DFT-s-OFDM系統(tǒng)大頻偏的精確估計方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及通信技術(shù)，尤其涉及一種離散傅里葉變換擴頻正交頻分復(fù)用（Direct FourierTransformerSpreadOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,簡稱 DFT-s-OFDM)系統(tǒng)大頻偏估計方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 分時長期演進（TimeDivisionLongTermEvolution，簡稱TD-LTE)下行米用正 交頻分復(fù)用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，簡稱OFDM)技術(shù)，上行米用 DFT-s-OFDM技術(shù)，OFDM系統(tǒng)具有抗符號間干擾（InterSymbolInterference，簡稱ISI)和 子載波間干擾（Inter-CarrierInterference,簡稱ICI)的同時具有低峰均比的優(yōu)勢。
[0003]LTE上行DFT-S-0FDM系統(tǒng)采用循環(huán)前綴（CyclicPrefix，簡稱CP)，能夠克服由于 多徑時延導(dǎo)致的ISI和ICI，但是基帶信號由于多徑效應(yīng)和頻率選擇特性，會造成符號間的 干擾和子載波的不正交，上行載波泄露比較大，影響接收機的解調(diào)性能，具體為：
[0004] 由于發(fā)射機引入的直流分量會導(dǎo)致信號的零頻位置產(chǎn)生一個沖擊信號，從而會影 響頻域資源塊RB的自動檢測；由于單個子載波的波動起伏比較大，而且未分配的子載波的 干擾也比較大，從而會影響頻域分配RB的自動檢測。
[0005] 鑒于此，如何克服符號間干擾和子載波間干擾，在不需要預(yù)知信號資源塊分配及 子幀序號的情況下實現(xiàn)對信號的大范圍且高精確度的頻偏估計成為當(dāng)前需要解決的技術(shù) 問題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 針對現(xiàn)有技術(shù)中的缺陷，本發(fā)明提供一種DFT-s-OFDM系統(tǒng)大頻偏的精確估計方 法，能夠克服符號間干擾和子載波間干擾，在不需要預(yù)知信號資源塊分配及子幀序號的情 況下實現(xiàn)對信號的頻偏估計，擴大了頻偏的范圍，并且提高了估計結(jié)果的精確度。
[0007] 第一方面，本發(fā)明提供一種DFT-s-OFDM系統(tǒng)大頻偏的精確估計方法，包括：
[0008] 將單載波頻分多址SC-0FMA符號進行同步；
[0009] 利用同步后的SC-0FMA符號的循環(huán)前綴CP和數(shù)據(jù)部分的尾部Tail進行頻偏估 計，獲取小頻偏，并將所述小頻偏補償?shù)浇邮招盘柹希?br>[0010] 去除補償后的接收信號中的載波泄露，對去除載波泄露后的接收信號進行資源塊 RB自動檢測，獲得參考信號DMRS符號位置，根據(jù)接收機DMRS符號的頻域RB分配子載波，獲 取子載波整數(shù)倍大頻偏Af2;
[0011] 根據(jù)接收機DMRS符號與本地不同11。3的根序列7；；,.(?)的沖激函數(shù)，在未知時隙號下 生成一個時隙的DMRS解調(diào)參考符號；
[0012] 根據(jù)1個子幀中的2個DMRS符號的平均相位差，獲取精確頻偏Af3，并獲取大頻 偏估計范圍f;
[0013] 其中，f是通過第一公式計算得到的，所述第一公式為：
[0014] f=AAf2+Af3。
[0015] 可選地，所述將SC-OFMA符號進行同步，包括：
[0016] 根據(jù)SC-0FMA符號循環(huán)前綴CP的特點，使用滑動自相關(guān)的方法將SC-0FMA符號進 行同步。
[0017] 可選地，所述根據(jù)SC-0FMA符號循環(huán)前綴CP的特點，使用滑動自相關(guān)的方法將 SC-0FMA符號進行同步，包括：
[0018] 將SC-0FMA符號數(shù)據(jù)部分的尾部Tail與加入
【主權(quán)項】
1. 一種DFT-S-OFDM系統(tǒng)大頻偏的精確估計方法，其特征在于，包括： 將單載波頻分多址SC-OFM符號進行同步； 利用同步后的SC-OFM符號的循環(huán)前綴CP和數(shù)據(jù)部分的尾部Tail進行頻偏估計，獲 取小頻偏，并將所述小頻偏補償?shù)浇邮招盘柹希? 去除補償后的接收信號中的載波泄露，對去除載波泄露后的接收信號進行資源塊RB 自動檢測，獲得解調(diào)參考信號DMRS符號位置，根據(jù)接收機DMRS符號的頻域RB分配子載波， 獲取子載波整數(shù)倍大頻偏Af 2; 根據(jù)接收機DMRS符號與本地不同11。3的根序列ξ,ν(?)的沖激函數(shù)，在未知時隙號下生成 一個時隙的DMRS解調(diào)參考符號； 根據(jù)1個子幀中的2個DMRS符號的平均相位差，獲取精確頻偏△ f3，并獲取大頻偏估 計范圍f ; 其中，f是通過第一公式計算得到的，所述第一公式為： f = Δ fx+ Δ f2+ Δ f3〇
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述將SC-OFM符號進行同步，包括： 根據(jù)SC-OFM符號循環(huán)前綴CP的特點，使用滑動自相關(guān)的方法將SC-OFM符號進行同 止 /J/ 〇
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)SC-OFM符號循環(huán)前綴CP的特 點，使用滑動自相關(guān)的方法將SC-OFM符號進行同步，包括： 將SC-OFM符號數(shù)據(jù)部分的尾部Tail與加入f頻偏的循環(huán)前綴CP作共軛復(fù)乘； 將得到的復(fù)數(shù)結(jié)果從第一個復(fù)數(shù)開始逐個以CP長度求和，得到一個復(fù)數(shù)序列； 將所述復(fù)數(shù)序列進行取模運算，取幅值最大的復(fù)數(shù)，獲取同步點，所述同步點為：所述 幅值最大的復(fù)數(shù)對應(yīng)的序列的起始位置； 其中，Af為每個子載波的頻率間隔，f為半個子載波頻率偏移，是第三代合作伙伴 計劃3GPP協(xié)議上規(guī)定的。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用同步后的SC-OFM符號的CP和 數(shù)據(jù)部分的尾部Tail進行頻偏估計，獲取小頻偏Af 1，包括： 將通過上述將得到的復(fù)數(shù)結(jié)果從第一個復(fù)數(shù)開始逐個以CP長度求和而得到的復(fù)數(shù)序 列加權(quán)求平均，獲取相角Θ ; 根據(jù)所述相角Θ，獲取小頻偏
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述去除補償后的接收信號中的載波泄 露，包括： 將補償后的接收信號的星座點的實部和虛部進行算術(shù)平均； 去除補償后的接收信號基帶數(shù)據(jù)的直流分量。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述對去除載波泄露后的接收信號進行 資源塊RB自動檢測，獲得解調(diào)參考信號DMRS符號位置，包括： 將去除載波泄露后的接收信號去除半個子載波頻率偏移 將去除I的接收信號進行快速傅立葉變換FFT運算，獲取頻域子載波的功率； 采用滑動平均的方式，對每個子載波每個RB所有子載波的功率進行平均； 對得到的平均結(jié)果進行差分運算，獲取差分結(jié)果的極值，得到RB子載波的上升沿 UpIndex 和下降沿 DownIndex ; 根據(jù)所述上升沿UpIndex和下降沿DownIndex以及帶寬配置情況,獲取RB的分配情 況，所述RB的分配情況包括：資源塊起點RBstart和資源塊數(shù)RBnum ; 根據(jù)RB的分配情況遍歷得到同步后的SC-OFM符號的頻域分配子載波的幅度方差， DMRS符號為取所述幅度方差最小的符號。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)接收機DMRS符號的頻域RB分配 子載波，獲取子載波整數(shù)倍大頻偏Af2，包括： 將所述DMRS符號進行FFT運算，獲取頻域子載波功率分布； 取子載波的前后預(yù)設(shè)P個子載波平均功率作為噪聲功率，取log運算，獲取噪聲信噪比 SNR_Noise ； 計算分配子載波的信號功率，取log運算，獲取分配子載波信號功率信噪比SNR_ Signal ； 遍歷所有子載波信號功率log運算的結(jié)果，將所有子載波信號功率log運算的結(jié)果中 大于第一閾值的子載波作為子載波的功率上升點n，獲取子載波整數(shù)倍大頻偏Λ f2; 其中，0 < P < (N - Ν'）/2， N為每個SC-OFM符號的數(shù)據(jù)做FFT變換的點數(shù)，Ν'為滿RB配置下的子載波數(shù)； 所述第一閾值為： SNR+SNR_Noise, SNR是通過第二公式計算得到的，所述第二公式為： SNR = SNR_Signal - SNR_Noise ； 所述子載波整數(shù)倍大頻偏Af2是通過第三公式計算得到的，所述第三公式為： Af2= (n-RBstartX 12) X 15e 3Hz0
8. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)接收機DMRS符號與本地不同η。3 的根序列Ufi)的沖激函數(shù)，在未知時隙號下生成一個時隙的DMRS解調(diào)參考符號，包括： 將所述DMRS符號進行FFT運算，將時域變換到頻域，獲取頻域分配子載波的點 Λ(?) r".y (η). 利用恒包絡(luò)零自相關(guān)Zadoff - Chu序列的自相關(guān)性，將P= 與本地生成的不同ncs 下根序共軛相乘求H，
A為實數(shù)，j為虛數(shù)，將H進行快速 傅立葉逆變換IFFT運算，將頻域變換到時域，獲取沖激函藝
根據(jù)h峰值點時域位置絕對值最小的位置，確定11。3值； 根據(jù)所述11。3值，獲取CP的同步誤差，所述CP的同步誤差為：所述η。3在h峰值點對應(yīng) 時域偏移量
根據(jù)所述11。3值，生成一個子幀的DMRS參考信號； 其中，一個子幀的DMRS參考信號為：
為RB子載波數(shù)目，α =2πηε3/12。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)1個子幀中的2個DMRS符號的 平均相位差，獲取精確頻偏Af3，并獲取大頻偏估計范圍f，包括： 根據(jù)所述一個子幀的DMRS參考信號，生成一個子幀的2個本地參考信號時域序列 dmrsl 和 dmrs2 ; 根據(jù)所述本地參考信號時域序列dmrsl和dmrs2,構(gòu)造接收的2個時隙DMRS序列DMRSl 和 DMRS2 ; 將DMRSl和DMRS2序列分別與dmrsl、dmrs2序列進行復(fù)數(shù)共軛相乘，獲取相角序列0 和 根據(jù)所述相角序列武，€，獲取精確頻偏Λ f3; 根據(jù)Af\、Af2和Af3，獲取大頻偏估計范圍f; 其中， DMRSl = dmrsl X exp (j2 π Δ f (n+N) Ts)， DMRS2 = dmrs2 X exp (j2 π Λ f (n+N) Ts)， Ts= 1/fs，fs = 30. 72MHz，n e {〇, 1，···，2047}，N = 15360 ;
為所述相角序列6和#的相位差序列。
【專利摘要】本發(fā)明提供一種DFT-s-OFDM系統(tǒng)大頻偏的精確估計方法，該方法包括：將SC-OFMA符號進行同步；利用同步后的循環(huán)前綴CP和數(shù)據(jù)部分尾部Tail進行頻偏估計，獲取小頻偏，并將其補償?shù)浇邮招盘柹?；去除補償后接收信號中的載波泄露后進行資源塊RB自動檢測，并根據(jù)頻域RB分配子載波，獲取大頻偏；根據(jù)接收機DMRS符號，在未知時隙號下生成一個時隙的DMRS本地參考信號；根據(jù)1個子幀中2個DMRS符號的平均相位差，獲取精確頻偏，并獲取大頻偏估計范圍。上述方法能夠克服符號間干擾和子載波間干擾，在不需要預(yù)知信號資源塊分配及子幀序號的情況下實現(xiàn)對信號的頻偏估計，擴大了頻偏的范圍，且提高了估計結(jié)果的精確度。
【IPC分類】H04L25-03, H04L25-02, H04L27-26
【公開號】CN104683280
【申請?zhí)枴緾N201410724788
【發(fā)明人】楊姍, 胡寒冰, 錢宇鋒, 曹艷平
【申請人】北京星河亮點技術(shù)股份有限公司
【公開日】2015年6月3日
【申請日】2014年12月2日