動器端子，8號管腳(Vcc)為電源端子。若向電源端子Vcc與地線端子GND之間供給規(guī)定電壓以上的控制電源電壓，則由控制電源51生成基準電壓Vref 1、Vref 2，并且集成電路內部的各電路能夠進行動作。禾!J用起動器53在電源接通時向觸發(fā)器FFl的置位輸入端子S供給起動脈沖，從而使觸發(fā)器FFl 的Q輸出變?yōu)楦唠娖?High)。由此7號管腳(柵極驅動器端子⑶)介由驅動電路M變?yōu)楦唠娖?High)。若7號管腳(柵極驅動器端子⑶)變?yōu)楦唠娖?High)，則將由圖1的電阻R21、電阻R20分壓的柵極驅動電壓附加在由MOSFET構成的開關元件Ql的柵極 源極之間。由于電阻Rl是電流檢測用的小電阻，幾乎不會對柵極·源極之間的驅動電壓造成影響。若開關元件Ql導通，則電流從電容器CO的正極經(jīng)由輸出電容器C2、電感線圈Li、 開關元件Q1、電阻Rl流向電容器CO的負極。此時，流過電感線圈Ll的斬波電流i是在電感線圈Ll在沒有磁飽和的范圍內近似直線地上升的電流。通過電阻Rl檢測該電流，并將其輸入至控制用集成電路50的4號管腳(CS)?？刂朴眉呻娐?0的4號管腳(⑶)為斬波電流檢測端子，其電壓經(jīng)由IC內部的 40ΚΩ和5pF的噪聲濾波器施加至比較器CPl的+輸入端子。將基準電壓施加至比較器CPl 的-輸入端子上。由1號管腳(INV)的施加電壓Vl和3號管腳(MULT)的施加電壓V3決定該基準電壓。若斬波電流檢測端子CS的電壓超過基準電壓，則比較器CPl的輸出變?yōu)楦唠娖?(High)，從而向觸發(fā)器FFl的復位輸入端子R輸入復位信號。由此觸發(fā)器FFl的Q輸出變?yōu)榈碗娖?Low)。此時，由于驅動電路M進行動作來從7號管腳(柵極驅動器端子GD)導入電流，圖1的二極管D22變?yōu)閷ǎ?jīng)由電阻R22導出開關元件Ql的柵極 源極之間的電荷，并使由MOSFET構成的開關元件Ql迅速斷開。若開關元件Ql斷開，則積蓄在電感線圈Ll中的電磁能經(jīng)由再生二極管Dl釋放至
12輸出電容器C2。此時，由于電感線圈Ll的兩端電壓被輸出電容器C2的電壓Vc2夾緊，電感線圈Ll的電流i以大致恒定的斜率(di/dt ^ -Vc2/Ll)減少。在電容器C2的電壓Vc2較高時，電感線圈Ll的電流i迅速地衰減，在電容器C2 的電壓Vc2較低時，電感線圈Ll的電流i緩慢地衰減。由此，即使流過電感線圈Ll的電流的峰值為恒定，電感線圈Ll的電流i直至消失為止的時間也會變化。電容器C2的電壓Vc2 越高則該所需時間越短，電容器C2的電壓Vc2越低則該所需時間越長。在電流i流過電感線圈Ll的期間中，在電感線圈Ll的二次繞組π2中產(chǎn)生對應于電感線圈Ll的電流i的斜率的電壓。若電感線圈Ll的電流i流盡，則該電壓消失。由5 號管腳(零交檢測端子ZCD)檢測該定時。在控制用集成電路50的5號管腳(零交檢測端子ZCD)上連接有零交檢測用的比較器CP2的-輸入端子。將零交檢測用的基準電壓Vref 2施加在比較器CP2的+輸入端子上。若施加在5號管腳(零交檢測端子ZCD)上的二次繞組π2的電壓消失，則比較器CP2的輸出變?yōu)楦唠娖?High)，經(jīng)由OR柵極將置位脈沖供給至觸發(fā)器FFl的置位輸入端子S上， 從而使觸發(fā)器FFl的Q輸出變?yōu)楦唠娖?High)。由此7號管腳(柵極驅動器端子GD)介由驅動電路討變?yōu)楦唠娖?High)。在下文中，重復相同的動作。這樣，輸出電容器C2得到將電容器CO的輸出電壓降壓的直流電壓。將該直流電壓經(jīng)由輸出連接器C0N2供給至半導體發(fā)光元件4。在使用發(fā)光二極管(LED)作為半導體發(fā)光元件4的情況下，若LED的順向電壓為Vf，串聯(lián)個數(shù)為η個，則輸出電容器C2的電壓Vc2 夾緊至大致η XVf。在LED的串聯(lián)個數(shù)η較多時，由于輸出電容器C2的電壓Vc2較高，與電容器CO的電壓Vdc的電壓差(Vdc-Vc2)變小。因此，開關元件Ql導通時由電感線圈Ll分擔的電壓變小，流過電感線圈Ll的電流i的上升速度di/dt = (Vdc-Vc2)/Ll變慢。作為其結果，流過電感線圈Ll的電流i到達規(guī)定的峰值的時間變長，開關元件Ql的導通時間變長。在開關元件Ql斷開時，在電感線圈Ll的兩端產(chǎn)生的反電勢，夾緊至電容器C2的電壓Vc2 ( = η X Vf)。因此，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較多時，在開關元件Ql斷開時施加在電感線圈Ll上的電壓變大，流過電感線圈Ll的電流i的衰減速度di/dt = -Vc2/Ll變快。作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i變?yōu)榱銥橹沟臅r間變短，開關元件Ql的斷開時間變短。在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，與上述說明的相反，開關元件Ql的導通時間變短，斷開時間變長。換言之，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，輸出電容器C2的電壓Vc2較低，與電容器CO的電壓Vdc的電壓差(Vdc-Vc2)變大。因此，在開關元件Ql導通時由電感線圈Ll分擔的電壓變大，流過電感線圈Ll的電流i的上升速度di/dt = (Vdc-Vc2)/Ll變快。作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i到達規(guī)定的峰值為止的時間變短，開關元件Ql的導通時間變短。在開關元件Ql斷開時，在電感線圈Ll的兩端產(chǎn)生的反電勢夾緊至電容器C2的電壓Vc2 ( = nX Vf)。因此，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，在開關元件Ql斷開時施加在電感線圈Ll上的電壓較小，流過電感線圈Ll的電流i的衰減速度di/dt = -Vc2/Ll變慢。作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i變?yōu)榱銥橹沟臅r間變長，開關元件Ql的斷開時間變長。
這樣，根據(jù)本實施方式的點燈裝置，若LED的串聯(lián)個數(shù)η變多，自動地開關元件Ql 的導通時間變長，斷開時間變短，若LED的串聯(lián)個數(shù)η變少，自動地開關元件Ql的導通時間變短，斷開時間變長。由此，與LED的串聯(lián)個數(shù)η無關，成為能夠維持恒定電流特性的結構。此外，雖然對控制電源電路10的詳細結構未作限定，但在此，具備平滑電容器C3 和限制其電壓的齊納二極管ZD1。在最簡單的例子中，也可以是從電容器CO的正極經(jīng)由高電阻向電容器C3的正極供給充電電流的結構。作為效率更好的電源供給單元，也可以采用始終從電感線圈Ll的二次繞組η2對電容器C3進行充電的結構。此外，在本實施方式中，雖然是通過檢測電感線圈Ll的二次繞組η2的電壓消失的定時來檢測流過電感線圈Ll的電流大致變?yōu)榱愕亩〞r，但作為其它的方法，檢測再生二極管Dl的反向電壓的上升或是檢測開關元件Ql的兩端電壓的下降等，只要是能夠檢測再生電流消失的定時的方法，也可以變更具體的方法。根據(jù)本實施方式的結構，即使在負載不同的情況下，斬波電流的平均值也幾乎不變化。由此，將斬波電流的脈動成分利用輸出電容器C2平滑化從而使供給至負載的輸出電流的有效值與負載無關，其為大致恒定。因此，通過對應于低頻的PWM信號間歇地停止高頻的斬波動作，能夠向半導體發(fā)光元件4供給對應于PWM信號的占空比的輸出電流，從而能夠進行高精度的調光。因此，在圖1的實施方式中，在開關元件Ql的控制電極與地線之間連接開關元件 Q2，并且對應于低頻的PWM信號對該開關元件Q2的柵極電壓V2進行控制，或者，對應于低頻的PWM信號對控制用集成電路50的1號管腳(INV)的施加電壓VI，或者3號管腳(MULT) 的施加電壓V3，或者4號管腳(CS)的施加電壓V4，或者5號管腳(ZCD)的施加電壓V5的某一個進行控制?？梢越M合這些方法的兩個以上來實施，也可以選擇某一個來實施。在下文中，分別對各個方法單獨地進行說明。首先，說明對應于低頻的PWM信號對開關元件Q2進行導通/斷開控制的情況。低頻的PWM信號例如為IkHz的方波電壓信號，是在一個周期中的低電平(Low)的期間越長則調光輸出越大的調光信號。這種PWM信號廣泛應用于熒光燈的調光點燈裝置的領域，如圖3 所示，將上述PWM信號經(jīng)由點燈裝置1的連接器C0N3從調光信號線進行供給，并經(jīng)由整流電路5a、絕緣電路恥、波形整形電路5c輸入至控制電路5。在此，以低頻的PWM信號作為開關元件Q2的柵極電壓V2，在柵極電壓V2為高電平 (High)時，開關元件Q2變?yōu)閷?，使開關元件Ql的控制電極與地線之間短路。此外，在柵極電壓V2為低電平(Low)時，開關元件Q2變?yōu)閿嚅_(高阻抗狀態(tài))，變?yōu)橄喈斢谖催B接的狀態(tài)。在開關元件Q2導通的期間內，電阻R21與開關元件Q2的連接點總是為低電平 (Low)。由此，即使控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子GD)以高頻切換高/ 低(High/Low)，也由電阻R21消耗該柵極驅動器輸出，從而使開關元件Ql維持在斷開狀態(tài)。 此時，如后述的實施方式1的變形例1那樣，也可以使控制用集成電路50的5號管腳與地線短路，從而停止IC的動作。無論哪一種，斬波動作都變?yōu)橥Ｖ範顟B(tài)。在開關元件Q2斷開的情況下，對應于控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子⑶)以高頻切換高/低(High/Low)，使開關元件Ql切換導通/斷開，從而變成通常的斬波動作。
由此，斬波動作期間與斬波動作停止期間的比率，和PWM信號的低電平(Low)期間與高電平(High)期間的比率一致。由于在斬波動作期間供給恒定電流，在斬波動作停止期間停止電流供給，作為其結果，將對應于PWM信號的一個周期的低電平(Low)期間的比例的電流供給至半導體發(fā)光元件4。由此，能夠進行高精度的調光。接下來，說明對應于低頻的PWM信號對控制用集成電路50的1號管腳(INV)的施加電壓Vl進行控制的情況。進行控制來使1號管腳(INV)的施加電壓Vl越高則流過開關元件Ql的電流的峰值越低。因此，例如，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，將1號管腳(INV)的施加電壓Vl設定為高，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，將1號管腳(INV) 的施加電壓Vl設定為低。在施加電壓Vl較高的期間，將流過開關元件Ql的電流的峰值控制為較低，在施加電壓Vl較低的期間，將流過開關元件Ql的電流的峰值控制為較高，從而能夠通過改變各期間的比率來進行調光。接下來，說明對應于低頻的PWM信號對控制用集成電路50的3號管腳(MULT)的施加電壓V3進行控制的情況。進行控制來使3號管腳(MULT)的施加電壓V3越高則流過開關元件Ql的電流的峰值越高。因此，例如，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，3號管腳(MULT)的施加電壓V3設定為低，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，3號管腳(MULT) 的施加電壓V3設定為高。由于在施加電壓V3較高的期間，將流過開關元件Ql的電流的峰值控制為高，在施加電壓V3較低的期間，將流過開關元件Ql的電流的峰值控制為較低，能夠通過改變各期間的比率來調光。接下來，說明對應于低頻的PWM信號對控制用集成電路50的4號管腳(CS)的施加電壓V4進行控制的情況。如上述那樣，若4號管腳(CS)的施加電壓V4變得比內部的基準電壓(比較器CPl的-輸入端子的施加電壓)更高，則對開關元件Ql進行斷開控制。因此，例如，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，進行控制來使4號管腳(⑶)的施加電壓 V4快速達到上述基準電壓。作為具體的方法，通過經(jīng)由二極管D4在電阻Rl中疊加直流電流，模擬地增加4號管腳(⑶)的檢測電壓，進行控制來使4號管腳(⑶)的施加電壓V4快速達到上述基準電壓。在這種情況下，流過開關元件Ql的電流的峰值變得比通常更低。此外，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，除去介由二極管D4的疊加電流，從而返回至通常的動作。若這樣控制，則在低頻的PWM信號為高電平(High)時，流過開關元件Ql的電流的峰值變得比通常更低，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，流過開關元件Ql的電流的峰值返回至通常的值。由此，能夠對應于低頻的PWM信號為低電平(Low)的期間與高電平 (High)的期間的比率進行調光。此外，作為極端的情況，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，也可以進行控制來使4號管腳(⑶)的施加電壓V4變得總是比上述基準電壓(比較器CPl的-輸入端子的施加電壓)更高。在這種情況下，由于開關元件Ql的導通時間變?yōu)榇笾聻榱?，實際上停止了斬波動作。接下來，說明對應于低頻的PWM信號對控制用集成電路50的5號管腳(ZCD)的施加電壓V5進行控制的情況。如上述那樣，通過降低5號管腳(ZCD)的施加電壓V5，再次對開關元件Ql進行導通控制。因此，例如，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，進行控制來使5號管腳(ZCD)的施加電壓V5不下降。作為具體的方法，介由二極管D5疊加直流電壓。此外，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，除去介由二極管D5的疊加電壓，從而返回至通常的動作。若這樣進行控制，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，開關元件Ql不會導通，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，對開關元件Ql進行導通/斷開控制。由此，能夠對應于低頻的PWM信號為低電平(Low)的期間與高電平(High)的期間的比率進行調光。此外，作為其它的方法，如后述的實施方式1的變形例1(圖4)所說明的那樣，也可以進行控制，通過將控制用集成電路50的5號管腳(ZCD)與PWM信號同步而短路至地線，使IC的動作停止。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制作的L6562作為控制用集成電路50的情況下，如圖2所示禁止(disable)電路55與作為零交檢測端子的5號管腳 (Z⑶)連接，若5號管腳短路至地線，則能夠使IC的動作停止。因此，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，通過將5號管腳(Z⑶)短路至地線來停止IC的動作，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，斷開5號管腳(ZCD)，從而返回至通常的動作。由此，能夠對應于低頻的 PWM信號為低電平(Low)的期間與高電平(High)的期間的比率來進行調光。圖3表示了設置有圖1的點燈裝置的LED調光點燈裝置1的整體結構。電源電路2構成為包括上述的濾波電路加和直流電源電路2b。電容器Cc、Cd為用于將電路地線 (電容器CO的負極)高頻地連接至設備底座的電容器。CONl為連接至市用交流電源Vs的電源連接器，C0N2為經(jīng)由導線44連接至半導體發(fā)光元件4的輸出連接器，C0N3為用于連接調光信號線的連接器。向調光信號線供給例如由頻率為1kHz，振幅為IOV的占空比可變的方波電壓信號構成的調光信號。連接至連接器C0N3的整流電路fe是用于使調光信號線的布線無極性化的電路， 即使逆向連接調光信號線也會正常地動作。換言之，由全波整流器DBl對輸入的調光信號進行全波整流，經(jīng)由電阻等的阻抗要素Zl在齊納二極管ZD的兩端獲得方波電壓信號。絕緣電路恥具備光耦合器PC1，調光信號線與點燈裝置絕緣并且傳遞方波電壓信號。波形整形電路5c是對從絕緣電路恥的光耦合器PCl輸出的信號進行波形整形，使其成為高電平 (High)與低電平(Low)明確的PWM信號并輸出的電路。由于經(jīng)由調光信號線長距離傳輸?shù)姆讲妷盒盘柕牟ㄐ巫冃?，設置有波形整形電路5c。雖然在以往的變頻器(inverter)式的熒光燈調光點燈裝置中，在波形整形電路 5c之后還設置有如CR積分電路(平滑電路)那樣的低通濾波電路，生成模擬的調光電壓， 并對應于該調光電壓對變頻器的頻率等進行可變控制，但在本實施方式中是直接將波形整形后的PWM信號輸入至控制電路5(參照圖1)。在控制電路5中，在PWM信號為高電平 (High)的期間，使降壓斬波電路3的斬波動作停止，在PWM信號為低電平(Low)的期間，通過允許降壓斬波電路3的斬波動作，調整由降壓斬波電路3的輸出電容器C2平滑化并供給至半導體發(fā)光元件4的直流電流的大小。換言之，控制電路5與降壓斬波電路3起到將PWM 信號平滑化的低通濾波電路的功能。此外，若調光信號線斷線或者連接器C0N3的連接脫落，雖然PWM信號總是變?yōu)榈碗娖?Low)，但在該情況下，由于總是允許降壓斬波電路3的斬波動作，半導體發(fā)光元件4處于全點燈狀態(tài)。(實施方式1的變形例1)圖4是本發(fā)明的實施方式1的變形例1的點燈裝置的電路圖。在本實施方式中， 在圖1的基本結構中，在PWM信號為高電平(High)時，進行控制來使開關元件Q2的柵極電壓V2為高電平(High)，此外，使1號管腳的施加電壓Vl和5號管腳的施加電壓V5均為低
16電平(Low)(短路至地線)。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制作的L6562來作為控制用集成電路50 的情況下，如圖2所示禁止電路55與作為零交檢測端子的5號管腳(Z⑶)連接，若5號管腳短路至地線，則能夠使IC的動作停止。如實施方式1所述，雖然僅使開關元件Q2導通就能夠將開關元件Ql維持在斷開狀態(tài)，但通過進一步使IC的動作停止，能夠減少消耗電流。在下文中，對圖4的電路結構進行說明，對與圖1的電路結構具有相同的功能的部分附加相同的附圖標記并省略重復的說明。全波整流器DB的交流輸入端子經(jīng)由濾波電路加和電流熔斷器FUSE連接至電源連接器C0N1。濾波電路加的結構與圖1相同。全波整流器DB的直流輸出端子經(jīng)由正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC與平滑電容器CO連接。正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC為溫度越高則電阻值變得越高的熱敏電阻。平滑電容器CO具有例如數(shù)十yF左右的容量。與平滑電容器CO并聯(lián)連接的電容器Co為高頻旁路用的小容量的電容器。在電源接通之后，全波整流器DB的直流輸出端子由充電前的平滑電容器CO短路， 換句話說，流過沖擊電流。通過正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC限制該沖擊電流。另一方面，在平滑電容器CO充電后，不需要通過正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC限制電流。否則，會產(chǎn)生不必要的能耗。因此，正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC與反向阻斷三極晶閘管(SCR)QH并聯(lián)連接，在接通電源后，在平滑電容器CO的充電結束時，進行控制來導通晶閘管Q14。為生成晶閘管Q14的柵極電壓，全波整流器DB的各交流輸入端子與二極管D11、 D12的各個陽極分別連接，這些二極管D11、D12的陰極經(jīng)由電阻R54、R55、R56、R57的串聯(lián)電路與全波整流器DB的直流輸出端子的負極連接。電阻R57與計時器用的電解電容器C57并聯(lián)。該電解電容器C57的容量規(guī)定了在電源接通后直至晶閘管Q14導通為止的延遲時間。若電解電容器C57的電壓上升，則經(jīng)由二極管D13、D14的并聯(lián)電路、電阻R58，將柵極電壓供給至晶閘管Q14。此外，起到防止并聯(lián)連接在晶閘管Q14的柵極 陰極間的電容器C58的誤動作的作用。上文所述的由電阻肪4 R58、電容器C57、C58、二極管Dll D14、晶閘管Q14、正溫度系數(shù)熱敏電阻PTC構成的電路構成了沖擊電流防止電路2c。沖擊電流防止電路2c的二極管Dll、D12也兼作電源故障檢測電路2d的整流器。 電源故障檢測電路2d包括電阻R51、R52、R53的串聯(lián)電路；與電阻R53并聯(lián)連接的電容器 C53 ；通過電容器C53的電壓而正相偏壓的晶體管Q13。將電阻R51 R53的串聯(lián)電路連接在二極管D11、D12的陰極與平滑電容器CO的負極之間。若交流電源通電，則電流流過電阻 R51 R53的串聯(lián)電路，為電容器C53充電，晶體管Q13導通。若切斷交流電源，則立即切斷流過電阻R51 R53的串聯(lián)電路的電流。這樣，電容器C53的電荷經(jīng)由電阻R53放電，由于晶體管Q13的正相偏壓消失，晶體管Q13斷開。此外，電容器C53的容量設定為在電源故障的狀態(tài)持續(xù)數(shù)個周期的交流電源時使晶體管Q13斷開，從而不會在交流電源瞬間停電的情況或進行相位控制的情況下或是交流電源的零交附近斷開晶體管Q13。
另一方面，即使切斷交流電源，經(jīng)由電阻R15 Rl的串聯(lián)電路從平滑電容器CO流出的電流在平滑電容器CO的充電電荷殘留的期間也不會切斷。在本實施方式中，在電源故障檢測電路2d的晶體管Q13斷開時，利用經(jīng)由電阻R15 Rl的串聯(lián)電路供給至電阻R14的電流使晶體管Qll處于正相偏壓，控制用集成電路50構成為1號管腳(INV)短路至地線。 此時，5號管腳(Z⑶)也經(jīng)由二極管D8短路至地線。由此，防止在電源故障時光輸出閃爍。平滑電容器CO的電壓為市用交流電源電壓(100V，50/60Hz)的峰值附近的電壓 (約140V)。從該平滑電容器CO經(jīng)由降壓用的電阻R31 R34向用于供給控制電源電壓 Vcc的電容器C3供給充電電流。若電容器C3的電壓上升至控制用集成電路50的可動作電壓以上，則開始開關元件Ql的通斷動作，由于高頻的三角波電流流過電感線圈Li，在該二次繞組中產(chǎn)生高頻的矩形波電壓。在開關元件Ql導通時，通過在電感線圈Ll的二次繞組中產(chǎn)生的電壓，電流流過二極管D10、電容器ClO和電阻R10，電容器ClO充電。在斷開開關元件Ql斷開時，在電感線圈Ll的二次繞組中產(chǎn)生反極性的電壓，通過將該電壓與電容器ClO的充電電壓相加而得的電壓，充電電流過由二極管D3與電阻RlO流至電容器C3。由此，雖然電容器C3的電壓將要進一步上升，但由于與齊納二極管ZDl并聯(lián)連接，通過該齊納電壓夾緊而生成恒定的控制電源電壓Vcc。此外，用于供給控制電源電壓Vcc的電容器C3的電壓為十數(shù)V左右。與電容器C3 以并聯(lián)的方式連接的電容器Cll是用于使經(jīng)由二極管D3的充電電流的高頻成分旁通的小容量的電容器?？刂齐娫措妷篤cc由電阻Rl 1、R12、R13分壓，并施加至控制用集成電路50的1號管腳(INV)。如上述那樣，該電壓用于規(guī)定流過開關元件Ql的電流的峰值?？刂朴眉呻娐?0的2號管腳(COMP)與3號管腳(MULT)在本實施方式中短路。 經(jīng)由電阻R41、R42的串聯(lián)電路向4號管腳(CS)輸入電流檢測電阻Rl的檢測電壓。在電阻 R41、R42的連接點與地線之間連接有用于調整電流檢測靈敏度的可變電阻VR1。若可變電阻VRl的電阻值下降，則由于電流檢測電阻Rl的檢測電壓由電阻R41與可變電阻VRl分壓并輸入至4號管腳(CS)，能夠降低電流檢測靈敏度，從而提高流過開關元件Ql的電流的峰值。此外，從供給開關元件Ql的柵極驅動器電壓的7號管腳(⑶)經(jīng)由二極管D7、電阻 R43、可變電阻VR2，并在可變電阻VRl中疊加直流電壓。若可變電阻VR2的電阻值下降，則疊加的直流電壓增加，因此4號管腳(⑶)的電壓增加，從而能夠使流過開關元件Ql的電流的峰值下降。通過調整這兩個可變電阻VR1、VR2，能夠適當?shù)卦O定流過開關元件Ql的電流的峰值。在此，所謂適當?shù)卦O定是指，對于上限值而言，在電感線圈Ll沒有磁飽和的范圍內，并且，沒有超過開關元件Ql的最大峰值電流的范圍內為適當，對于下限值而言，在開關元件 Ql的動作頻率沒有變的過高的范圍內為適當。5號管腳(Z⑶)和由電阻R5與電容器C5構成的低通濾波電路連接。此外，其經(jīng)由二極管D8與1號管腳(INV)連接，在1號管腳(INV)通過晶體管Qll或Q12短路至地線時，5號管腳(ZCD)的電位也降低至地線電位。晶體管Qll導通的情況是指如上述那樣的電源故障檢測時，但與其并聯(lián)連接的晶體管Q12導通的情況是指PWM信號為高電平(High)時。在本實施方式中，PWM信號是IkHz的方波電壓信號，在高電平(High)時，電流流經(jīng)二極管D9、電阻R24、R23，電阻R23的兩端電壓上升，通過使由MOSFET構成的開關元件 Q2的柵極電壓超過閾值(threshold)電壓，開關元件Q2變?yōu)閷?。此外，電流流?jīng)二極管 D9、電阻R25、R26，電阻R26的兩端電壓上升，晶體管Q12變?yōu)閷?。在PWM信號為低電平 (Low)時，開關元件Q2、晶體管Q12都為斷開。接下來，對無負載檢測電路6進行說明。無負載檢測電路6由齊納二極管ZD6、電阻R61 R64、晶體管Q61、Q62構成。如圖3所示，輸出連接器C0N2經(jīng)由導線44與半導體發(fā)光元件4連接。半導體發(fā)光元件4包括多個LEMa 4d的串聯(lián)電路而構成。若該串聯(lián)個數(shù)為n，順向電壓為Vf，則負載連接時的輸出連接器C0N2的電壓大體夾緊至η X Vf。齊納二極管ZD6的齊納電壓較高地設定為比該η X Vf稍有充裕。假設導線44脫落或斷線，或者在多個LED中的某一個斷線或與輸出連接器C0N2 產(chǎn)生接觸不良，則輸出連接器C0N2的電壓不夾緊至nXVf。若在該狀態(tài)下繼續(xù)開關元件Ql 的通斷動作，則電容器C2的電壓上升。很快，若電容器C2的電壓超過齊納二極管ZD6的齊納電壓，則電流流經(jīng)電阻R61、R62，晶體管Q61變?yōu)閷ǎ娏髁鹘?jīng)電阻R63、R64，晶體管Q62 變?yōu)閷?。由此，電流流?jīng)晶體管Q62、電阻R65，從而使電阻R65的兩端產(chǎn)生電壓，經(jīng)由二極管D6使控制用集成電路50的1號管腳(INV)的電壓上升。由此，由于控制為使開關元件Ql的電流峰值變低，抑制了電容器C2的電壓上升。(實施方式1的變形例2)在上述實施方式中，雖然說明了將降壓斬波電路3的開關元件Ql配置在低電位側的電路例，但如圖5(a)所示，不言自明，即使在將降壓斬波電路3a的開關元件Ql配置在高電位側的情況下，也能夠適用本發(fā)明。此外，在上述的各個實施方式中，雖然例示了使用圖2所示的控制用集成電路50 的他勵式的控制電路來作為控制電路，但本發(fā)明的適用范圍并不僅局限于此，而是也可以適用于使用自勵式的控制電路的LED點燈裝置。例如，如圖7的以往例那樣，在通過自勵式的控制電路對配置在高電位側的開關元件Ql進行導通/斷開控制的結構中，將再生電流通電用的二極管D2置換為η信道 MOSFET (參照圖1的開關元件Q2)，若向該柵電極供給低頻的PWM信號，則由于η信道MOSFET 導通的期間變?yōu)榕c再生電流流過相同的狀態(tài)(或者與流過電阻Rl的電流已達到規(guī)定值相同的狀態(tài))，所以能夠通過本發(fā)明進行調光控制。此外，在通常的振蕩動作中，η信道MOSFET 的漏極·源極間的反向二極管能夠兼作再生電流通電用的二極管D2。在圖7的以往例中，若接通直流電源2，則通過起動用的電阻R3而開關元件Ql導通。若導通開關元件Ql導通，則電流從直流電源2流經(jīng)開關元件Ql、電流檢測電阻Rl、電感線圈Li、電容器C2的路線，并在電感線圈Ll中積蓄電磁能。此時，將來自電感線圈Ll的二次繞組n2的反饋電壓經(jīng)由電阻R2與電容器Cl的并聯(lián)電路供給至開關元件Ql的控制端子，開關元件Ql繼續(xù)處于導通狀態(tài)。然后，若流過開關元件Ql的電流達到規(guī)定值，則通過電流檢測電阻Rl使晶體管 Trl導通，開關元件Ql斷開。這樣，在電感線圈Ll的二次繞組η2中產(chǎn)生與至今為止反向的電動勢，電流過由二極管D2流過電阻R2與電容器Cl的并聯(lián)電路，導出積蓄在開關元件Ql
19的控制端子的電荷，并且，將電容器Cl的電荷放電。此外，由積蓄在電感線圈Ll中的電磁能產(chǎn)生的電流流經(jīng)電感線圈Ll、電容器C2及二極管Dl的導通電路，并為電容器C2充電，并且，消耗電感線圈Ll的電磁能。若消耗電感線圈Ll的電磁能，則二極管D2斷開，再次通過起動用的電阻R3使開關元件Ql導通。以下， 重復相同的動作，若電容器C2的充電電壓上升至上述的nXVf，則發(fā)光二極管4點燈。在該圖7的以往例中，將再生電流通電用的二極管D2置換為η信道M0SFET，若向該柵電極供給低頻的PWM信號，則能夠使上述的自勵振蕩動作對應于PWM信號的高/低 (High/Low)進行振蕩停止/振蕩再開，從而能夠對應于PWM信號的斷開 占空比進行調光。 此外，能夠將再生電流通電用的二極管D2兼作作為PWM開關的η信道M0SFET，從而能夠減少部件件數(shù)。此外，本發(fā)明也能夠適用于如圖5(b) (d)所示的各種開關電源電路。圖5(b) 為升壓斬波電路北的例子，圖5(c)為回掃(fly back)式轉換器電路3c的例子，圖5 (d) 為升降壓斬波電路3d的例子。但這些僅為示例，只要是同時采用峰值電流檢測動作和零交檢測動作的開關電源電路，就能夠適用于本發(fā)明，上述峰值電流檢測動作在開關元件Ql導通時，若流過電感元件(電感線圈Ll或者變壓器Tl)的電流達到規(guī)定值，則對開關元件Ql 進行斷開控制，上述零交檢測動作在開關元件Ql斷開時，若從電感元件經(jīng)由再生二極管Dl 釋放出的電流大致變?yōu)榱?，則對開關元件Ql進行導通控制。(實施方式1的變形例3)在以上的實施方式中，雖然例示了使用IkHz的方波電壓信號作為PWM信號的情況，但并不限定于此。例如，在對進行了相位控制的交流電壓進行全波整流之后，也可以將進行過波形整形的電壓信號作為低頻的PWM信號來使用。PWM信號的頻率優(yōu)選為設定在IOOHz以上2kHz以下的范圍內。若PWM信號的頻率低于100Hz，則人眼會感覺到光輸出的閃爍。與此相對，若PWM信號的頻率高于2kHz，則在較深地調光時，由于在PWM信號的一個周期中開關元件Ql進行通斷動作的振蕩期間的長度變短，無法細致地控制包含在該振蕩期間中的開關元件Ql的導通脈沖數(shù)，而導通脈沖數(shù)離散地變化，從而使調光的分辨率降低。在PWM信號的頻率為可聽頻率(特別是IkHz等讓人感到不快的頻率)的情況下， 由于從斬波用的電感線圈Ll產(chǎn)生“噼 ”那樣的較高的噪聲，可以進行粘合電感線圈的芯與線軸或是利用漆來固定等的應對方案。然而，在上述的各個實施方式中，由于具備與半導體發(fā)光元件4并聯(lián)的輸出電容器C2，即使對應于PWM信號以低頻且間歇地停止開關元件Ql的高頻開關動作，流過半導體發(fā)光元件4的直流電流也會變?yōu)榈皖l波紋(ripple)較少的平滑化的電流。換言之，半導體發(fā)光元件4通過對應于PWM信號的斷開·占空比(低電平(Low)期間占一個周期的比例) 的平滑的直流電流連續(xù)點燈。然而，輸出電容器C2并非必須，在取消該輸出電容器C2或是將其容量設計成比較小的情況下，也能夠以低頻將半導體發(fā)光元件4間歇點燈(換言之，以目視無法觀察的程度的高速閃爍點燈)。這樣，在將光輸出以低頻變動的點燈裝置用于室內照明或屋外的夜間照明的情況下，在照明范圍內設置監(jiān)視用的攝像機的情況下，PWM信號優(yōu)選為設置成攝像機的快門速度的倒數(shù)的整數(shù)倍。例如，若攝像機的快門速度為1/60秒，則PWM信號的頻率設定為60Hz、2120Hz、180Hz、240Hz、300Hz、…的某一個。此外，若攝像機的快門速度為1/100秒，則PWM 信號的頻率設定為100Hz、200Hz、300Hz、400Hz、…的某一個。進而，若攝像機的快門速度為1/120秒，則PWM信號的頻率設定為120Hz、240Hz、360Hz、480Hz、…的某一個。此夕卜，若攝像機的快門速度為1/180秒，則P麗信號的頻率設定為180Hz、360Hz、540Hz、720Hz、... 的某一個。進而，此外，若攝像機的快門速度為1/240秒，則PWM信號的頻率設定為MOHz、 480ΗΖ、720Ηζ、960Ηζ…的某一個。若這樣進行設定，則即使在光輸出以低頻變動的情況下， 也能夠防止攝像機的圖像能夠看出閃爍。此外，在本發(fā)明的點燈裝置為攝像機附帶的光源裝置的情況下，PWM信號優(yōu)選為與攝像機的電子快門同步地切換。例如，將攝像機的同步信號輸入點燈裝置，若使其與攝像機的電子快門的定時同步，僅在曝光期間中使半導體發(fā)光元件點燈，則由于沒有消耗不必要的點燈電力，從而變得省電。如公知那樣，CCD型的攝像機具有電荷積蓄期間和電荷轉送期間，在電荷積蓄期間中，雖然是作為各個像素的電荷來積蓄成為像素的光電二極管的光電流，但由于在電荷轉送期間中沒有積蓄成為像素的光電二極管的光電流，在該期間內斷開照明即可。由此，在附LED照明的攝像機為電池驅動的情況下，能夠使電池壽命變長。(實施方式1的變形例4)圖6表示使用了本發(fā)明的LED點燈裝置的電源外置型LED照明器具的概略結構。 在該電源外置型LED照明器具中，在獨立于LED模塊40的殼體42的盒體中內置有作為電源單元的調光點燈裝置1。通過這樣做，能夠使LED模塊40薄型化，作為外置型的電源單元的調光點燈裝置1能夠不受場所限制地進行設置。器具殼體42由下端開放的金屬制的圓筒體構成，通過光擴散板43覆蓋下端開放部。以與該光擴散板43對置的方式配置LED模塊40。附圖標記41為LED安裝基板，其安裝有LED模塊40的LEMa 4d。將器具殼體42埋入頂棚100，并從配置在頂棚里的作為電源單元的調光點燈裝置1經(jīng)由導線44與連接器45進行布線。在作為電源單元的調光點燈裝置1的內部容納有如圖3所示的電路。LEMa 4d 的串聯(lián)電路(LED模塊40)對應于上述的半導體發(fā)光元件4。(實施方式2)圖8是本發(fā)明的實施方式2的點燈裝置的電路圖。在圖1的實施方式1中，在開關元件Ql的控制電極與地線之間連接開關元件Q2，對應于低頻的PWM信號控制該開關元件 Q2的柵極電壓V2，或者，對應于低頻的PWM信號控制控制用集成電路50的1號管腳(INV) 的施加電壓VI，或者3號管腳(MULT)的施加電壓V3，或者4號管腳(CS)的施加電壓V4，或者5號管腳(ZCD)的施加電壓V5中的某一個。但是，在本實施方式2中沒有設置開關元件 Q2。此外，若使流過開關元件Ql的電流的峰值變化，則由于斬波電流的平均值變?yōu)榭偸橇鬟^開關元件Ql的電流的峰值的1/2，能夠進行高精度的調光。因此，在本實施方式2中，能夠控制控制用集成電路50的1號管腳(INV)的施加電壓Vl或3號管腳(MULT)的施加電壓V3?；蛘撸軌驅?號管腳(CS)的施加電壓V4加上或減去修正值。可以組合這些方法的兩個以上來實施，也可以選擇某一個來實施。以下，對各個方法分別地進行說明。(實施例1)
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在圖11(a)的例子中，將圖8的控制用集成電路50的3號管腳(MULT)的施加電壓V3作為對應于低頻的PWM信號的占空比的調光電壓Vdim，l號管腳(INV)的施加電壓Vl 為恒定值。低頻的PWM信號例如為IkHz的方波電壓信號，是在一個周期中的低電平(Low)的期間越長則調光輸出越大的調光信號。這種PWM信號廣泛應用于熒光燈的調光點燈裝置的領域，如圖10所示，該PWM信號從調光信號線經(jīng)由點燈裝置1的連接器C0N3進行供給，經(jīng)由整流電路5a、絕緣電路恥、波形整形電路5c輸入至直流轉換電路5d。在直流轉換電路 5d中，將低頻的PWM信號轉換為模擬的調光電壓Vdim。在控制電路5中，對應于模擬的調光電壓Vdim對半導體發(fā)光元件4進行調光控制。通過圖11(a)對直流轉換電路5d的簡單結構例進行說明。在直流轉換電路5d中， 將低頻的PWM信號作為開關元件2000Q2的柵極電壓V2，在柵極電壓V2為高電平(High)時， 開關元件2000Q2變?yōu)閷?，此外，在柵極電壓V2為低電平(Low)時，開關元件2000Q2變?yōu)閿嚅_(高阻抗狀態(tài))。在開關元件2000Q2導通的期間，電阻2000Rc與2000Rd的連接點為低電平(Low)。 由此，積分電容器2000Ci的充電電荷經(jīng)由電阻2000Rd、開關元件2000Q2放電，電壓Vdim降低。在開關元件2000Q2斷開的情況下，從控制電源電壓Vcc經(jīng)由電阻2000Rc、2000Rd 為積分電容器2000Ci充電，電壓Vdim上升。由此，對應于開關元件2000Q2的斷開/導通的比率增減電壓Vdim，開關元件2000Q2的斷開期間越長則電壓Vdim越增加。(實施例2)在圖11(b)的例子中，使用設置在圖8的控制用集成電路50的1號管腳(INV)與 2號管腳(COMP)之間的內置的誤差放大器EA來構成CR積分電路，由誤差放大器EA的輸出得到對應于低頻的PWM信號的占空比的調光電壓。在IC的內部，將基準電壓Vrefl施加至誤差放大器EA的+輸入端子上。在誤差放大器EA的輸出端子O號管腳)與-輸入端子(1號管腳)之間連接有積分電容器2000Ci 和反饋電阻2000Rf的并聯(lián)電路。經(jīng)由輸入電阻2000Ri向誤差放大器EA的-輸入端子(1 號管腳)輸入低頻的PWM信號?？梢詫⒎e分電容器2000Ci、反饋電阻2000Rf、輸入電阻 2000Ri的時間常數(shù)設計為使誤差放大器EA的輸出端子O號管腳)的電壓變?yōu)榇笾缕交闹绷麟妷骸Ｈ舻皖l的PWM信號處于低電平(Low)的期間變長，則由于誤差放大器EA的輸出端子O號管腳)的電壓增大，進行控制來使低電平(Low)的期間越長則調光輸出變得越大。(實施例3)在圖11 (c)的例子中，電阻2000R41和晶體管Trl的串聯(lián)電路與電流檢測電阻Rl 并聯(lián)連接，上述電流檢測電阻Rl與圖8的控制用集成電路50的4號管腳(斬波電流檢測端子CS)連接。在不飽和區(qū)域使用晶體管Trl，對應于模擬的調光電壓Vdim對該電阻值進行可變控制。若模擬的調光電壓Vdim變高，則由于經(jīng)由偏壓電阻2000R42供給至晶體管Trl的基電流增加，晶體管Trl的電阻值降低。這樣，在從控制用集成電路50觀察時，由于具有與降低電流檢測電阻Rl的電阻值相同的效果，能夠增大流過開關元件Ql的電流的峰值。
換言之，通過從由電流檢測電阻Rl檢測到的檢測值中減去對應于半導體發(fā)光元件4的目標增光量的修正值，能夠對半導體發(fā)光元件4進行調光。(實施例4)在圖11(d)的例子中，設置有從圖8的控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子GD)對電流檢測電阻Rl的非接地側端子間歇地流過疊加電流的電路。由于僅在7 號管腳(柵極驅動器端子GD)變?yōu)楦唠娖?High)的定時，換言之，在圖8的開關元件Ql導通的期間流過疊加電流，與總是流過疊加電流的情況相比，能夠抑制在電流檢測電阻Rl中的能耗。在圖示的例子中，通過使集電極接地的PNP晶體管Tr3進行發(fā)射極跟隨動作，使模擬的調光電壓Vdim低阻抗化，在開關元件Ql導通時，將7號管腳的輸出電壓與調光電壓 Vdim的電壓差除以電阻2000R44得到的電流輸入至PNP晶體管2000Tr2的基極。若模擬的調光電壓Vdim變低，則晶體管2000Tr2的基電流增加，從而使經(jīng)由電阻2000R43、二極管 2000D7在電流檢測電阻Rl中疊加的電流增加。由此，能夠減少流過開關元件Ql的電流的峰值。換言之，通過向由電流檢測電阻Rl檢測到的檢測值加上對應于半導體發(fā)光元件4 的目標減光量的修正值，能夠對半導體發(fā)光元件4進行調光。圖10表示設置有圖8的點燈裝置的LED調光點燈裝置1的整體結構。電源電路2 包括上述的濾波電路加和直流電源電路2b而構成。電容器Cc、Cd為用于將電路地線(電容器CO的負極)高頻地連接至設備底座的電容器。CONl為連接至市用交流電源Vs的電源連接器，C0N2為經(jīng)由導線44連接至半導體發(fā)光元件4的輸出連接器，C0N3為用于連接調光信號線的連接器。向調光信號線供給例如由頻率為1kHz，振幅為IOV的占空比可變的方波電壓信號構成的調光信號。連接至連接器C0N3的整流電路fe是用于使調光信號線的布線無極性化的電路， 即使反向連接調光信號線也會正常地動作。換言之，由全波整流器DBl對輸入的調光信號進行全波整流，介由電阻等的阻抗要素Zl在齊納二極管ZD的兩端獲得方波電壓信號。絕緣電路恥具備光耦合器PC1，調光信號線與點燈裝置絕緣并且傳遞方波電壓信號。波形整形電路5c對從絕緣電路恥的光耦合器PCl輸出的信號進行波形整形，使其成為高電平 (High)與低電平(Low)明確的PWM信號來輸出。由于經(jīng)由調光信號線長距離傳輸?shù)姆讲妷盒盘柕牟ㄐ巫冃?，設置有波形整形電路5c。在本發(fā)明的調光點燈裝置中，在波形整形電路5c之后還設置有由如CR積分電路 (平滑電路)那樣的低通濾波電路構成的直流轉換電路5d，從而生成模擬的調光電壓Vdim， 對應于該調光電壓Vdim對開關元件Ql的峰值進行可變控制。(實施方式2的變形例1)在上述的實施方式2中，雖然說明了將降壓斬波電路3的開關元件Ql配置在低電位側的電路例子，但如圖5 (a)所示，不言自明，本發(fā)明也能夠適用于將降壓斬波電路3a的開關元件Ql配置在高電位側的情況。此外，本發(fā)明也能夠適用于在如圖5(b) (d)所示的各種開關電源電路中。圖 5(b)為升壓斬波電路北的例子，圖5(c)為回掃式轉換器電路3c的例子，圖5(d)為升降壓斬波電路3d的例子。但這些僅為例示，只要是同時采用峰值電流檢測動作和零交檢測動作的開關電源電路，就能夠適用于本發(fā)明，上述峰值電流檢測動作為在導通開關元件Ql時， 若流過電感元件(電感線圈Ll或者變壓器Tl)的電流達到規(guī)定值，則對開關元件Ql進行斷開控制，上述零交檢測動作在斷開開關元件Ql時，若從電感元件經(jīng)由再生二極管Dl釋放出的電流大致變?yōu)榱悖瑒t對開關元件Ql進行導通控制。(實施方式2的變形例2)圖12是本發(fā)明的實施方式2的變形例2的點燈裝置的電路圖。在本實施方式中，在圖13的以往例(專利文獻1)的結構中，基準電壓Vrefl不是可變，追加了輸入電阻 2000Ri'與二極管D9的串聯(lián)電路，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，通過向調光電壓 Vdim降低的方向積分，變成等價地得到與使基準電壓Vrefl可變同等的效果。在專利文獻3中，在圖13的結構中，雖然能夠通過使基準電壓Vrefl為可變來進行調光控制，但如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制的L6562作為控制用集成電路50 的情況下，基準電壓Vrefl內置在IC中，不能從外部進行可變控制。由于誤差放大器EA 的-輸入端子和輸出端子分別作為1，2號管腳向IC的外部露出，將連接在1-2號管腳之間的積分電容器2000Ci與輸入電阻2000Ri'的時間常數(shù)設定為能夠將低頻的PWM信號平滑化的程度的容量，若PWM信號為高電平(High)的期間變長，則進行控制來使作為誤差放大器EA的輸出電壓的模擬的調光電壓Vdim降低。由此，能夠得到與降低IC內部的基準電壓 Vrefl同等的效果。若從另一個角度來看，這樣做對于由LED電流檢測電阻Rs檢測到的負載電流，能夠得到與疊加了對應于PWM信號的高電平(High)期間的修正值同等的效果。換言之，在實際中，即使流過半導體發(fā)光元件4的負載電流的平均值比由基準電壓Vrefl決定的原本的電流值少，但通過在PWM信號的高電平(High)期間多余地疊加了流經(jīng)輸入電阻2000Ri'的積分電流，使檢測的平均值上漲，判斷為已經(jīng)達到目標電流，其結果進行了調光。以下，對圖12的電路結構進行說明。市用交流電源Vs經(jīng)由濾波電路加與二極管電橋DB的交流輸入端子連接。二極管電橋DB的直流輸出端子與高頻旁路用的小容量的電容器Co并聯(lián)連接。該電容器Co的兩端電壓變?yōu)閷⒔涣麟妷喝ㄕ鞯拿}動電壓，通過電阻Ra、Rb的分壓電路進行分壓，并將其輸入乘法電路52的一側的輸入端子。二極管電橋DB的直流輸出端子的正極經(jīng)由電感線圈Ll與開關元件Ql的漏極電極和二極管Dl的陽極電極連接。開關元件Ql的源極電極經(jīng)由電流檢測電阻Rl與二極管電橋DB的直流輸出端子的負極連接。二極管電橋DB的直流輸出端子的負極在電路地線上接地。二極管Dl的陰極電極與平滑電容器C2的正極連接，平滑電容器C2的負極接地。平滑電容器C2的兩端與半導體發(fā)光元件4與LED電流檢測電阻Rs的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。LED電流檢測電阻Rs的非接地側端子經(jīng)由輸入電阻2000Ri與誤差放大器EA 的-輸入端子連接。在誤差放大器EA的-輸入端子與輸出端子之間并聯(lián)連接有積分電容器2000Ci。在誤差放大器EA的-輸入端子與PWM信號輸入端子之間連接有二極管D9和輸入電阻2000Ri'的串聯(lián)電路。對誤差放大器EA的+輸入端子施加基準電壓Vrefl。將誤差放大器EA的輸出端子的電壓Vdim輸入至乘法電路52的另一側的輸入端子。對比較器CPl的-輸入端子施加乘法電路52的輸出電壓。比較器CPl的+輸入端子與檢測開關元件Ql的電流的電流檢測電阻2000R1的非接地側端子連接。比較器CPl 的輸出端子與觸發(fā)器FFl的復位輸入端子R連接。在電感線圈Ll的二次繞組n2的電壓消失時，向觸發(fā)器FFl的置位輸入端子S輸入置位信號。將觸發(fā)器FFl的Q輸出經(jīng)由驅動電路討作為柵極驅動器信號供給至開關元件Ql的柵電極。此外，若使用將誤差放大器EA、乘法電路52、比較器CP1、觸發(fā)器FF1、驅動電路M 集成在一個芯片中的廉價的ic(參照圖9)，則能夠降低制造成本。以下，對圖12的電路動作進行說明。若電感線圈Ll的電流流盡，則接受該二次繞組n2的輸出電壓的消失并將該觸發(fā)器FFl置位。若觸發(fā)器FFl被置位，則通過該Q輸出經(jīng)由驅動電路M向開關元件Ql供給柵極驅動器信號，開關元件Ql變?yōu)閷?。若開關元件Ql 導通，則從二極管電橋DB的直流輸出端子的正極由電感線圈Li、開關元件Q1、電流檢測電阻R1、二極管電橋DB的直流輸出端子的負極的路線導入輸入電流，從而使流過電感線圈Ll 的電流直線地上升。由電流檢測電阻Rl檢測流過電感線圈Ll的電流，并將其作為檢測電壓輸入至比較器CPl的+輸入端子。將乘法電路52的輸出電壓作為基準電壓向比較器CPl的-輸入端子輸入，若+輸入端子的檢測電壓超過-輸入端子的基準電壓，則比較器CPl的輸出變?yōu)楦唠娖?High)，觸發(fā)器FFl復位。這樣，觸發(fā)器FFl的Q輸出變成低電平(Low)，由于來自驅動電路M的柵極驅動器信號變?yōu)榈碗娖?Low)，開關元件Ql變?yōu)閿嚅_。若開關元件Ql斷開，則在電感線圈Ll的兩端產(chǎn)生反電勢，其與二極管電橋DBl的輸出電壓疊加，升壓后的電壓經(jīng)由二極管Dl為平滑電容器C2充電。此時，流過電感線圈Ll 的電流變?yōu)橹本€地減少的電流，并作為來自市用交流電源的輸入電流導入。在再生電流流過電感線圈Ll的期間，在該二次繞組π2中產(chǎn)生電勢。若電感線圈Ll的再生電流流盡，則二次繞組η2的電壓消失，在該定時再次將觸發(fā)器FFl置位。以下，重復相同的動作。由于不產(chǎn)生輸入電流的停止期間，在該電路中的輸入功率因數(shù)變高。此外，由于通過乘法電路52的輸出電壓限制輸入電流的峰值，輸入電流的包絡線變?yōu)榕c將市用交流電壓進行了全波整流的脈動電壓成正比，通過利用濾波電路加除去輸入電流的高頻成分，使輸入電流與輸入電壓大致成正比例，從而減少輸入電流的高次諧波變形。乘法電路52的另一側的輸入電壓是作為誤差放大器EA的輸出電壓的調光電壓 Vdim?？刂圃撜{光電壓Vdim來使通過LED電流檢測電阻Rs檢測的半導體發(fā)光元件4的負載電流的平均值與基準電壓Vrefl的差分變小。換言之，在通過LED電流檢測電阻Rs檢測出的半導體發(fā)光元件4的負載電流的平均值比目標值更小的情況下，進行控制以使調光電壓Vdim變大而增大流過開關元件Ql的電流的峰值。與此相對地，在通過LED電流檢測電阻Rs檢測的半導體發(fā)光元件4的負載電流的平均值比目標值更大的情況下，進行控制以使調光電壓Vdim變小而減少流過開關元件Ql的電流的峰值。由此，即使有電源電壓的變動或溫度的變動，也會進行反饋控制來使通過LED電流檢測電阻Rs檢測的半導體發(fā)光元件4 的負載電流的平均值收束至目標值。但是，在圖12的電路中，由于經(jīng)由輸入電阻2000Ri'和二極管D9的串聯(lián)電路將 PWM信號疊加在積分電路的輸入上，所以若PWM信號的平均值(即導通占空比)變大，則負載電流的平均值進行增大那樣的動作，即使實際的負載電流的平均值比目標值低，在該動作點的反饋控制也穩(wěn)定。由此，能夠進行調光控制，以隨著PWM信號的導通占空比變大而使負載電流的平均值變小。此外，由于由LED電流檢測電阻Rs檢測的負載電流通過由電阻2000Ri與電容器2000Ci構成的積分電路被平滑化，如專利文獻1所述，即使沒有平滑電容器C2也能夠進行動作。如圖12所示，在具有平滑電容器C2的情況下，由于具有能夠減少流過半導體發(fā)光元件4的峰值電流的優(yōu)點，此外，能夠得到高頻波紋較少的光輸出的優(yōu)點，在多數(shù)情況下使用平滑電容器C2。在本實施方式中，雖然對如圖5(b)所示的升壓斬波電路的情況進行了說明，但也可以圖8或圖5(a)、(c)、(d)的結構也可以應用與本實施方式相同的控制。本實施方式2及其變形例的LED點燈裝置也與實施方式1同樣，具有如圖6所示的電源外置型LED照明器具的結構。省略其詳細說明。(實施方式3)圖14是本發(fā)明的實施方式3的點燈裝置的電路圖。該點燈裝置具備電源連接器 CONl與輸出連接器C0N2。電源連接器com與市用交流電源(100V，50/60Hz)連接。輸出連接器與發(fā)光二極管(LED)這樣的半導體發(fā)光元件4連接。半導體發(fā)光元件4是多個LED 串聯(lián)或并聯(lián)，或是串并混聯(lián)的LED模塊。電源連接器CONl經(jīng)由電流熔斷器FUSE和濾波電路加與整流平滑電路2b連接。 濾波電路加由浪涌電壓吸收元件ZNR、濾波電容器Ca、Cb以及共模扼流線圈LF構成。雖然整流平滑電路2b在此圖示為由全波整流器DB與平滑電容器CO構成的電路，但也可以是使用升壓斬波電路的功率因數(shù)改善電路。直流電源電路2b的輸出端與降壓斬波電路3連接。降壓斬波電路3具備電感線圈Li，相對于利用直流電流點燈的半導體發(fā)光元件4以串聯(lián)的方式連接；開關元件Q1，以串聯(lián)的方式連接在上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路與直流電源電路2b的輸出之間；再生二極管D1，以并聯(lián)的方式與上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路連接，并且在上述開關元件Ql斷開時連接在將上述電感線圈Ll的積蓄電能釋放至上述半導體發(fā)光元件4的方向上。此外，上述半導體發(fā)光元件4以并聯(lián)的方式與輸出電容器C2連接。該輸出電容器C2的容量設定為通過上述開關元件Ql的通斷使脈動成分平滑化，并使平滑化的直流電流流過上述半導體發(fā)光元件4。通過控制電路5以高頻對開關元件Ql進行通斷驅動。控制電路5由控制用集成電路50及其周邊電路構成。作為控制用集成電路50，與實施方式1及實施方式2相同，使用ST微電子技術公司制的L6562，由于與實施方式1的關于圖2所說明的內容相同，省略其詳細內容。以下，對與實施方式1及實施方式2有區(qū)別的部分進行說明?！蛾P于調光動作》根據(jù)本實施方式的結構，即使在負載不同的情況下，斬波電流的平均值也幾乎不變化。由此，與負載無關，利用輸出電容器C2將斬波電流的脈動成分平滑化并供給至負載的輸出電流的有效值大致為恒定。因此，通過對應于低頻的PWM信號間歇地使高頻的斬波動作停止，能夠向半導體發(fā)光元件4供給對應于PWM信號的占空比的輸出電流，從而能夠進行高精度的調光。因此， 在圖14的實施方式中，在開關元件Ql的控制電極與地線之間連接開關元件Q2，從而對應于低頻的PWM信號控制該開關元件Q2的柵極電壓V2 (第一調光動作)。此外，若使流過開關元件Ql的電流的峰值變化，則由于斬波電流的平均值總是為流過開關元件Ql的電流的峰值的1/2，能夠進行高精度的調光。因此，在圖14的實施方式中，能夠控制控制用集成電路50的1號管腳(INV)的施加電壓Vl或3號管腳(MULT)的施加電壓V3(第二調光動作)。《第一調光動作的詳細》首先，說明開關元件Q2對應于低頻的PWM信號進行導通/斷開控制的第一調光動作。低頻的PWM信號是例如為IkHz的方波電壓信號，是一個周期中的低電平(Low)的期間越長則調光輸出越大的調光信號。這種PWM信號廣泛應用于熒光燈的調光點燈裝置的領域，如圖10所示，其經(jīng)由點燈裝置1的連接器C0N3從調光信號線供給，經(jīng)由整流電路fe、絕緣電路恥、波形整形電路5c、信號轉換電路5d輸入至控制電路5。在圖14的電路中，將從圖10的信號轉換電路5d輸出的低頻的PWM信號作為開關元件Q2的柵極電壓V2，在柵極電壓V2為高電平(High)時，開關元件Q2變?yōu)閷ǎ归_關元件Ql的控制電極與地線之間短路。此外，在柵極電壓V2為低電平(Low)時，開關元件Q2 變?yōu)閿嚅_(高阻抗狀態(tài))，變?yōu)榕c未連接相同的狀態(tài)。在開關元件Q2導通的期間內，電阻R21與開關元件Q2的連接點總是為低電平 (Low)。由此，即使控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子GD)以高頻進行高/ 低(High/Low)切換，該柵極驅動器輸出在電阻R21消耗，開關元件Ql維持在斷開狀態(tài)。此外，即使在開關元件Q2斷開的情況下，對應于控制用集成電路50的7號管腳 (柵極驅動器端子GD)對應于以高頻進行高/低(High/Low)切換，開關元件Ql進行導通/ 斷開切換，所以變成通常的斬波動作。由此，斬波動作期間與斬波動作停止期間的比率，和PWM信號的低電平(Low)期間與高電平(High)期間的比率一致。由于在斬波動作期間供給恒定電流，在斬波動作停止期間停止電流供給，作為其結果，將對應于PWM信號的一個周期的低電平(Low)期間的比例的電流供給至半導體發(fā)光元件4。由此從而能夠進行高精度的調光。此外，也可以是，通過使控制用集成電路50的5號管腳(Z⑶)取代上述的開關元件Q2的通斷控制，或與其一起與低頻的PWM信號同步地短路至地線，從而進行控制來間歇地使控制用集成電路50的振蕩動作停止。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制的 L6562來作為控制用集成電路50的情況下，如圖2所示，禁止電路55與作為零交檢測端子的5號管腳(Z⑶)連接，若使5號管腳短路至地線，則能夠使IC的動作停止。因此，在低頻的PWM信號為高電平(High)時，將5號管腳(Z⑶)短路至地線來使IC的動作停止，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，斷開5號管腳(ZCD)，從而返回至通常的動作。由此，能夠對應于低頻的PWM信號為低電平(Low)的期間與高電平(High)的期間的比率進行調光。在圖10的信號轉換電路5d中，也可以將從調光信號線供給的PWM信號轉換為脈沖寬度不同的第二 PWM信號并輸出，也可以保持原本的脈沖寬度原樣地輸出。此外，在信號轉換電路5d中，輸出對應于從調光信號線供給的PWM信號的脈沖寬度而變化的模擬的調光電壓Vdim。在第二調光動作中使用該調光電壓Vdim。接下來，對第二調光動作進行說明?！兜诙{光動作的詳細》在本實施方式中，對應于從信號轉換電路5d輸出的模擬的調光電壓Vdim，能夠控制控制用集成電路50的1號管腳(INV)的施加電壓Vl或3號管腳(MULT)的施加電壓V3。 由此，由于能夠使流過開關元件Ql的電流的峰值變化，所以能夠進行調光。
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若流過開關元件Ql的電流的峰值增加，則開關元件Ql的通斷頻率降低，與此相反，若峰值減少，則開關元件Ql的通斷頻率變高。其理由在于，若電源電壓Vdc與負載電壓 Vc2相同，則在開關元件Ql導通時流過電感線圈Ll的漸增電流的斜率為恒定，并且，在開關元件Ql斷開時流過電感線圈Ll的漸減電流的斜率為恒定。換言之，即使流過開關元件 Ql的電流的峰值增加或減少，由流過電感線圈Ll的漸增電流與漸減電流形成的三角波也維持為相似形，從而將開關元件Ql的通斷周期與流過開關元件Ql的電流的峰值維持為正比關系。由此，若想要將開關元件Ql的通斷頻率限制在規(guī)定的最高頻率fmax以下，則需要將流過開關元件Ql的電流的峰值限制在規(guī)定的最低值Lnin以上。此外，若將開關元件Ql 的通斷頻率限制在規(guī)定的最低頻率fmin以上，則需要將流過開關元件Ql的電流的峰值限制在規(guī)定的最高值Imax以下。這樣，通過限制從信號轉換電路5d輸出的模擬的調光電壓Vdim的電壓范圍，能夠實現(xiàn)將流過開關元件Ql的電流的峰值限制在規(guī)定的最低值kin至規(guī)定的最高值Imax的范圍的動作。《關于第一調光動作與第二調光動作的組合》由例如微型計算機等構成圖10的信號轉換電路5d，在讀取從波形整形電路5c輸出的PWM信號的脈沖寬度并將其轉換為數(shù)字值之后，為參照存儲器表實現(xiàn)如圖15(a) (e) 例示的各種調光動作，生成模擬的調光電壓Vdim，并且，輸出轉換了脈沖寬度的第二 PWM信號。在圖15(a)的例子中，在光輸出從100 %降低至規(guī)定的調光輸出(例如，光輸出 30%)的過程中，僅通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作來減少光輸出。此外，在比上述規(guī)定的調光輸出低的低亮度側，僅以減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來減少光輸出，或者，通過并用第二調光動作與第一調光動作來減少光輸出。根據(jù)該調光控制，具有特別是能夠在低亮度側平滑地調光的優(yōu)點。在僅以間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作中，若間歇振蕩期間變短，則包含在該間歇振蕩期間中的開關元件Ql的導通脈沖數(shù)如數(shù)個 一個那樣變少，光輸出的變化相對于間歇振蕩期間的變化變?yōu)殡x散。此時，通過減少流過開關元件Ql的電流的峰值，若開關元件Ql 的通斷頻率變高，則能夠增大包含在間歇振蕩期間中的開關元件Ql的導通脈沖數(shù)，能夠抑制光輸出的變化相對于間歇振蕩期間的變化變得離散。此外，由于能夠連續(xù)地變化流過開關元件Ql的電流的峰值，能夠連續(xù)地變化負載電流的有效值，由此，特別是能夠在低亮度側平滑地調光。在圖15(b)的例子中，在光輸出從100%降低至規(guī)定的調光輸出(例如，光輸出 70% )的過程中，僅以減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來減少光輸出， 或者，通過并用第二調光動作與第一調光動作來減少光輸出。此外，在比上述規(guī)定的調光輸出低的低亮度側，僅通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作來減少光輸
出ο根據(jù)該調光控制，由于通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作在最高頻率fmax實施在低亮度側的調光控制，包括在間歇振蕩期間中的開關元件Ql的導通脈沖數(shù)變?yōu)樽畲?，具有相對于間歇振蕩期間的長度的變化的光輸出的變化變得平滑的效^ ο在圖15(c)的例子中，組合圖15(a)、(b)的控制，在光輸出從100%降低至第一調光輸出(例如，光輸出70% )的過程中，僅通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作來減少光輸出。此外，在從第一調光輸出降低至第二調光輸出(例如，光輸出30% )的過程中，僅以減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來減少光輸出，或者，通過并用第二調光動作與第一調光動作來減少光輸出。進而，在比第二調光輸出低的低亮度側，僅通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作來減少光輸出。圖15(d)的例子也是組合圖15(a)、(b)的控制，在光輸出從100%降低至第一調光輸出(例如，光輸出80%)的過程中，僅以減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來減少光輸出，或者，通過并用第二調光動作與第一調光動作來減少光輸出。此外， 在從第一調光輸出降低至第二調光輸出(例如，光輸出20%)的過程中，僅通過間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作來減少光輸出。進而，在比第二調光輸出低的低亮度側，僅以減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來減少光輸出，或著，通過并用第二調光動作與第一調光動作來減少光輸出。圖15 (e)的例子是通過始終組合間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的第一調光動作和減少流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來控制光輸出。在光輸出為100%時，開關元件Ql的通斷頻率f變?yōu)樽畹皖l率fmin，流過開關元件Ql的電流的峰值變?yōu)樽畲?。此外，開關元件Ql的通斷動作的停止期間變?yōu)樽钚?。另一方面，在光輸出最低時，開關元件Ql的通斷頻率f變?yōu)樽罡哳l率fmax，流過開關元件Ql的電流的峰值變?yōu)樽畹?。此外，開關元件Ql的通斷動作的停止期間變?yōu)樽畲?。由此，即使如圖15(e)的實線所示，在較大范圍內改變光輸出，開關元件Ql的通斷頻率f也限制在從規(guī)定的最低頻率fmin至規(guī)定的最高頻率fmax的范圍內。與此相比，由圖15(e)的虛線所示的特性表現(xiàn)為在僅以增減流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作來增減光輸出的情況下，開關元件Ql的通斷頻率f在較大范圍內變動(專利文獻3的缺點)。由于負載電流的有效值(平均值)與流過開關元件Ql的電流的峰值成正比，若想要僅以第二調光動作在例如100% 的范圍對光輸出進行可變控制，則流過開關元件Ql的電流的峰值必須在100 1的范圍內變化。此時，由于開關元件 Ql的通斷頻率變?yōu)樵? 100的范圍內變化，最低頻率與最高頻率的比率也變?yōu)?00倍，并不實用。但是，若將最低頻率fmin與最高頻率fmax的比率限制在例如1 2左右，則調光比變?yōu)?00% 50%，也不實用。在此，不僅是控制流過開關元件Ql的電流的峰值，而是將其與以低頻且間歇地停止開關元件Ql的通斷動作，從而使該停止期間的長度可變的控制組合。由此，如圖15(e) 的實線(本發(fā)明)所示，能夠在較大范圍內控制光輸出，并且能夠將開關元件Ql的通斷頻率f限制在規(guī)定的最高頻率fmax與最低頻率fmin的范圍內。此外，將在規(guī)定的最高頻率fmax與最低頻率fmin的范圍內的高頻成分通過濾波電路加抑制在由cisra等規(guī)定的雜音限制等級以下。
設置有圖14的點燈裝置的LED調光點燈裝置1的整體結構與圖10所示相同。電源電路2包含上述的濾波電路加與整流平滑電路2b而構成。電容器Cc、Cd為用于將電路地線(電容器CO的負極)高頻地連接至設備底座的電容器。CONl為連接至市用交流電源 Vs的電源連接器，C0N2為經(jīng)由導線44連接至半導體發(fā)光元件4的輸出連接器，C0N3為用于連接調光信號線的連接器。向調光信號線供給例如由頻率為1kHz，振幅為IOV的占空比可變的方波電壓信號構成的調光信號。連接至連接器C0N3的整流電路fe是用于使調光信號線的布線無極性化的電路， 即使逆向連接調光信號線也會正常地動作。換言之，由全波整流器DBl對輸入的調光信號進行全波整流，經(jīng)由電阻等的阻抗元件Zl在齊納二極管ZD的兩端獲得方波電壓信號。絕緣電路恥具備光耦合器PC1，調光信號線與點燈裝置絕緣并且傳遞方波電壓信號。波形整形電路5c對從絕緣電路恥的光耦合器PCl輸出的信號進行波形整形，使其成為高電平 (High)與低電平(Low)明確的PWM信號來輸出。由于經(jīng)由調光信號線長距離傳輸?shù)姆讲妷盒盘柕牟ㄐ巫冃?，設置有波形整形電路5c。在本發(fā)明的調光點燈裝置中，在波形整形電路5c之后還設置有由微型計算機等構成的信號轉換電路5d，生成模擬的調光電壓Vdim，對應于該調光電壓Vdim對開關元件Ql 的電流峰值進行可變控制。此外，生成與輸入的調光信號脈沖寬度不同的第二 PWM信號，對應于轉換后的PWM信號的脈沖寬度可變地控制間歇地停止開關元件Ql的通斷動作的期間。此外，信號轉換電路5d并不僅局限于由微型計算機構成，也可以是由用于轉換脈沖寬度的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器與用于生成調光電壓Vdim的CR平滑電路等構成。此外，也可以不必通過信號轉換電路5d轉換PWM信號的脈沖寬度，而是使PWM信號直接通過，從而僅生成對應于脈沖寬度的調光電壓Vdim。(實施方式3的變形例1)雖然在上述的實施方式3中為了實現(xiàn)改變流過開關元件Ql的電流的峰值的第二調光動作，對應于從信號轉換電路5d輸出的模擬的調光電壓Vdim控制控制用集成電路50 的1號管腳(INV)的施加電壓Vl或3號管腳(MULT)的施加電壓V3，但在本實施方式3的變形例1中，作為用于實現(xiàn)第二調光動作的其它方法，通過對圖14的控制用集成電路50的 4號管腳(CS)的施加電壓V4加上或減去對應于模擬的調光電壓Vdim的修正值，改變流過開關元件Ql的電流的峰值。其它的結構及動作與實施方式3相同即可。(實施例1)在圖16(a)的例子中，電阻3000R41和晶體管3000Trl的串聯(lián)電路與電流檢測電阻Rl以并聯(lián)方式連接，該電流檢測電阻Rl與圖14的控制用集成電路50的4號管腳(斬波電流檢測端子⑶)連接。在不飽和區(qū)域中使用晶體管3000Trl，對應于模擬的調光電壓 Vdim對該電阻值進行可變控制。 若模擬的調光電壓Vdim變高，則由于經(jīng)由偏壓電阻3000R42供給至晶體管 3000Trl的基電流增加，晶體管3000Trl的電阻值下降。這樣，由于從控制用集成電路50觀察時，其具有與降低電流檢測電阻Rl的電阻值相同的效果，所以能夠增大流過開關元件Ql 的電流的峰值。 換言之，通過從由電流檢測電阻Rl檢測的檢測值中減去對應于半導體發(fā)光元件4 的目標增光量的修正值，能夠對半導體發(fā)光元件4進行調光。
(實施方式3的變形例1)在圖16(b)的例子中，設置有使疊加電流間歇地從圖14的控制用集成電路50的7 號管腳(柵極驅動器端子GD)向電流檢測電阻Rl的非接地側端子流過的電路。由于疊加電流僅在7號管腳(柵極驅動器端子GD)變?yōu)楦唠娖?High)的定時，換言之，僅在圖14的開關元件Ql導通的期間流過，所以與總是流過疊加電流的情況相比，能夠抑制在電流檢測電阻Rl中的能耗。在圖示的例子中，通過使集電極接地的PNP晶體管3000Tr3進行發(fā)射極跟隨動作， 使模擬的調光電壓Vdim低阻抗化，在開關元件Ql導通時，將7號管腳的輸出電壓與調光電壓Vdim的電壓差除以電阻3000R44得到的的電流供給至PNP晶體管3000Tr2的基極。若模擬的調光電壓Vdim變低，則晶體管3000Tr2的基電流增加，經(jīng)由電阻3000R43、二極管 3000D7，使在電流檢測電阻Rl中疊加的電流增加。由此，能夠減少流過開關元件Ql的電流的峰值。換言之，通過向由電流檢測電阻Rl檢測的檢測值疊加對應于半導體發(fā)光元件4的目標減光量的修正值，能夠對半導體發(fā)光元件4進行調光。(實施例3)在圖16(c)的例子中，通過將來自圖14的控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子⑶)的柵極驅動器信號利用由電阻3000R44、3000R45與電容器3000Ci構成的平滑電路積分，自動地生成調光電壓Vdim。S卩，在該實施方式中，由于由電阻3000R44、 3000R45與電容器3000Ci構成的平滑電路作為信號轉換電路發(fā)揮功能，該信號轉換電路生成對應于PWM信號的高電平(High)期間的直流電壓，從而不需要圖10的信號轉換電路5d， 將從波形整形電路5c輸出的PWM信號直接作為圖14的開關元件Q2的驅動電壓V2來使用。 進而，在從波形整形電路5c輸出的PWM信號為高電平(High)的期間，為停止控制用集成電路50的振蕩動作，使控制用集成電路50的5號管腳與地線短路。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制的L6562來作為控制用集成電路50的情況下，如圖2所示，禁止電路55與作為零交檢測端子的5號管腳(ZCD)連接，若5號管腳短路至地線，則能夠停止IC的動作。在此，在低頻的PWM信號(圖14的開關元件Q2的柵極電壓V2)為高電平(High)時，使圖16(c)的開關元件3000Q3導通，將5號管腳(ZOT)短路至地線來停止IC的動作，從而使柵極驅動器端子⑶(7號管腳)不輸出柵極驅動器信號。 設定電阻3000R44、3000R45與電容器3000Ci的時間常數(shù)，從而對應于該柵極驅動器信號的有效值來控制電容器3000Ci的充電電壓。電路結構較為簡單，將電容器3000Ci與充電電阻3000R44的串聯(lián)電路連接在晶體管3000Tr2的基極與電路地線之間，上述電容器3000Ci并聯(lián)連接有放電電阻3000R45，將上述晶體管3000Tr2的發(fā)射極與控制用集成電路50的柵極驅動器端子GD(7號管腳)連接， 將集電極經(jīng)由電阻3000R43和二極管3000D7的串聯(lián)電路與電流檢測電阻Rl的非接地側端
子連接。若低頻的PWM信號的高電平(High)的期間變長，則由于從控制用集成電路50的柵極驅動器端子GD(7號管腳)輸出柵極驅動器信號的期間變短，電容器3000Ci的充電電壓變低。這樣，由于在開關元件Ql時晶體管3000Tr2的基電流增加，經(jīng)由電阻3000R43、二極管3000D7在電流檢測電阻Rl中疊加的電流增大。因此，開關元件Ql的導通期間變短，該峰值電流減少。相反地，若低頻的PWM信號的高電平(High)的期間變短，則由于從控制用集成電路50的柵極驅動器端子GD (7號管腳)輸出柵極驅動器信號的期間變長，電容器3000Ci的充電電壓變高。這樣，由于在開關元件Ql導通時晶體管3000Tr2的基電流減少，經(jīng)由電阻 3000R43、二極管3000D7在電流檢測電阻Rl中疊加的電流減少。因此，開關元件Ql的導通期間變長，該峰值電流增加。采用本實施方式3的變形例1，能夠以簡單的電路結構實現(xiàn)圖15(a)或15(e)所示的調光動作。此外，作為次要的作用效果，在電源接通時直至電容器3000Ci充電為止的期間，也能夠兼起到平緩地增大光輸出的軟起動的功能。(實施方式3的變形例2)在上述的實施方式3及其變形例1中，雖然說明了將降壓斬波電路3的開關元件 Ql配置在低電位側的電路例，但不言自明，如圖5(a)所示，將降壓斬波電路3a的開關元件 Ql配置在高電位側的情況也能夠適用本發(fā)明。此外，如圖5(b) (d)所示的各種開關電源電路也能夠適用上述的實施方式3及其變形例的發(fā)明。圖5(b)為升壓斬波電路北的例子，圖5(c)為回掃式轉換器電路3c的例子，圖5(d)為升降壓斬波電路3d的例。這些僅為示例，只要是同時采用峰值電流檢測動作和零交檢測動作的開關電源電路，就能夠適用于本發(fā)明，上述峰值電流檢測動作在開關元件Ql導通時，若流過電感元件(電感線圈Ll或者變壓器Tl)的電流達到規(guī)定值則對開關元件Ql進行斷開控制，上述零交檢測動作在開關元件Ql斷開時，若從電感元件經(jīng)由再生二極管Dl釋放出的電流大致變?yōu)榱?，則對開關元件Ql進行導通控制。本實施方式3及其變形例的LED點燈裝置為與實施方式1及2同樣的電源外置型 LED照明器具的結構，其詳細內容與上述圖6的說明重復，因而省略。(實施方式4)圖17為本發(fā)明的實施方式4的點燈裝置的電路圖。該點燈裝置具備電源連接器 CONl與輸出連接器C0N2。電源連接器com與市用交流電源(100V，50/60Hz)連接。輸出連接器C0N2與發(fā)光二極管(LED)這樣的半導體發(fā)光元件4連接。半導體發(fā)光元件4是多個LED串聯(lián)或并列，或是串并混聯(lián)的LED模塊。電源連接器CONl經(jīng)由電流熔斷器FUSE和濾波電路加與整流平滑電路2b連接。 濾波電路加由浪涌電壓吸收元件ZNR、濾波電容器Ca、Cb以及共模扼流線圈LF構成。雖然整流平滑電路2b在此圖示為由全波整流器DB和平滑電容器CO構成的電路，但也可以是使用升壓斬波電路的功率因數(shù)改善電路。直流電源電路2b的輸出端與降壓斬波電路3連接。降壓斬波電路3具備電感線圈Li，相對于利用直流電流點燈的半導體發(fā)光元件4以串聯(lián)的方式連接；開關元件Q1，以串聯(lián)的方式連接在上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路與直流電源電路2b的輸出之間；再生二極管D1，以并聯(lián)的方式與上述電感線圈Ll和半導體發(fā)光元件4的串聯(lián)電路連接，并且在上述開關元件Ql斷開時連接在將上述電感線圈Ll的積蓄電能釋放至上述半導體發(fā)光元件4的方向上。此外，上述半導體發(fā)光元件4以并聯(lián)的方式與輸出電容器C2連接。該輸出電容器C2的容量設定為通過上述開關元件Ql的通斷使脈動成分平滑化，并使平滑化的直流電流流過上述半導體發(fā)光元件4。
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通過控制電路5以高頻對開關元件Ql進行通斷驅動。控制電路5由控制用集成電路50及其周邊電路構成。與實施方式1 3同樣地使用ST微電子技術公司制的L6562 來作為控制用集成電路50。由于其詳細內容與圖2相關的說明相同而省略，以下，重點說明不同的部分。如圖17所示，將電流檢測電阻Rl的檢測電壓經(jīng)由電阻R41、R42的串聯(lián)電路輸入至控制用集成電路50的4號管腳(CS)。在電阻R41、R42的連接點與地線之間連接有用于調整電流檢測靈敏度的可變電阻VR1。若可變電阻VRl的電阻值下降，則由于電流檢測電阻 Rl的檢測電壓由電阻R41與可變電阻VRl分壓并輸入至4號管腳(CS)，所以能夠降低電流檢測靈敏度，從而提高流過開關元件Ql的電流的峰值。此外，將直流電流從供給開關元件Ql的柵極驅動器電壓的7號管腳(⑶)經(jīng)由二極管D7、電阻R43、可變電阻VR2疊加在可變電阻VRl上。由于經(jīng)由可變電阻VR2的疊加電流僅在7號管腳(柵極驅動器端子GD)變?yōu)楦唠娖?High)的定時，換言之，僅在開關元件 Ql導通的期間流過，與總是流過疊加電流的情況相比能夠減少能耗。若可變電阻VR2的電阻值下降，則由于疊加的直流電流增加，4號管腳(CS)的電壓增加，從而能夠使流過開關元件Ql的電流的峰值下降。通過調整這兩個可變電阻VR1、VR2，能夠適當?shù)卦O定流過開關元件Ql的電流的峰值。在此，所謂適當?shù)卦O定是指，對于上限值而言，在電感線圈Ll沒有磁飽和的范圍內，并且，在沒有超過開關元件Ql的最大峰值電流的范圍內為適當，對于下限值而言，在開關元件Ql的動作頻率沒有變的過高的范圍內為適當。《關于輸出特性(恒定電流控制的結構)》輸出電容器C2能夠得到將電容器CO的輸出電壓降壓后的直流電壓。將該直流電壓經(jīng)由輸出連接器C0N2供給至半導體發(fā)光元件4。在使用發(fā)光二極管(LED)作為半導體發(fā)光元件4的情況下，若LED的順向電壓為Vf，串聯(lián)個數(shù)為η個，則輸出電容器C2的電壓Vc2 夾緊至大致η XVf。在LED的串聯(lián)個數(shù)η較多時，由于輸出電容器C2的電壓Vc2較高，與電容器CO的電壓Vdc的電壓差(Vdc-Vc2)變小。因此，開關元件Ql導通時由電感線圈Ll分擔的電壓變小，流過電感線圈Ll的電流i的上升速度di/dt = (Vdc-Vc2)/Ll變慢。作為其結果，流過電感線圈Ll的電流i到達規(guī)定的峰值的時間變長，開關元件Ql的導通時間變長。在開關元件Ql斷開時，在電感線圈Ll的兩端產(chǎn)生的反電勢，夾緊至電容器C2的電壓Vc2 ( = η X Vf)。因此，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較多時，在開關元件Ql斷開時施加在電感線圈Ll上的電壓變大，流過電感線圈Ll的電流i的衰減速度di/dt = -Vc2/Ll變快。作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i變?yōu)榱銥橹沟臅r間變短，開關元件Ql的斷開時間變短。在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，與上述的說明相反，開關元件Ql的導通時間變短，斷開時間變長。換言之，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，由于輸出電容器C2的電壓Vc2較低，與電容器CO的電壓Vdc的電壓差(Vdc-Vc2)變大。因此，在開關元件Ql導通時由電感線圈 Ll分擔的電壓變大，流過電感線圈Ll的電流i的上升速度di/dt = (Vdc-Vc2)/Ll變大。 作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i到達規(guī)定的峰值為止的時間變短，開關元件Ql 的導通時間變短。
在開關元件Ql斷開時，在電感線圈Ll的兩端產(chǎn)生的反電勢夾緊至電容器C2的電壓Vc2 ( = nX Vf)。因此，在LED的串聯(lián)個數(shù)η較少時，在開關元件Ql斷開時施加在電感線圈Ll上的電壓變小，流過電感線圈Ll的電流i的衰減速度di/dt = -Vc2/Ll變慢。作為其結果，直至流過電感線圈Ll的電流i變?yōu)榱銥橹沟臅r間變長，開關元件Ql的斷開時間變長。這樣，根據(jù)本實施方式的點燈裝置，若LED的串聯(lián)個數(shù)η變多，則自動地開關元件 Ql的導通時間變長，斷開時間變短，若LED的串聯(lián)個數(shù)η變少，則自動地開關元件Ql的導通時間變短，斷開時間變長。由此，與LED的串聯(lián)個數(shù)η無關，成為能夠維持恒定電流特性的結構。此外，雖然對控制電源電路10的詳細結構未作限定，但在此具備平滑電容器C3和限制其電壓的齊納二極管ZD1。在最簡單的例子中，也可以是從電容器CO的正極經(jīng)由高電阻向電容器C3的正極供給充電電流的結構。作為效率更好的電源供給單元，也可以采用在恒定時間從電感線圈Ll的二次繞組η2對電容器C3進行充電的結構。此外，在本實施方式4中，雖然是通過檢測電感線圈Ll的二次繞組η2的電壓消失的定時來檢測流過電感線圈Ll的電流大致變?yōu)榱愕亩〞r，但作為其它的方法，只要是檢測再生二極管Dl的相反方向電壓的上升、或檢測開關元件Ql的兩端電壓的下降等，能夠檢測再生電流消失的定時的方法即可，也可以變更具體的方法?！蛾P于調光動作》采用本實施方式4的結構，即使在負載不同的情況下，斬波電流的平均值也幾乎不變化。由此，將斬波電流的脈動成分利用輸出電容器C2平滑化并供給至負載的輸出電流的有效值與負載無關地為大致恒定。因此，通過對應于低頻的PWM信號間歇地停止高頻的斬波動作，能夠向半導體發(fā)光元件4供給對應于PWM信號的占空比的輸出電流，從而能夠進行高精度的調光。因此，在圖17的實施方式中，在開關元件Ql的控制電極與地線之間連接開關元件Q2，從而對應于低頻的PWM信號控制該開關元件Q2的柵極電壓V2。低頻的PWM信號例如為IkHz的方波電壓信號，是在一個周期中的低電平(Low)的期間越長則調光輸出越大的調光信號。這種PWM信號廣泛應用于熒光燈的調光點燈裝置的領域，如圖3所示，其從調光信號線經(jīng)由點燈裝置1的連接器C0N3進行供給，經(jīng)由整流電路 5a、絕緣電路恥、波形整形電路5c，輸入至控制電路5。在圖17的電路中，將從圖3的波形整形電路5c輸出的以低頻的PWM信號作為開關元件Q2的柵極電壓V2，在柵極電壓V2為高電平(High)時，開關元件Q2變?yōu)閷?，使開關元件Ql的控制電極與地線之間短路。此外，在柵極電壓V2為低電平(Low)時，開關元件 Q2變?yōu)閿嚅_(高阻抗狀態(tài))，變?yōu)榕c未連接相同的狀態(tài)。在開關元件Q2導通的期間內，由于電阻R21與開關元件Q2的連接點總是為低電平(Low)。即使控制用集成電路50的7號管腳(柵極驅動器端子GD)以高頻切換高/低 (High/Low)，該柵極驅動器輸出也由電阻R21消耗，從而使開關元件Ql維持在斷開狀態(tài)。此外，在開關元件Q2斷開的情況下，由于對應于控制用集成電路50的7號管腳 (柵極驅動器端子GD)以高頻切換高/低(High/Low)，開關元件Ql切換導通/斷開，變?yōu)橥ǔ５臄夭▌幼鳌?br> 由此，斬波動作期間與斬波動作停止期間的比率，和PWM信號的低電平(Low)期間與高電平(High)期間的比率一致。由于在斬波動作期間供給恒定電流，在斬波動作停止期間停止電流供給，作為其結果，將對應于PWM信號的一個周期的低電平(Low)期間的比例的電流供給至半導體發(fā)光元件4。由此從而能夠進行高精度的調光。此外，也可以是，通過使控制用集成電路50的5號管腳(Z⑶)取代上述的開關元件Q2的通斷控制，或與其一起與低頻的PWM信號同步地短路至地線，從而進行控制來間歇地使控制用集成電路50的振蕩動作停止。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制的 L6562來作為控制用集成電路50的情況下，如圖2所示，禁止電路55與作為零交檢測端子的5號管腳(Z⑶)連接，若5號管腳短路至地線，則能夠停止IC的動作。因此，在低頻的PWM 信號為高電平(High)時，將5號管腳(Z⑶)短路至地線來停止IC的動作，在低頻的PWM信號為低電平(Low)時，斷開5號管腳(Z⑶)，返回至通常的動作。由此，能夠對應于低頻的 PWM信號為低電平(Low)的期間與高電平(High)的期間的比率來進行調光。設置有圖17的點燈裝置的LED調光點燈裝置1的整體結構與圖3所示相同。電源電路2包含上述的濾波電路加與整流平滑電路2b而構成。電容器Cc、Cd為用于將電路地線(電容器CO的負極)高頻地連接至設備底座的電容器。CONl為連接至市用交流電源 Vs的電源連接器，C0N2為經(jīng)由導線44連接至半導體發(fā)光元件4的輸出連接器，C0N3為用于連接調光信號線的連接器。向調光信號線供給例如由頻率為1kHz，振幅為IOV的占空比可變的方波電壓信號構成的調光信號。連接至連接器C0N3的整流電路fe是用于使調光信號線的布線無極性化的電路， 即使逆向連接調光信號線也會正常地動作。換言之，由全波整流器DBl對輸入的調光信號進行全波整流，從而經(jīng)由電阻等的阻抗元件Zl在齊納二極管ZD的兩端獲得方波電壓信號。 絕緣電路恥具備光耦合器PC1，調光信號線與點燈裝置絕緣并且傳遞方波電壓信號。波形整形電路5c對從絕緣電路恥的光耦合器PCl輸出的信號進行波形整形，使其成為高電平 (High)與低電平(Low)明確的PWM信號來輸出。由于經(jīng)由調光信號線長距離傳輸?shù)姆讲妷盒盘柕牟ㄐ巫冃?，設置有波形整形電路5c。(實施方式4的變形例1)在上述的實施方式4中，雖然使用了附有滑動件的可變電阻(所謂體積電阻)作為可變電阻元件VR1、VR2，但也可以將某一方或兩方置換為電阻值隨熱敏電阻等的溫度變化而變化的溫敏電阻元件。此外，也可以同時采用附有滑動件的可變電阻和溫敏電阻元件。溫敏電阻元件可以檢測半導體發(fā)光元件4的溫度，也可以檢測環(huán)境溫度(點燈裝置的周圍的溫度)，也可以檢測電感線圈Ll或開關元件Ql等的電路元件的溫度。作為半導體發(fā)光元件4，已知在使用發(fā)光二極管(LED)的情況下，若元件的溫度上升，則發(fā)光效率降低。因此，為了抵消由溫度上升導致降低的輸出量，若向增大流過開關元件Ql的電流的峰值的方向進行控制，則能夠使輸出恒定化。此外，作為半導體發(fā)光元件4，在使用白色系的發(fā)光二極管的情況下，已知若改變流過元件的電流的大小，則色溫發(fā)生變化。因此，也可以檢測環(huán)境溫度(點燈裝置的周圍的溫度)來進行控制，改變流過元件的電流的大小，在環(huán)境溫度較高時，使其變?yōu)樯珳馗叩暮档陌l(fā)光色，此外，在環(huán)境溫度較低時，使其變?yōu)樯珳囟容^低的暖色系的發(fā)光色。在這種情況下，通過改變流過元件的電流的大小，使亮度發(fā)生變化。在此，也可以進行控制，省略輸出電容器C2，并通過利用開關元件Q2間歇地停止斬波動作，從而使流過半導體發(fā)光元件4 的電流的有效值為恒定，并且，對應于環(huán)境溫度僅調整色溫。進而，檢測電感線圈Ll或開關元件Ql等的電路元件的溫度，在檢測溫度異常地上升的情況下，也可以進行控制來向抑制方向調整輸出，從而保護這些電路元件。作為溫敏電阻元件，可以使用正溫度系數(shù)或負溫度系數(shù)的熱敏電阻，也可以使用其它的半導體溫敏元件。對應于上述各用途分別使用溫度特性為正溫度系數(shù)或負溫度系數(shù)即可。例如，檢測半導體發(fā)光元件4的元件溫度，在進行控制來抵消由溫度上升導致的輸出降低的情況下，在圖17的可變電阻VRl的位置連接負溫度系數(shù)的熱敏電阻，或者在可變電阻VR2的位置連接正溫度系數(shù)的熱敏電阻即可。(實施方式4的變形例2)此外，也可以使用電阻值對應于周圍的照度或半導體發(fā)光元件4的輸出光而變化的半導體元件來取代圖17的可變電阻元件VRl以及/或者VR2。例如，在將本發(fā)明的點燈裝置用于屋外的標志燈的用途的情況下，由于夜間周圍的照度降低，希望降低光輸出來節(jié)電。在這樣的情況下，若以CdS等光導電元件置換圖17 的可變電阻元件VRl，構成為檢測周圍的照度，則由于在夜間電流檢測電阻Rl的電流檢測靈敏度變高，光輸出被抑制。此外，由于在白天電流檢測電阻Rl的電流檢測靈敏度變低，光輸出上升。此外，作為半導體發(fā)光元件4，雖然在使用發(fā)光二極管(LED)的情況下，若元件的溫度上升，則通過降低發(fā)光效率來降低光輸出，但若構成為以CdS等光導電元件置換圖17 的可變電阻元件VR2，檢測半導體發(fā)光元件4的輸出光，能夠進行輸出調整來抑制光輸出的變動。換言之，若光輸出的檢測值降低，則通過使光導電元件的電阻值上升，由于在開關元件Ql導通時與電流檢測值疊加的修正值減少，向流過開關元件Ql的電流的峰值增大的方向進行控制。在因經(jīng)年變化導致的發(fā)光二極管(LED)劣化，或因照明器具受到的污染導致光輸出降低的情況下，也能夠通過相同的結構進行輸出調整來抵消光輸出的降低。(實施方式4的變形例3)圖18是本發(fā)明的實施方式4的變形例3的主要部分電路圖。在本實施方式中，使用了用于評價因經(jīng)年變化導致發(fā)光二極管(LED)的劣化的光耦合器PC2。光耦合器PC2的發(fā)光元件由LED構成，其也會因32老化變化導致劣化。通過在作為主光源的半導體發(fā)光元件4的點燈時間中也向光耦合器PC2的發(fā)光元件通電，由于該光輸出由老化變化而減少，光耦合器PC2的受光元件的電阻值因經(jīng)年變化而上升。在圖示的例子中，向電阻R44與光耦合器PC2的發(fā)光元件的串聯(lián)電路供給7號管腳(柵極驅動器端子⑶)的控制信號。在開關元件Ql導通時，通過7號管腳的高電平(High) 的輸出電壓經(jīng)由電阻R44在光耦合器PC2的發(fā)光元件中流過驅動電流，光耦合器PC2的受光元件的導電率下降。這樣，通過7號管腳的高電平(High)的輸出電壓，經(jīng)由光耦合器PC2 的受光元件、電阻R45、二極管D5在電流檢測電阻Rl中疊加直流電流。在光耦合器PC2的發(fā)光元件處于壽命初期的情況下，由于光耦合器PC2的受光元件的導電率充分地下降，疊加的直流電流也變大，能夠減小流過開關元件Ql的電流的峰值。另一方面，若光耦合器PC2的發(fā)光元件老化劣化，則通過減少該光輸出，光耦合器PC2的受光元件的導電率變得難以下降，所以疊加的直流電流變小，能夠增大流過開關元件Ql的
36電流的峰值。由此，即使因半導體發(fā)光元件4的老化變化導致發(fā)光效率降低，也能夠增大輸出電流來使光輸出不會變得不足。此外，在本實施方式4的變形例3中，在從如圖3所示的波形整形電路5c輸出的 PWM信號為高電平(High)的期間，為停止控制用集成電路50的振蕩動作，使控制用集成電路50的5號管腳與地線短路。其他的結構與實施方式4相同即可。如上述那樣，在使用ST微電子技術公司制的L6562來作為控制用集成電路50的情況下，如圖2所示禁止電路55與作為零交檢測端子的5號管腳(Z⑶)連接，若5號管腳短路至地線，則能夠停止IC的動作。在此，在低頻的PWM信號(圖17的開關元件Q2的柵極電壓V2)為高電平(High)時，使圖18的開關元件Q3導通，將5號管腳(ZCD)短路至地線來停止IC的動作，不會從柵極驅動器端子GD(7號管腳)輸出柵極驅動器信號。因此，在調光點燈時，隨著調光等級變低，高頻的脈沖電流流過光耦合器PC2的發(fā)光元件期間變短，從而使光耦合器PC2的發(fā)光元件不易劣化。由此，即使半導體發(fā)光元件4 的累積點燈時間變長，在調光點燈的期間較長的情況下，也會緩慢地進行照度修正。(實施方式4的變形例4)在上述的實施方式4及其變形例1 3中，雖然說明了降壓斬波電路3的開關元件Ql配置在低電位側的電路例，但不言自明，如圖5 (a)所示，在將降壓斬波電路3a的開關元件Ql配置在高電位側的情況下也能夠適用本發(fā)明。此外，本發(fā)明也能夠用于如圖5(b) (d)所示的各種開關電源電路。圖5(b)為升壓斬波電路北的例子，圖5 (c)為回掃式轉換器電路3c的例子，圖5(d)為升降壓斬波電路3d的例子。但這些僅為示例，只要是同時采用峰值電流檢測動作和零交檢測動作的開關電源電路，就能夠適用本發(fā)明，上述峰值電流檢測動作在開關元件Ql導通時，若流過電感元件(電感線圈Ll或者變壓器Tl)的電流達到規(guī)定值則對開關元件Ql進行斷開控制，上述零交檢測動作在斷開開關元件Ql時，若從電感元件經(jīng)由再生二極管Dl釋放出的電流大致變?yōu)榱?，則對開關元件Ql進行導通控制。本實施方式4及其變形例的LED點燈裝置與實施方式1 3及其變形例同樣地作為電源外置型LED照明器具而構成，其詳細內容由于與上述圖6的說明重復而省略。
權利要求
1.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；上述控制單元通過以低頻間歇地阻止檢測上述電感元件的電能釋放的結束的動作來對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
2.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；通過以低頻間歇地形成由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值的狀態(tài)，對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
3.如權利要求2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，使上述規(guī)定值以低頻間歇地降低至零以下，從而以低頻間歇地形成由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值的狀態(tài)。
4.如權利要求2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，在由上述電流檢測單元檢測出的電流值上以低頻間歇地疊加比上述規(guī)定值更大的電流值，從而以低頻間歇地形成由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值的狀態(tài)。
5.如權利要求2 4中任何一項所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 同時實施以低頻間歇地阻止檢測上述電感元件的電能釋放的結束的動作的動作。
6.如權利要求1或2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 與上述低頻同步地使上述開關元件的控制電極短路。
7.如權利要求1或2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，上述低頻的頻率為IOOHz以上，2kHz以下，并與攝像機的電子快門同步地切換。
8.如權利要求1或2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 上述低頻的頻率設定為攝像機的快門速度的倒數(shù)的整數(shù)倍。
9.一種照明器具，其特征在于，具備如權利要求1或2所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置和從該點燈裝置供給電流的半導體發(fā)光元件。
10.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；在利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值上疊加對應于上述半導體發(fā)光元件的減光量的修正值，從而對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
11.如權利要求10所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 與上述開關元件的導通控制信號同步地疊加上述修正值。
12.—種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；從利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值中減去對應于上述半導體發(fā)光元件的增光量的修正值，從而對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
13.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；利用CR積分電路將比上述開關元件的開關頻率足夠低的頻率的方波電壓信號平滑化，將平滑化后的直流電壓作為上述規(guī)定值，對應于上述方波電壓信號的占空比對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
14.如權利要求13所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，上述控制單元具備控制用集成電路，該控制用集成電路內置有向一方的輸入端子施加基準電壓的誤差放大器，在上述誤差放大器的另一方的輸入端子與輸出端子之間連接有積分電容器，將上述方波電壓信號經(jīng)由積分電阻輸入至上述誤差放大器的另一方的輸入端子。
15.一種照明器具，其特征在于，具備如權利要求10 14中任何一項所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置和從該點燈裝置供給電流的半導體發(fā)光元件。
16.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；通過組合第一調光動作和第二調光動作，將上述開關元件的通斷頻率限制在規(guī)定的最高頻率與最低頻率之間的頻率范圍內，上述第一調光動作通過以比上述開關元件的通斷頻率足夠低的頻率間歇地停止上述開關元件的通斷動作，來減少上述半導體發(fā)光元件的光輸出；上述第二調光動作通過使上述規(guī)定值可變來使上述半導體發(fā)光元件的光輸出可變。
17.如權利要求16所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備濾波電路，該濾波電路將上述規(guī)定的最高頻率與最低頻率之間的頻率成分降低至雜音限制的范圍內，上述直流電源為輸出直流電壓的電路，該直流電壓是將市用交流電源經(jīng)由上述濾波電路和整流平滑電路進行了直流轉換后的直流電壓。
18.如權利要求16或17所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，利用第二調光動作減少上述規(guī)定值，從而上述開關元件的通斷頻率達到上述規(guī)定的最高頻率之后，利用第一調光動作來減少上述半導體發(fā)光元件的光輸出。
19.如權利要求16或17所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，利用第二調光動作增加上述規(guī)定值，從而上述開關元件的通斷頻率達到上述規(guī)定的最低頻率之后，利用第一調光動作增加上述半導體發(fā)光元件的光輸出。
20.如權利要求16或17所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 以規(guī)定的最高頻率及最低頻率以外的通斷頻率進行第一調光動作。
21.一種照明器具，其特征在于，具備如權利要求16或17所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置和從該點燈裝置供給電流的半導體發(fā)光元件。
22.—種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；該半導體發(fā)光元件的點燈裝置具有可變電阻元件，該可變電阻元件在利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值上疊加用于輸出調整的修正值。
23.如權利要求22所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 與上述開關元件的導通控制信號同步地疊加上述修正值。
24.一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于，具備 開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時，從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時，將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；以及控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則使上述開關元件斷開，并且，在上述電感元件的電能釋放結束時使上述開關元件導通；該半導體發(fā)光元件的點燈裝置具有可變電阻元件，該可變電阻元件從利用上述電流檢測單元檢測出的檢測值中減去用于輸出調整的修正值。
25.如權利要求22 M中任何一項所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 可變電阻元件是因溫度變化而電阻值變化的溫敏電阻元件。
26.如權利要求22 M中任何一項所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置，其特征在于， 可變電阻元件是因經(jīng)年變化而電阻值變化的電路元件。
27.一種照明器具，其特征在于，具備如權利要求22 M中任何一項所述的半導體發(fā)光元件的點燈裝置和從該點燈裝置供給電流的半導體發(fā)光元件。
全文摘要
一種半導體發(fā)光元件的點燈裝置，以簡單結構使半導體發(fā)光元件高精度調光點燈。其特征在于，具備開關元件，與直流電源串聯(lián)連接并以高頻進行通斷控制；電感元件，與上述開關元件串聯(lián)連接，在上述開關元件導通時從上述直流電源流過電流；再生二極管，在上述開關元件斷開時將在上述開關元件導通時積蓄在上述電感元件中的電能釋放至半導體發(fā)光元件；電流檢測單元，檢測流過上述開關元件的電流；控制單元，若由上述電流檢測單元檢測出的電流值達到規(guī)定值，則斷開上述開關元件，并且在上述電感元件的電能釋放結束時導通上述開關元件；上述控制單元通過以低頻間歇地阻止檢測上述電感元件的電能釋放的結束的動作，對上述半導體發(fā)光元件進行調光。
文檔編號H05B37/02GK102438349SQ20111020865
公開日2012年5月2日 申請日期2011年7月19日 優(yōu)先權日2010年7月20日
發(fā)明者平松明則, 水川宏光 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社