專利名稱：Rfc鎮(zhèn)流器控制ic的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種特別用于驅動熒光燈的鎮(zhèn)流器控制IC，更具體的說， 該在該IC上具有附加的RFC電^各。
2. 相關技術
本發(fā)明的幾個方面相對于流行的、由國際整流器公司制造的IR 2166和IR 2167鎮(zhèn)流器控制IC提供附加的功能和穩(wěn)定性。這些器件的 說明以及上述的申請和文章(特別是第60/482， 344號申請)可以從 網址www.irf.com得到。因此，背景技術的詳細敘述是可以免費得到的， 而并未包括于此。

發(fā)明內容
本發(fā)明幾方面都實施在國際整流器公司的IRS21681D和 IRS2168D功率因數(shù)校正和鎮(zhèn)流器控制IC，并且可一皮本領域的技術人
員應用到其他設備和環(huán)境當中。
IRS 21681D是全集成和全保護的600V鎮(zhèn)流器控制IC，該IC被 設計為能夠驅動各類熒光燈。IRS 21681D是基于流行的IR2166控制 IC,并具有附加的改進以提高整流器的性能。PFC電路以臨界傳導模 式工作，并提供高的PF、低的THD和DC總線調整。IRS21681D的 技術特征包括可編程的預熱和運行頻率、可編程的預熱時間、可編程 的點火斜波電壓、可編程的PFC過流保護、以及可編程的壽命終止保 護。綜合保護的技術特征，如保護電燈放電、燈絲故障、壽命終止保 護、DC總線欠壓重置、以及自動重起功能都包括于本發(fā)明的設計中。
此外，IRS2168D具有閉環(huán)半橋點火電流調整功能和新穎的故障計 數(shù)器。IRS21681D與IRS2168D不同，其在點火期間電壓斜波上升， 并且在第 一過流故障時關閉。
參考IRS21681D狀態(tài)圖(圖4),從圖中可以看出只有管腳CS的 電壓〉1.25V時的事件需要從點火模式或者運行模式轉到故障模式。在 預熱模式中，管腳CS過流會被禁止。在時序圖8中，參見底部的放 大圖。中間的圖像示出了點火斜波電壓，并且能夠看出電流斜升，以 及一旦CS〉1.25V，鎮(zhèn)流器就會被關閉。
參考IRS2168D的狀態(tài)圖5,從圖中能夠看出，在預熱模式和運行 模式允許管腳CS過流，但是，需要60個周期的連續(xù)故障(內部故障 計數(shù)器)，來達到進入故障模式。在點火期間，故障模式被禁止。相反， 點火調整電路保持管腳CS被限制在1.25V，因此限制了鎮(zhèn)流器輸出級 的最大點火電流和電壓。還請參見時序圖9,圖9示出在點火期間電 流被調整。
IRS21681D和IRS2168D都可以是16管腳PDP或者16管腳窄體 SOIC封裝。
本發(fā)明IC的技術特征總結如下 ■ PFC、鎮(zhèn)流器控制和半橋驅動位于一個IC內 ■臨界傳導模式增壓型PFC ■可編程的PFC過流保護 可編程的半橋過流保護
■可編程的預熱頻率
可編程的預熱時間
■可編程的點火斜波電壓
■可編程的運行頻率
電壓控制振蕩器(vco) ■壽命終止窗比較器管腳
■ DC總線欠壓重置
■燈取下/自動重啟關閉管腳 內部引導MOSFET
■ VCC中的內部15.8V (在IRS2168D中為15.6V )齊納夾二級
管
■《鼓功率啟動(200樣i安)
■鎖存抗護C (immunity)和ESD保護
此外，IRS2168D具有: ■閉環(huán)電流調整
■內部60個事件電流檢測上/下故障計數(shù)器
IRS21681D與IR2166的比4交 '新的PFC過流;險測管腳 ■改善的VBUS調整電壓公差 ■增加的PFC工作時間范圍 ■減少的PFC最小工作時間
■新的VCO振蕩器和可編程的點火斜坡信號(ramp)
■固定的1.2微秒(IRS2168D為1.4微秒)內部HO和LO (可在
時間)
■沒有CPH內部充電電流(RCPH連接到VCC ) ■沒有故障計數(shù)器(在IRS2168D，管腳CS的故障計數(shù)器除了點火 模式以外，都是工作的)
■在點火運行模式(在IRS2168D中為新閉環(huán)點火電流調整)允許
單一事件過流 ■增加的管腳SD關閉電壓閾值遲滯 ■改變的管腳EOL內部2V偏置到30微安的OTA ■內部引導MOSFET
本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點，通過參考附圖對本發(fā)明的實施方案進行 描述后，將變得顯而易見。


圖l是表示出了 IC的典型應用的示意圖2和圖3分別是IRS21681D和IRS2168D的方框圖4和圖5分別是IRS 21681D和IRS 2168 D的操作模式狀態(tài)圖6和圖7分別是IRS 21681D和IRS 2168 D的導線定義和說明；
圖8示出了 IRS21681D的鎮(zhèn)流器部分的時序圖9示出了 IRS 2168D的鎮(zhèn)流器部分的時序圖IO示出了啟動和供應電路；
圖ll是顯示Vcc供應電壓相對于啟動時間的曲線圖12是顯示預熱電路的示意框圖13是與預熱和振蕩功能相關的時序圖14示出了點火電路；
圖15是與點火調整相關的時序圖16是故障計數(shù)器的時序圖17是增壓轉換器的示意圖18示出了線路輸入電壓半個周期的正弦線路輸入電壓(實線)、 平滑過的正弦線路輸入電流(虛線)、以及三角形的PFC電感電流； 圖19是PFC控制電路的簡化示意圖； 圖20是PFC控制電路的詳細框圖21是示出了電感電流、以及管腳PFC、管腳ZX和管腳OC的信 號的時序圖22是示出在AC線路零相交附件的工作時間調制的時序圖23是用來選擇元件值的RFMIN相對于頻率的曲線圖。
具體實施例方式
在對上述實施方式的區(qū)別進行描述后，下面的功能性描述主要用 于IRS2168D。
鎮(zhèn)流器部分
欠壓鎖定模式(UVLO)
欠壓鎖定模式(UVLO)定義為當VCC低于開啟閾值時，IC所處 的狀態(tài)。要識別IC的不同模式，請參考圖5所示的狀態(tài)圖。IRS2168D 欠壓鎖定^皮設計成用來保持小于400微安的超低電流，并保證在啟動 高側和低側輸出被啟動之前，可以執(zhí)行IC的所有功能。圖10示出了 一種有效的電壓供應電路，該電鴻J吏用IRS2168D農i型功率啟動電流
電路和來自半橋輸出(R VCC、 CvCCi、 CvcC2 、 CsNUB、 Dcpi和Dcp2)
的緩沖(snubber)充電泵。
流過供電電阻(Rvcc)的電流減去IC的啟動電流為VCC電容 (Cvcd和CVCC2 )充電。選擇上述電阻用于設置鎮(zhèn)流器的期望AC線 路輸入電壓開啟閾值。當VCC電壓超過IC啟動閾值(UVLO+)并且 SD管腳的電壓低于4.5伏的時候，IC導通并且LO開始振蕩。由于IC 工作電流的增加，導致VCC處的電容開始;^文電(圖11 )。 在LO的 LO開關周期的開機時間器件，隨著電容Ces通過內引導MOSFET被 充電，高側供應電壓(VB-VS)開始增加。當VB-VS電壓超過高側啟 動閾值(UVBS+)時，HO開始振蕩。因為內引導MOSFET的RDSon， 需要幾個LO周期，以將VB-VS充電高于UVBS+。
當LO和HO都在振蕩時，夕卜MOSFET ( MHS和MLS )以50% 的占空因素以及1.6/xs的非重疊空載時間進行開關。半橋輸出(管腳 VS )開始在DC總線電壓和COM之間切換。在LO關閉和HO導通 之間的空載時間期間，半橋輸出電壓以緩沖電容(CSNUB)確定的速度 dv/dt從COM過渡至DC總線電壓。當滯流電容充電時，電流會流過 電荷泵二級管(DCP2)到達VCC。在半橋輸出的多個切換周期之后，
電荷泵和IC電^各的內部15.6V齊納夾(zenerclamp)作為電壓供應。 電容Cvcc2在VCC放電時間里供應IC電流，并且應該是足夠大，以 使得在電荷泵作為電壓供應之前，VCC不會降低到UVLO-以下。電 容CVCC1被用來過濾噪聲，并直接設置在VCC和COM之間并且盡量 與它們接近，其電容量不應少于O.lgF。在半橋電路硬切換器件或燈 點火的期間，使用電阻R!和R2限制從電荷泵流向VCC的大電流。內 部引導MOSFET和供電電容(Cbs)包括高側驅動電路的供應電壓。 在UVLO模式期間，高端驅動輸出HO和低端驅動輸出LO都是低的， 內部振蕩器是不工作的，并且管腳CPH內部地與COM連接，用于重 置預熱時間。
預熱模式(PH )
當VCC超過UVLO的正閾值(UVLO+)的時候，IRS 2168D進 入預熱模式。連接管腳CPH和COM的內部MOSFET被關閉，夕卜電阻 (圖12)開始為外預熱定時電容充電(CPH)。 LO和HO在更高的軟 啟動頻率開始振蕩，并很快下降到預熱頻率。VCO管腳通過內部 MOSFET與COM連接，從而通過并聯(lián)RFMIN和RPH而在FMIN管 腳處形成的等價電阻而確定上述預熱頻率。頻率保持在預熱頻率不變 直到管腳CPH的電壓超過2/3+VCC,接著IC進入點火模式。在預熱 模式期間，允許管腳CS的過流保護和60周期連續(xù)過流保護故障計數(shù) 器工作。RFC電路在高增益模式下工作(參見RFC部分)，并且保持 DC總線電壓調整于固定水平。
點火模式(IGN)
IRS 2168D點火模式通過從1/3*VCC到2/3*VCC的第二次CPH 充電定義。當管腳CPH的電壓第一次超過2/3fVCC時，管腳CPH的 電壓通過內部MOSFET快速放電到1/3*VCC (看圖13和14)。內部 MOSFET關閉，管腳CPH上的電壓開始再一次增加。管腳FMIN上的 等價電阻從并聯(lián)組合(RPH〃RFMIN)增加到RFMIN，增加速度由管 腳VCO(CVCO)上的外電容和電阻RPH編程確定。這使得工作頻率
平滑地通過點火頻率從預熱頻率下降到最終運轉頻率。在該點火下降 過程中，頻率掃過燈輸出級的共振頻率以將燈點著。
管腳CS的過流閾值保證鎮(zhèn)流器使燈不會發(fā)生不激火(non-strike ) 或者斷開燈絲(open-filament)等故障。流通過外電流感應電阻RCS 的低半橋MOSFET的電流確定管腳CS的電壓。該電阻對鎮(zhèn)流器輸出 級的最大峰值點火電流(峰值點火電壓)進行編程。如果電壓超過了 內閾值1.25V，點火調整電路通過為VCO電壓放電，以輕微增加頻率 (參見圖15)。這種從CS管腳到VCO管腳的一個周期接周期的反饋 調整每個周期的頻率，以限制用于整個點火模式的電流幅度。當CPH 第二次超過2/3*VCC的時候，IC進入運行模式，故障計數(shù)器開始工作。 點火調整器在運行模式下保持工作狀態(tài)，但是IC將在連續(xù)60次過流 故障之后進入故障模式，并且門驅動器輸出HO、 LO和RFC被鎖在 低電壓處(low—)。在點火模式期間，RFC電路在高增益模式下工作， 并保持被恒定電壓水平調整的DC總線電壓。高增益模式防止在燈點 火或者點火調整期間降低DC總線電壓。
運行模式(RUN )
一旦VCC第二次超過2/3*VCC， IC進入運行模式。CPH繼續(xù)向 VCC充電。工作頻率為最小的頻率(在點火斜波上升后)，并且通過 管腳FMIN上的外電阻(RFMIN)編程確定。如果在任何時候在半橋 上發(fā)生了硬切換(燈絲斷、去除燈等)，則在電流感應電阻(RCS)上 的電壓將超過1.25V的內部閾值，故障計數(shù)器開始計數(shù)(參見圖14)。 如果連續(xù)過流故障超過60次，則IC就會進入故障^f莫式，HO、 LO和 PFC門驅動輸出就會被鎖定。在運行模式期間，允許.壽命終止窗比較 器和DC總線低欠電壓重置。
DC總線欠電壓重置
如果在線路條件使燈變暗或過載的期間，DC總線的電壓降低得 太低，則相對于燈的共振輸出級的頻率可接近或低于共振頻率，從而 導致在半橋處發(fā)生硬切換而損壞半橋開關，或者會使得DC總線降低得太多而將燈熄滅。為了避免這種情況，管腳VBUS包括3.0V的欠 電壓重置閾值。當IC處于運行模式且管腳VBUS的電壓下降到3.0V 以下時，VCC會通過內部MOSFET放電到低于UVLO-闞值，并在這 時將所有的門驅動器鎖定。對于合適的鎮(zhèn)流器設計來說，設計者應當 設置PFC部分的過流限制，從而使得DC總線的電壓不會下降，直到 AC線路的輸入電壓下降到低于鎮(zhèn)流器(參見PFC部分)的最少輸入 電壓。當正確地設置PFC過流限制時，DC總線電壓在低線路(low-line ) 期間到達過流狀態(tài)時開始下降。VBUS管腳上所測量的電壓會下降到 內部3.0V閾值以下，整流器將完全關閉。當AC輸入線路電壓再一次 增加到足夠高(VCC超過UVLO+)時，VCC的上拉電阻將再次導通 整流器。R v c c應當被設置為以最低規(guī)定的鎮(zhèn)流器輸入電壓導通鎮(zhèn)流器， 而PFC過流應當一皮i殳置為4氐于這個水平。這個石茲滯現(xiàn)象(hysteresis) 可以完全導通或者關閉鎮(zhèn)流器。
SD/EOL和CS故障模式
如果在SD/EOL管腳的電壓在運行模式期間超過3V或低于1 V，則發(fā)生.壽命終止故障，IC進入故障模式，并且LO、 HO和PFC 門驅動輸出都鎖在"低"狀態(tài)下。CPH放電到用于重置預熱時間的 COM,而VCO則放電到用于重置頻率的COM。為了退出故障模式， VCC可以下降到UVLO-(整流器電源關閉)以下，或者SD管腳上升 超過5V (移走電燈)。這些情況中的任何一個都會迫使IC進入ULVO 模式(參見狀態(tài)圖，圖5)。 一旦VCC大于UVLO+(鎮(zhèn)流器電源導通) 并且SD被拉升超過5V并下降低于3V (電燈重新插入)，IC會進入 預熱模式，并再次開始振蕩。
只有CS管腳的電壓連續(xù)在60個LO周期期間大于1.25V之后， 電流感應功能才迫使IC進入故障模式。CS管腳的電壓與LO端進行 "與(AND)"操作(參見圖16)，從而使得它與出現(xiàn)在LO工作時間 或者DC期間的脈沖工作。如果過流故障不是連續(xù)的，在沒有故障的 時候，內部故障計數(shù)器在每個周期都減少計數(shù)。如果過流故障只在幾 個周期發(fā)生后不再發(fā)生，則計數(shù)器會最終重置為零。在預熱模式和運
行模式期間允許過流故障計數(shù)器工作，而在點火模式期間不允許過流 故障計數(shù)器工作。
鎮(zhèn)流器設計公式
注意因為IC容差、元件容差、以及由于內部比較器響應時間而 導致的振蕩器過沖擊(overshoot)和欠沖擊(under shoot)的緣故， 下述設計等式會與實際的數(shù)值有輕微的區(qū)別。
步驟1:編程運行頻率
用管腳FMIN的定時電阻RFMIN編程控制運行頻率。運行頻率如
下
<formula>formula see original document page 18</formula>或<formula>formula see original document page 18</formula> (2 )
或
使用RFMIN相對于頻率的曲線圖(圖23)，為期望的運行頻率選擇 RFMIN值。
步驟2:編程預熱頻率
用定時電阻RFMIN和RPH編程預熱頻率。定時電阻在預熱時間期 間是并聯(lián)的。因此，預熱頻率如下
<formula>formula see original document page 18</formula>3)
或<formula>formula see original document page 18</formula> (4)
或
使用RFMIN相對于頻率的曲線圖(圖23)，為期望的預熱頻率選4奪
REQUIV值。RPH如下
<formula>formula see original document page 18</formula> (5)
步驟3:編程預熱時間
通過管腳CPH上的外電容充電到2/3*VCC所用的時間預熱時間來定 義預熱時間。連接在VCC上的外電阻(RCPH)為電容CPH充電。預熱 時間io下<formula>formula see original document page 19</formula>
或
<formula>formula see original document page 19</formula> 步驟4:編程點火斜升時間
預熱時間由將管腳VCO的外電容充電到2V時所用時間來限定。連 接于FMIN的外定時電阻(RPH)為電容CVCO充電。點火斜升時間則 如下
或
<formula>formula see original document page 19</formula> (7)
步驟5:編程最大點火電流
最大點火電流由外電阻器RCS和1.25V的內閾值編制。該閾值確定 鎮(zhèn)流器的過流限制，當頻率向共振方向斜降時會達到該限制，并不會將 燈點火。最大點火電流如下
<formula>formula see original document page 19</formula> [安培峰值] (9)
或
<formula>formula see original document page 19</formula> (10)
PFC設計等式
步驟1:計算PFC電感值:
<formula>formula see original document page 19</formula>「亨利，(1)
丄9 2承/層U廳
其巾， VBUS=DC總線電壓
VACmmn:最小rms AC輸入電壓
- =RFC效率(通常是0.95 )
FMIN=最小AC輸入電壓的最小PFC的切換頻率
Pout =鎮(zhèn)流器輸出功率
步驟2:計算PFC電感電流峰值:
<formula>formula see original document page 20</formula>(2)
注意:PFC電感在高于規(guī)定的鎮(zhèn)流器操作溫度范圍決不能在"飽和( 在電感"&計時應該考慮合適的》茲心(core)大小和空氣間隙。
步驟3:計算PFC過流電阻ROC值:<formula>formula see original document page 20</formula>
(3)
步驟4:計算啟動電阻RVCC值:
<formula>formula see original document page 20</formula>[歐姆]
(4)
PFC部分
大多電子鎮(zhèn)流器來說，非常期望具有相對于AC輸入線路電壓起 到純電阻負載的電^各?？梢酝ㄟ^測量輸入電壓和輸入電流的相位偏移 和車敘入電流波形和正弦l命入電壓波形的相似性，測量電3各與純電阻的 匹配程度。輸入電壓和輸入電流之間的相位余弦一皮定義為功率因數(shù) (PF ),輸入電流波形和輸入電壓波形的匹配度一皮定義為總諧波失真 (THD)。功率因數(shù)為1.0 (最大)對應于零相位偏移和0%的THD, 并表示純正弦波形(沒有失真)。因此，高PF值和低THD值是我們 所期望的。要達到這個目標，IR2168D包括有源功率因數(shù)校正(PFC) 電路。
在IR2168D中實施的控制方法是用于CCM (critical-conduction mode,臨界傳導模式)下運行的增壓型轉換器(圖17)。這意味著在 PFC MOSFET的每個切換周期中，在再次導通RFC MOSFET之前， 電^各會等待直到電感電流;改電到0 。 PFC MOSFET的導通和關閉頻率
(>10KHZ)遠高于輸入線3各的頻率(50到60HZ)。
當開關MPFC導通時，電感LPFC連接在整流線路輸入(+ )和(-) 之間，使LPFC中的電流線性充電。當MPFC關閉的時候，LPFC連 接在整流線路輸入(+ )和DC總線電容CBUS (通過二才及管DPFC ) 之間，存儲在LPFC內的電流流入CBUS。 MPFC高頻率地導通和關 閉，并且CBUS上的電壓充電到特定的電壓值。IR2168D的反饋環(huán)通 過持續(xù)監(jiān)測DC總線電壓，并且相應調整MPFC的工作時間(on-time )， 將該電壓調整為固定的值。為了增加DC總線電壓，上電時間減少， 為了減少DC總線電壓，增加工作時間。該負反饋控制具有慢環(huán)速度 和低環(huán)增益的性能，從而使得平均電感電流平滑地跟隨低頻線路輸入 電壓，用于高功率因數(shù)和低THD。因此，MPFC的導通時間在線;洛電 壓的幾個周期里是固定的(并具有下面會討論附加調制)。在具有固定 的導通時間、以及通過將電感電流;汶電到0而確定的關閉時間后，^尋 到這樣一種系統(tǒng)，即，在該系統(tǒng)中切換頻率是自由運行(free-running) 的，并恒定地從接近AC輸入線路電壓的零相交處的高頻改變?yōu)榉逯?處的低頻(參見圖18)。
當線路輸入電壓為低時(接近零相交)，電感電流的充電量少，放 電時間快，這樣導致了高的切換頻率。當輸入線路電壓高(接近峰值) 時，電感電流的充電量大，發(fā)放電時間長，這樣就導致了較低的切換 頻率。
IR2168D (圖19)的PFC控制電路包括五個控制管腳VBUS, COMP， ZX, PFC和OC。管腳VBUS測量經由外電阻電壓除法器的 DC總線電壓。管腳COMP利用外電容編程控制MPFC的工作時間和 反饋環(huán)的速度。管腳ZX使用PFC電感的次要線圈，探測每個切換周 期中電感電流放電到零的時間。管腳PFC是用于外MOSFET和MPFC 的低側門驅動輸出。管腳OC檢測穿過MPFC的電流，執(zhí)行一個周期 接一周期的過流保護。
根據用于調整DC總線電壓的4V固定內部參考電壓對管腳VBUS 進行調整(圖20)。運算跨導放大器(OTA)進行反饋閉環(huán)操作，該 運算跨導放大器(OTA)降低或增加管腳COMP的外電容電流。在 COMP管腳得到的電壓設置用于對內部定時電容(C1,圖20)充電的 閾值，從而編程控制了 MPFC的工作時間。在鎮(zhèn)流器部分處于預熱模 式和點火模期間，OTA的增益被設置為高水平，以使得DC總線電平 快速上升，并且將DC總線在點火期間發(fā)生的瞬變最小化。在運行模 式期間，增益降到用于較低環(huán)速度的較低水平，用以獲得高的功率因 數(shù)和低的THD。
LPFC電流;改電至零的時間確定了 MPFC的不工作時間。LPFC的 通過外部電流限制電阻RZX與管腳ZX連接的次要線圈，檢測零電流 水平。超過2V內部閾值的上升沿表示不工作時間的開始。當LPFC 電流放電到零時，管腳ZX上的負下降沿降到1.7V以下，這表示不工 作時間的結束，MPFC再次導通(圖21)。該周期不確定地重復，直 到PFC部分因為鎮(zhèn)流器部分(故障模式)檢測到故障、DC總線發(fā)生 過壓或欠壓而被禁止，或者管腳ZX的電壓負瞬變就不會發(fā)生。如果 在管腳ZX上的負邊緣沒有發(fā)生，MPFC就會保持關閉，直到看門狗 定時器迫使MPFC導通一^R時間，該導通時間由管腳COMP上的電壓 編程控制?？撮T狗的脈沖每過400微秒發(fā)生一次，直到在管腳ZX上 檢測到正確的正信號和負信號，并且恢復正常的PFC操作。如果管腳 OC的電壓在工作期間超過1.2V過流閾值，則PFC輸出就會關閉。電 路就會等待管腳ZX上的負瞬變或從看門狗定時器來的強迫導通操作， 以再次導通PFC輸出。
工作時間調制電路
在線路輸入電壓的整個周期里，工作時間固定的MPFC產生峰值 電感電流，該電流自然地遵循輸入線路電壓的正弦波形。；故平滑的平 均輸入電流與輸入電壓同相，用以獲得高的功率因數(shù)，但是電流的總 諧波失真(THD)以及單獨高諧波還是太高。這主要是因為電流在線 路輸入電壓的零相交附近處的跨越(cross-over)失真。為了達到國際 標準組織和通常的市場要求接受的低諧波，為PFC控制增加附加的工 作時間調制電路。該電路在輸入電壓接近零相交時，動態(tài)地增加MPFC 的工作時間(圖22)。這使得峰值LPFC電流以及因此經過平滑的輸
入電流略微增加高于線路輸入電壓的零相交。這降低了線路輸入電流
的跨越失真，從而將THD和高諧波降低到低水平。
DC總線過壓保護(OVP)
如果在DC總線產生過電壓并且VBUS管腳超過了內部4.3V的閾 值，則PFC輸出就會被禁止(設置為邏輯"低")。當DC總線再次降 低并且VBUS管腳降低到內部4.15V閾值以下，看門狗樂P中就會到達 管腳PFC，正常的PFC操作被恢復。
DC總線欠壓重置
當線路輸入電壓降低時，MPFC的工作時間增加以保持DC總線 電壓不變。工作時間隨電壓繼續(xù)降低而繼續(xù)增加，直到管腳OC超過 1.2V的內部過流閾值。在這時，工作時間不再增加，PFC不再能夠提 供足夠的電流來為給定的負載功率保持DC總線固定。這會使得DC 總線開始降低。降低的DC總線會使得VBUS管腳降低到3V內部閾 值以下(圖20)。當這發(fā)生的時候，VCC內部地》文電到UVLO-。IR2168D 進入UVLO模式，PFC和鎮(zhèn)流器部分被禁止。VCC的啟動供應電阻以 及微功率啟動電流，應當被設置為鎮(zhèn)流器能夠以高于DC總線開始下 降水平的AC輸入電壓導通。管腳OC的電流感應電阻設置了最大PFC 電流，因此設置了 MPFC的最長工作時間。這避免了 PFC電感飽和， 并編程控制了鎮(zhèn)流器的最小的低線路輸入電壓。VCC的微功率供應電 阻和管腳OC的電流感應電阻編程控制用于鎮(zhèn)流器的開關輸入電壓閾 值。當這些閾值正確設置以后，鎮(zhèn)流器就會因為管腳VBUS的3V欠 壓閾值而關閉，并且由于VCC的供電電阻再次在高壓(遲滯)導通。
雖然已經根據本發(fā)明的特定實施方案對本發(fā)明進行敘述，其它各 種變體、修正和使用對于本領域的技術人員是顯而易見的。因此，本 發(fā)明不應由這里的具體公開內容限制。
權利要求
1. 一種用于控制功率供應電路的IC，所述功率供應電路用于向負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述IC包括鎮(zhèn)流器控制和驅動電路，其向所述功率供應電路提供驅動信號，接收指示所述輸出級中的電流的電流感應信號，以及通過修改所述驅動信號對所述電流感應信號作出響應；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括驅動電路，提供驅動信號；故障檢測電路，當通過所述輸出級的電流指示為故障時，接收所述電流感應信號并提供檢測信號，以及響應于所述檢測信號，使得所述驅動電路停止提供所述驅動信號。
2. 如權利要求1所述IC,其中，所述整流器控制和驅動電路具有 包括預熱、點火和運行模式的多種操作模式，在所述點火和運行模式 中允許所述故障檢測電路工作，并對用于終止所述驅動信號的單個檢 測信號進行響應。
3. 如權利要求2所述IC，其中，所述故障檢測電路在預熱模式下 是不能夠工作的。
4. 如權利要求1所述IC，其中，所述鎮(zhèn)流器控制驅動電路具有包 括預熱、點火、和運行模式的多個操作模式，所述故障檢測電路在預 熱和運行模式是允許工作的，并包括內部故障計數(shù)器，所述內部故障 計數(shù)器延遲所述驅動信號的終止，直到預定數(shù)目的檢測信號被計數(shù)。
5. 如權利要求4所述IC，其中，所述預定數(shù)目是60。
6. 如權利要求1所述IC，其中，所述鎮(zhèn)流器控制驅動電路具有包 括預熱、點火、和運行模式的多個操作模式，所述故障檢測電路在所述點火模式下允許工作；所述鎮(zhèn)流器控制驅動電路進 一 步包括點火電流調整電路，在所述 點火模式的預定時間，所述點火電流調整電路向所述輸出級提供經過 調整的電流，如果在所述預定時間未點火，則終止所述驅動信號。
7. 如權利要求6所述IC,其中，所述預定時間是l/2秒。
8. —種用于控制功率供應電路的IC，所述功率供應電路用于向負 載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述IC包括:鎮(zhèn)流器控制和驅動電路，其向所述功率供應電路提供驅動信號， 并接收指示所述輸出級中的電流的電流感應信號，并通過修改所述驅 動信號對所述電流感應信號作出響應；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括提供所述驅動信號的驅動電路； 其中，所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路具有多個操作模式，所述模式 包括預熱和點火模式；進一步包括定時電容和向所述定時電容充電的電^S 所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路保持在預熱模式下，直到所述定時電 容被充電到第 一預定電壓并接著被放電到第二預定電壓，然后保持在 點火模式，直到所述電容再次到達所述第一預定電壓。
9. 如權利要求8所述IC，其中，所述第一和第二預定電壓分別是 IC供應電壓的2/3和1/3。
10. 如權利要求8所述IC,其中，所述IC具有內部切換電路，用 于將所述定時電容放電從所述第一預定電壓快速地放電到所述第二預 定電壓。
11. 如權利要求10所述IC，其中，所述定時電容和充電電路位于 所述IC的外面。
12. 如權利要求8所述IC,其中，所述定時電容和充電電路位于 所述IC的外面。
13. 如權利要求8所述IC，其中，所述預熱模式的持續(xù)時間大約 是所述點火模式的持續(xù)時間的兩倍。
14. 一種用于控制功率供應電路的IC，所述功率供應電路用于向 負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述IC包 括鎮(zhèn)流器控制和驅動電路，其向所述功率供應電路提供驅動信號， 并接收指示所述輸出級中的電流的電流感應信號，并通過修改所述驅 動信號對所述電流感應信號作出響應；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括用于提供所述驅動信號的驅動電路；其中，所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路具有多個操作模式，所述多個 操作包括預熱、點火和運行模式；所述振蕩器的操作頻率響應于所述IC的管腳FMIN的電流，所述管腳 FMIN連接到電壓源和所述振蕩器。在運行模式下，所述電流由所述電壓源和與所述管腳FMIN連接 的電阻RFMIN確定。
15. 如權利要求14所述IC，其中，所述電流在預熱;漠式下由電阻 RFMIN和電阻RPH的并聯(lián)決定，所述電阻RPH連接于所述IC的所 述管腳FMIN和管腳VCO，所述IC具有連4妄于管腳VCO的內部開關， 所述內部開關在運行模式下是打開的，用于斷開所述電阻RPH，但是 在預熱模式下是關閉的，用于將電阻RPH和電阻RFMIN并聯(lián)。
16. 如權利要求15所述IC,其中，進一步包括連接于所述管腳 從而在預熱模式的最大頻率和運行模式的最小頻率之間改變頻率范 圍。
17. 如權利要求16所述IC,其中，所述頻率范圍包括用于對所述 燈點火的共振頻率。
18. —種用于控制功率供應電路的IC，所述功率供應電路用于向 負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述IC包 括鎮(zhèn)流器控制和驅動電路，其向所述功率供應電路提供驅動信號， 并接收指示所述輸出級中的電流的電流感應信號，并通過修改所述驅 動信號對所述電流感應信號作出響應；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括用于提供所述驅動信號的驅動電路；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括壽命終止(EOL)窗比較器，其 接收管腳EOL處的燈電壓的信號，并且當所述燈電壓大于或小于預定 范圍時，產生EOL故障信號；以及還包括偏置電路，其與所述管腳EOL連接，用于將所述燈電壓偏 置在所述預定范圍內的中間水平。
19. 如權利要求18所述IC,其中，所述偏置電路包括運算跨導放 大器，所述運算跨導放大器參考所述中間水平的參考電壓。
20. 如權利要求18所述IC，其中，所述預定范圍約為1到3V， 所述中間水平約為2V。
21. —種用于控制功率供應電路的IC，所述功率供應電路用于向 負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述IC包 括鎮(zhèn)流器控制和驅動電路，其向所述功率供應電路提供驅動信號，并接收指示所述輸出級中的電流的電流感應信號，并通過修改所述驅動信號對所述電流感應信號作出響應；所述鎮(zhèn)流器控制和驅動電路包括用于提供所述驅動信號的驅動電路；功率因數(shù)校正(PFC)電路，用于調整提供到所述共振輸出級的 DC總線電壓；所述PFC電路包括切換設備;以及過流電路，用于檢測所述PFC電路中的電流，并且當所述電流超 過預定水平時，控制所述切換設備以限制所述電流。
22. 如權利要求21所述IC,其中，所述過流電路可操作以在一個 周期接一個周期的PFC切換期間限制所述電流。
23. 如權利要求1所述IC，其中，所述輸出級包括由所述驅動電 路驅動的半導體開關，所述電流感應信號指示通過所述半導體開關的 電流。
24. —種控制功率供應電路的方法，所述功率供應電路用于向負 載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述方法包 括提供驅動信號到所述功率供應電路，接收指示所述輸出級電流的 電流感應信號，以及通過〗務改所述驅動信號，對所述電流感應信號進 行響應；當通過所述輸出級的電流指示故障時，接收所述電流感應信號并 提供檢測信號，以及響應于對所述檢測信號使所述驅動電路停止提供 所述驅動信號。
25. 如權利要求24所述方法，進一步包括提供包括預熱、點火和 運行模式的多種操作模式，至少在所述點火和運行模式期間對用于終 止所述驅動信號的單個檢測信號進行響應。
26. 如權利要求24所述方法，進一步包括提供包括預熱、點火和運行模式的多種操作模式，至少在所述預熱和運行模式中，對所述檢測信號進行計數(shù)以延遲所述驅動信號的終止，直到預定數(shù)目的檢測信號被計數(shù)。
27. 如權利要求26所述方法，其中，預定數(shù)目是60。
28. 如權利要求24所述方法，進一步包括提供包括預熱、點火和 運行模式的多種搡作模式，并在所述點火模式下提供點火電流調整， 以在預定的時間向所述輸出級提供經過調整的電流，如果在所述預定時間未點火，則終止所述驅動信號。
29. 如利要求28所述方法，其中，所述預定時間是l/2秒。
30. —種控制功率供應電路的方法，所述電路功率供應電路用來向負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述方法包括提供驅動信號到所述功率供應電路，接收指示所述輸出級電流的電流感應信號，以及通過修改所述驅動信號，對所述電流感應信號進行響應；提供多個包括預熱和點火模式的多個操作模式； 提供定時電容和為所述電容充電的電路；保持在所述預熱模式，直到所述定時電容被充電到第一預定電壓、 并接著被放電到第二預定電壓，然后保持在所述點火模式，直到所述電容再次到達所述第一預定電壓。
31. 如權利要求30所述方法，其中，所述第一和第二預定電壓分別是2/3和1/3的IC供應電壓。
32. 如權利要求30所述方法，進一步包括將所述定時電容從所述第 一預定電壓快速放電到所述第二預定電壓。
33. 如權利要求30所述方法，其中，所述預熱模式的持續(xù)時間大 約為所述點火模式持續(xù)時間的兩倍。
34. —種控制功率供應電路的方法，所述電路功率供應電路用來 向負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出電路，所述 方法包括提供驅動信號到所述功率供應電路，接收指示所述輸出電路電流 的電流感應信號，以及通過修改所述驅動信號，對所述電流感應信號 進行響應；提供包括預熱、點火和運行模式的多個操作模式； 產生用于提供所述驅動信號的可變頻率，并將所述管腳FMIN連接到電壓源，所述頻率響應于所述管腳FMIN的電流；在所述運行才莫式，將電阻RFMIN連4妄到所述FMIN管腳以確定所述電流。
35. 如權利要求34所述方法，其中，所述電流在所述預熱模式下 由所述電阻RFMIN和電阻RPH的并聯(lián)確定，所述電阻RPH連接在所 述IC的所述FMIN管腳和VCO管腳上，所述IC具有連接到所述管腳 VCO的內部開關，所述內部開關在所述運行模式下被打開用于斷開所 述電阻RPH，但在所述預熱模式下被關閉用于將所述電阻RPH和電 阻RFMIN并聯(lián)。
36. 如權利要求35所述方法，進一步包括將電容CVCO連接到所 述管腳VCO,用于在所述管腳VCO提供可變電壓，從而改變所述預 熱模式的最大頻率和運行模式的最小頻率之間的所述頻率范圍。
37. 如權利要求36所述方法，其中，所述頻率范圍包括為所述燈 點火的共振頻率。
38. —種控制功率供應電路的方法，所述電路功率供應電路用來 向負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出電路，所述 方法包括提供驅動信號到所述功率供應電路，接收指示所述輸出電路電流 的電流感應信號，以及通過修改所述驅動信號，對所述電流感應信號 進行響應；接收壽命終止(EOL)窗比較器處的燈電壓信號，以及當所述燈 電壓信號大于或小于預定范圍時，生成EOL故障信號；將所述燈電壓的信號偏置在所述預定范圍內的中間水平。
39. 如權利要求38所述方法，其中，所述預定范圍約為1V到3V， 所述中間水平約為2V。
40. —種控制功率供應電路的方法，所述電路功率供應電路用來 向負載電路提供功率，所述負載電路包括熒光燈共振輸出級，所述方 法包括提供驅動信號到所述功率供應電路，接收指示所述共振輸出級的 電流的電流感應信號，以及通過》務改所述驅動信號，對所述電流感應 信號進行響應；通過PFC電路調整DC總線電壓而校正提供到共振輸出級的功率 因數(shù)，所述PFC電路包括切換設備；以及檢測所述PFC電路中的電流，當所述電流超過預定水平時，控制 所述切換設備限制所述電流。
41. 如權利要求40所述方法，進一步包括在一個周期接一個周期 的PFC切換期間限制所述電流的步驟。
42. 如權利要求24所述方法，其中，所述輸出級包括由所述驅動 電路驅動的半導體開關，所述電流感應信號指示通過所述半導體開關 的電流。
全文摘要
IRS21681D是全集成和全保護的600V鎮(zhèn)流器控制IC，該IC被設計為能夠驅動各類熒光燈。IRS21681D是基于流行的IR2166控制IC，并具有附加的改進以提高整流器的性能。PFC電路以臨界傳導模式工作，并提供高的PF、低的THD和DC總線調整。IRS21681D的技術特征包括可編程的預熱和運行頻率、可編程的預熱時間、可編程的點火斜波電壓、可編程的PFC過流保護、以及可編程的壽命終止保護。此外，IRS2168D具有閉環(huán)半橋點火電流調整功能和新穎的故障計數(shù)器。IRS21681D與IRS2168D不同，其在點火期間電壓斜波上升，并且在第一過流故障時關閉。IRS21681D和IRS2168D都可以是16管腳PDP或者16管腳窄體SOIC封裝。
文檔編號H05B41/298GK101208997SQ200580014694
公開日2008年6月25日 申請日期2005年4月8日 優(yōu)先權日2004年4月8日
發(fā)明者托馬斯·J·里巴里希 申請人:國際整流器公司