專利名稱：物理信道估計器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)，尤其涉及包含均衡器的無線數(shù)字通信系統(tǒng)。
一些數(shù)字通信系統(tǒng)使用均衡來增加存在符號間干擾(ISI)時發(fā)射符號的精確檢測。這種系統(tǒng)常使用“脈沖整形”，以便產(chǎn)生的脈沖在符號間隙有一個零值(例如，奈奎斯特脈沖)。在不存在信道失真的情況下，脈沖整形能理想地防止脈沖序列在被抽樣時的互相干擾。例如，整形可用來實現(xiàn)奈奎斯特脈沖，這是公知的。例如，由于在具有不同時延的多個路徑上接收發(fā)射信號，即使在發(fā)射奈奎斯特脈沖時也會引起ISI。于是要求用均衡來補償這個ISI，以便發(fā)射符號能被精確檢測出來。這種均衡以及脈沖整形系統(tǒng)是為大家所公知的(例如，關(guān)于均衡和Proakis的美國專利Nos.5,414,734和5,513,215，關(guān)于脈沖整形的DIGITAL COMMUNICATIONS，第三版，McGraw-Hill,1995)。

圖1為示意使用脈沖整形和均衡的系統(tǒng)10的簡化框圖。
系統(tǒng)10包含發(fā)射機12、帶有均衡器16的接收機14。系統(tǒng)10為無線數(shù)字系統(tǒng)，其中發(fā)射機12廣播的射頻(RF)信號，射頻信號被調(diào)制以包含數(shù)字信號。在這個系統(tǒng)中，發(fā)射機12接收符號X(t)，將其調(diào)制和廣播出去。每個符號一般代表一個或多個比特。例如，16個電平的正交調(diào)幅(QAM)方案中每個符號代表4個比特。
接收機14接著接收、解調(diào)，以及抽樣該廣播符號。盡管為清晰起見，圖1進行了簡化，然而，在系統(tǒng)10中，接收機14是通過一個以上的發(fā)射路徑來接收一個發(fā)射的。例如，多個路徑可能是由于一個以上發(fā)射機用于發(fā)射信號，或來自一個發(fā)射機的發(fā)射信號被附近的構(gòu)件反射造成的。典型地，接收機14和各個其它發(fā)射機之間的發(fā)射路徑長度不同，而且可隨時改變(由于發(fā)射機在接收符號時被移動)，從而導(dǎo)致多路徑衰落和ISI。均衡器16在ISI隨時改變時補償ISI，接收機14接著輸出檢測到的符號
均衡器系數(shù)可根據(jù)對信道響應(yīng)的估計來計算，在此信道被模型化為圖2中的模型20。在前述的美國專利Nos.5,414,734和5,513,215中，對均衡、ISI以及衰落作了更為詳細的描述，它們被轉(zhuǎn)讓為本發(fā)明的同一受讓人。
圖2為示意系統(tǒng)10的簡化模型20的框圖。在這個模型中，發(fā)射機12包含脈沖整形濾波器22。除脈沖整形濾波器22外，發(fā)射機12一般還包含其它組件，用來影響發(fā)射波形的形狀，為清晰起見在此框圖中被省略掉。這種效果可被模型化為脈沖整形濾波器22的一部分。而且，接收機14一般也可包含在此被省略掉的其它濾波器和組件，但它們也可被模型化為脈沖整形濾波器28的一部分。發(fā)射機12接收由符號X(t)表示的數(shù)字信息，將其施加到脈沖整形器，并利用該結(jié)果調(diào)制載波信號。
模型20也包含物理信道24，它代表衰落信道的多個路徑(為清晰起見，附加的發(fā)射機被省略)。在模型20中，物理信道24被模型化為具有時間變量脈沖響應(yīng)的濾波器。由物理信道24“過濾”的發(fā)射信號接著被接收機14接收。累加器26包含在模型20中，用于疊加噪聲n(t)到接收信號。接收機14包含脈沖整形濾波器28，它輸出信號y(t)到均衡器16。脈沖整形濾波器22和28這樣配置的目的是在沒有信道失真或發(fā)射機和接收機的影響時，組合過濾產(chǎn)生奈奎斯特脈沖。在這種常規(guī)的模型中，系統(tǒng)10根據(jù)下述定義(1)產(chǎn)生信號y(t)y(t)={[X(t)*Ptt(t)*h(t)]+n(t)}*Pr(t)(1)y(t),X(t),Pt(t),h(t)和Pr(t)分別表示脈沖整形濾波器28的輸出信號、將要發(fā)射的符號、脈沖整形濾波器22的脈沖響應(yīng)、物理信道24的脈沖響應(yīng)，以及時域中脈沖整形濾波器的脈沖響應(yīng)。符號“*”表示卷積操作。
一些常規(guī)系統(tǒng)(例如，見Crozier,S.N.,Falconer,D.D.,Mahmoud,S.A.,“Least Sum Of Squared Errors(LSSE)Channel Estimation”,IEEE Proceedings-F,Vol.138,No.4,pp.371-278,Augest 1991)，利用符號X(t)輸入到系統(tǒng)，估計整個信道響應(yīng)(即，由于脈沖整形濾波器以及物理信道引起的響應(yīng))。典型地，整個信道利用預(yù)定數(shù)量的系數(shù)，被模型化為有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。充分選擇系數(shù)數(shù)量以模型化信道響應(yīng)，而不引入將大大影響系統(tǒng)性能的估計誤差。在這種類型的常規(guī)系統(tǒng)中，整信道根據(jù)下述定義(2)模型化G(t,Z)=Pt(Z)H(t,Z)Pr(Z)(2)此處，G(t,Z),Pt(Z),H(t,Z)以及Pr(Z)分別表示整個信道響應(yīng)、脈沖整形濾波器22、物理信道24以及脈沖整形濾波器28在Z域的發(fā)射函數(shù)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解，物理信道24的傳輸函數(shù)為時間變量，因此在定義2中表示為t和Z的函數(shù)。由此，整個信道響應(yīng)也是t和Z的函數(shù)。
為估計實現(xiàn)G(t,Z)的FIR濾波器隨時間變化的系數(shù)，已知導(dǎo)引符號序列周期性地被發(fā)射。由于導(dǎo)引符號序列周期性地插入到數(shù)據(jù)符號流中，因此發(fā)射信號具有一種幀結(jié)構(gòu)。每個幀包含一個導(dǎo)引符號序列，之后是數(shù)據(jù)符號，直到下一個導(dǎo)引序列的開始。
為估計實現(xiàn)G(t,Z)的FIR濾波器在每一幀的系數(shù)，對應(yīng)導(dǎo)引序列的接收信號被提取。采用迭代或最小二乘方最小化方法來調(diào)整整個信道FIR濾波器的系數(shù)，由該模型預(yù)測的輸出信號與實際系統(tǒng)觀測到的輸出信號之間的誤差可減少到最小。例如，前述由Crozier等人申請的專利采用最小二乘估計法來確定整個信道FIR濾波器的系數(shù)。
整個信道FIR濾波器所使用的系數(shù)的數(shù)量與估計所要求的導(dǎo)引符號數(shù)量有關(guān)。即對于整個信道FIR濾波器模型的系數(shù)數(shù)量，在序列中有一個最小要求的導(dǎo)引符號數(shù)。一般來說，序列中導(dǎo)引符號數(shù)必須大于或等于FIR濾波器系數(shù)的數(shù)量。更長的導(dǎo)引符號序列減少了一幀中的數(shù)據(jù)符號數(shù)，從而降低了數(shù)據(jù)流量。
一般來說，對于隨時間變化的系統(tǒng)，隨著估計中采用的符號數(shù)的增加，估計的精確度也增加。然而，在諸如系統(tǒng)10(圖1)的時變系統(tǒng)中，隨著導(dǎo)引符號數(shù)的增加，估計的精確度趨于減小，這是因為增加的導(dǎo)引符號數(shù)量占據(jù)了更大的時間間隔，從而在估計時有更長的時間使信道特性變化。因此，在選擇整個信道FIR濾波器的系數(shù)數(shù)量時，設(shè)計人員實際上是在用估計誤差替換信道變化誤差。而且，因為估計通常是由處理器用軟件實現(xiàn)的，隨著系數(shù)數(shù)量的增加，處理器的計算負擔也要增加。因此，需要一種均衡系統(tǒng)，它能以較少的估計信道系數(shù)數(shù)量實現(xiàn)相對高的精度。
根據(jù)本發(fā)明，為采用導(dǎo)引符號和均衡器的通信系統(tǒng)提供一種物理信道估計器。在本發(fā)明的一種方面中，物理信道的脈沖響應(yīng)，與通信系統(tǒng)中發(fā)射機和接收機中的脈沖整形濾波器的脈沖響應(yīng)分開考慮。該系統(tǒng)被模型化為使信號如同首先通過兩個脈沖整形濾波器傳播，然后通過物理信道傳播。
由于物理信道脈沖響應(yīng)的時間間隔通常比脈沖整形濾波器脈沖響應(yīng)的時間間隔要小得多，因此，物理信道可用具有相對少的系數(shù)(與模型化整個信道響應(yīng)的常規(guī)系統(tǒng)相比)的FIR濾波器來精確近似獲得。這個相對少的系數(shù)，允許在估計物理信道脈沖響應(yīng)時采用相對少的導(dǎo)引符號數(shù)，從而更好地縮短了物理信道在估計周期期間必須變化的時間，而且讓出了更多帶寬，用以傳輸數(shù)據(jù)符號。
為估計物理信道脈沖響應(yīng)，已知的符號被發(fā)射，而且對應(yīng)的接收信號被抽樣。導(dǎo)引符號的抽樣以及脈沖整形濾波器的已知脈沖響應(yīng)接著用于估計物理信道脈沖響應(yīng)。物理信道脈沖響應(yīng)考慮整個估計時間周期的時間變化。采用足夠的導(dǎo)引符號數(shù)，以便系統(tǒng)被整體確定，接著采用最小二乘方法從導(dǎo)引符號的抽樣和已知的脈沖整形濾波器響應(yīng)中估計物理信道脈沖響應(yīng)。數(shù)量相對少的物理信道FIR濾波器系數(shù)以及導(dǎo)引符號抽樣，也有利于減輕實現(xiàn)信道估計器的處理系統(tǒng)的負擔。
在本發(fā)明的另一方面中，采用成本函數(shù)方案來限制接收信號中存在噪聲時的估計。在本發(fā)明的再一方面中，接收機中模擬解調(diào)器的誤差影響(即DC偏移量)，被結(jié)合到物理信道脈沖響應(yīng)的估計中。
通過參考下面的詳細描述并參照附圖，本發(fā)明的前述方面和許多附帶優(yōu)點將變得更容易理解。
圖1為示意采用均衡的無線通信系統(tǒng)框圖。
圖2為示意圖1描繪的系統(tǒng)常規(guī)模型的框圖。
圖3為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的圖1中描繪的系統(tǒng)模型框圖。
圖4為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的幀圖。
圖5為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，應(yīng)用物理信道估計器、物理信道插入器以及判定反饋均衡器的方框圖。
圖6為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，信道估計器的操作流程圖。
圖7為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，用于實現(xiàn)信道估計器的DSP系統(tǒng)的方框圖。
圖8為示意具有DC偏移量的模擬正交解調(diào)器模型的方框圖。
圖9為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，去掉模擬解調(diào)器DC偏移量的圖5的均衡器方框圖。
圖10為示意根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，去掉模擬解調(diào)器DC偏移量的圖5的均衡器方框圖。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，示意圖1描繪的系統(tǒng)模型30的框圖。模型30基本上與模型20(圖2)相同，除了噪聲n’(t)為脈沖整形的，而且脈沖整形濾波器28的位置從位于物理信道24之后，變?yōu)槲挥谖锢硇诺?4和脈沖整形濾波器22之間。
模型30的發(fā)展如下所述。因為脈沖整形濾波器的傳輸函數(shù)已知，且隨時間的變化，只有物理信道24的傳輸函數(shù)未知。因此，在模型30中，只估計物理信道24的響應(yīng)。接著通過卷積估計的物理信道響應(yīng)與脈沖整形濾波器響應(yīng)，來確定整個信道響應(yīng)。特別地，假定物理信道響應(yīng)和接收機脈沖整形濾波器響應(yīng)可交換，以便整個物理信道響應(yīng)根據(jù)下述定義(3)來模型化G(t,Z)=Pt(Z)Pr(Z)H(t,Z)(3)G(t,Z),Pt(Z),Pr(Z)以及H(t,Z)在上面的定義(2)描述。定義(3)實際上假定在導(dǎo)引序列被接收時，物理信道24的脈沖響應(yīng)改變不大。
利用模型30，開發(fā)了如下一種估計物理信道24的脈沖響應(yīng)的方法，如圖3所示，脈沖整形濾波器28輸出信號u(t)。信號u(t)可根據(jù)下述定義(4)確定U(Z)=Pt(Z)Pr(Z)X(Z)(4)U(Z)和X(Z)為信號x(t)和u(t)的Z變換。信號u(t)通過物理信道24傳播，因此，整個信道輸出信號可根據(jù)下述定義(5)來確定y(t)=u(t)*h(t)+n(t)(5)h(t)代表物理信道24的脈沖響應(yīng)，而n(t)代表附加的接收機噪聲。
在本發(fā)明的一個實施例中，F(xiàn)IR濾波器用于模型化物理信道24的脈沖響應(yīng)。因此，利用物理信道FIR濾波器的2j+1個系數(shù)，由物理信道24輸出的信號y(t)可根據(jù)下述定義(6)近似得到y(tǒng)(t)=Σm=-jjht,mT2u(t-mT2)+n(t)---(6)]]>ht,mT/2代表估計的物理信道脈沖響應(yīng)在t時刻的一個抽樣。ht,Mt/2抽樣的間距為T/2,T代表符號間的時間周期。在一個實施例中，2i+1設(shè)置為5(即，j=2)，以便物理信道24的脈沖響應(yīng)可通過具有5個系數(shù)的FIR濾波器近似。因此，近似的脈沖響應(yīng)間隔大約5T/2的持續(xù)時間，或最多為大約兩個半符號。相對較短的近似物理信道脈沖響應(yīng)的時間間隔有利于減小估計周期恒定物理信道假定的影響。
對于接收導(dǎo)引符號的K個抽樣(以T/2間隔抽樣)，以及估計周期內(nèi)假定的時間變化，可根據(jù)下述定義(7)以矩陣形式寫出。在一個
Y、U、H和N為y(t)、u(t)、h(t)，和n(t)的矢量和矩陣形式。接下來，假定物理信道24在估計期間隨時間變化，物理信道24的脈沖響應(yīng)可采用最小二乘方估計法來估計，如S.Haykin,ADAPTIVEFILTER THEORY,第三版，Prentice Hall,1996中公開的方法。利用這種方法，物理信道24的脈沖響應(yīng)可根據(jù)下述定義(9)來估計H^=(U*U)-1U*Y---(9)]]> 代表h(t)矩陣形式的估計，而U*代表矩陣U的共軛轉(zhuǎn)置。通過定義數(shù)量(U*U)-1U*為矩陣R，估計的物理信道脈沖響應(yīng)可計算為前面計算的矩陣R和接收抽樣矢量的產(chǎn)物。矩陣R可提前計算出來，因為脈沖整形濾波器22和28的脈沖響應(yīng)是已知的。因此，定義(9)可寫成下面的定義(10)H^=RY---(10)]]>模型30和定義(6)-(10)可應(yīng)用到類似于系統(tǒng)10(圖1)的通信系統(tǒng)中。諸如發(fā)射機12(圖1)的發(fā)射機可用于廣播符號，最好采用線性調(diào)制方案。例如，可采用Glenayre Electronics,Inc.,Charlotte,NC生產(chǎn)的適當配置的T9000型發(fā)射機。
眾所周知的是，要廣播的符號可組合成幀。圖4為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的幀圖。在這個實施例中，幀401、402等分別包含導(dǎo)引符號扇區(qū)411,412等。幀401、402等也分別包含數(shù)據(jù)符號扇區(qū)431,432等。在一個優(yōu)選實施例中，每個幀包含12個導(dǎo)引符號和38個數(shù)據(jù)符號。每個幀中的12個導(dǎo)引符號每個被抽樣兩次，在接收機提供24個導(dǎo)引符號抽樣(即，(8)中定義的y(t)抽樣)。在這24個抽樣中，中間20個接收抽樣用于定義(10)中的Y，以估計物理信道脈沖響應(yīng)。只有中間的20個抽樣用于減小導(dǎo)引符號段任一側(cè)來自數(shù)據(jù)符號段的“數(shù)據(jù)泄漏”的影響。
在一個優(yōu)選實施例中，導(dǎo)引符號的模式基本上為用于發(fā)射的信道頻帶內(nèi)的全頻譜信號。例如，在尋呼應(yīng)用中，信道頻帶大約為25kHz。
接收機接著以基本上類似于常規(guī)系統(tǒng)的方式接收和處理(例如，采樣、脈沖整形等)廣播符號。然而，根據(jù)本發(fā)明，作為均衡處理部分的信道估計處理，是基于模型30(圖3)和定義(6)-(10)。圖5為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的均衡器50的方框圖。均衡器50包含信道估計器53、物理信道插入器55，以及判定反饋均衡器電路(DFE)57。
在一個實施例中，DFE 57為常規(guī)型的，因此在此不再進一步討論。例如，前述的每個專利No.5,513,215公開了一種DFE。物理信道插入器55最好如同時待審的美國專利申請序列號No.09/086,205所公開的方法實現(xiàn)該申請由C.Rey和O.Katic于1998年5月28日申請，發(fā)明名稱為“Forward-Backward Channel Interpolator”，而且該專利申請被轉(zhuǎn)讓為本發(fā)明的同一受讓者。然而，在另一個可選實施例中，任何具有線性相位響應(yīng)的適當?shù)某Ｒ?guī)插入器都可用于實現(xiàn)物理信道插入器55。
在這個實施例中，物理信道估計器53是用朗訊科技公司的1620型DSP處理器實現(xiàn)的。在一個優(yōu)選實施例中，DSP處理器具有片永久內(nèi)存存儲軟件程序，以根據(jù)圖3和圖4描述的方法估計物理信道脈沖響應(yīng)。圖6為示意根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的物理信道估計器53的一般操作流程圖。在這個實施例中，首先執(zhí)行步驟61，在此根據(jù)脈沖整形濾波器22和28(圖3)的已知響應(yīng)來確定矩陣U(如定義(7)中)。由于這個實施例采用20個導(dǎo)引符號抽樣和5個物理信道FIR濾波器系數(shù)，因此矩陣U有20行、5列。
在下一步驟62，由矩陣U根據(jù)上面的定義(9)和(10)計算矩陣R。矩陣R接著存儲在DSP可以訪問的內(nèi)存中。一旦設(shè)置了脈沖整形濾波器22和28(圖3)，矩陣R就只計算一次，并用于逐幀估計物理信道脈沖響應(yīng)。在這個實施例中，步驟61和62預(yù)先計算。
在下一步驟63，至少要存儲接收的十個幀的信號抽樣。步驟64啟動一個通過緩沖區(qū)中所有幀的循環(huán)，循環(huán)的執(zhí)行如下所述。對于每個幀來說，在步驟65，導(dǎo)引符號的20個中間抽樣被提取出來。接著在步驟66，根據(jù)定義(10)，通過用20個導(dǎo)引符號抽樣的矢量乘矩陣R，來確定估計的物理信道脈沖響應(yīng)。估計的物理信道脈沖響應(yīng)在步驟67被存儲，以便由物理信道插入器55(圖5)使用。在步驟68，循環(huán)計數(shù)器計數(shù)遞增，而指向緩沖區(qū)的指針遞增，以指向下一幀。循環(huán)完成后，進程返回到步驟63以緩沖10個以上的幀。在一個實施例中，對下一個“分組”幀執(zhí)行步驟63的緩沖進程，同時目前的“分組”幀根據(jù)步驟64-68執(zhí)行。
圖7為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，使用物理信道估計器53的接收機70的方框圖。如上所述，DSP 71執(zhí)行一個軟件或固件程序，以實現(xiàn)物理信道估計器53。DSP 71也執(zhí)行均衡器50的其它功能模塊(圖5)，例如物理信道插入器55和DFE 57。隨機存取存儲器(RAM)73用于存儲估計物理信道脈沖響應(yīng)時使用的數(shù)據(jù)。在這個實施例中，14kbDRAM設(shè)備用于存儲內(nèi)存中的數(shù)據(jù)，如接收的導(dǎo)引符號抽樣，以及物理信道FIR濾波器的估計系數(shù)。永久存儲器(NVM)75(例如，只讀存儲器或ROM設(shè)備)用于存儲根據(jù)定義(9)和(10)預(yù)先計算的矩陣R。永久存儲器可以是DSP 71芯片上的ROM部分，或者是，一個獨立的存儲器設(shè)備。DSP 71能訪問由接收機前端(RCVR FE)79經(jīng)接口設(shè)備(IU)77產(chǎn)生的信號抽樣。
在另一個可選實施例中，成本函數(shù)方案用于減小物理信道估計在低信噪比(SNR)環(huán)境下的噪聲效應(yīng)。成本函數(shù)技術(shù)典型地用在確定矩陣的條件受限的回歸問題中(例如，見Hager,APPLIEDNUMERICAL LINEAR ALGERA,Prentice Hall,1988)。在這個實施例中，使用下面定義(11)中的成本函數(shù)J=(e*)e+λ(H*)H(11)J代表成本，e代表估計的輸出信號 與觀測到的輸出信號y(t)之間的誤差，λ為一個標量，代表成本函數(shù)中功率相對于平方誤差的加權(quán)，而*代表共軛轉(zhuǎn)置操作。估計的輸出信號 根據(jù)估計的信道響應(yīng)和矩陣U確定(即通過用 乘矩陣U)。利用最小二乘技術(shù)來最小化成本函數(shù)，物理信道脈沖響應(yīng)可采用下面的定義(12)來估計H^=(U*U+λIn)-1U*Y---(12)]]>
In代表單位矩陣。比較定義(12)與定義(9)，可看出，這個成本函數(shù)技術(shù)在導(dǎo)引信號糾正矩陣轉(zhuǎn)換之前，將對角線上的λ加入到導(dǎo)引信號校正矩陣U*U中。
由上可見，這個成本函數(shù)方案在λ大于0時，減小了物理信道脈沖響應(yīng)估計的估計變化量，代價是在估計中引入了偏差。這個降低的估計變化量在使用低SIR接收信號時趨于均衡器的性能。然而，當用高SIR接收信號時，估計中的偏差趨于降低均衡器的性能。
在一個實施例中，預(yù)置值λ，以在最高期望SNR時實現(xiàn)預(yù)期的最大誤差一階容差，從而在SNR影響范圍內(nèi)改善均衡器的性能。例如，當最大期望 (在噪聲頻譜密度上的每比特功率)為30dB時，λ可設(shè)置為0.4。這個系統(tǒng)對采用糾錯編碼(ECC)的系統(tǒng)更有利，因為在高SNR可期望得到相對少的誤差，而且更容易糾正偶然的誤差。因此，這個成本函數(shù)方案在低SNR時有利于提供更高的估計精確度，以在最需要它時在調(diào)整期間實現(xiàn)更好的性能。
為實現(xiàn)這個實施例的成本函數(shù)方案到物理信道估計器53(圖5)，使用上述的定義(10)(即，H^=RY]]>)，除了矩陣R根據(jù)下面的定義(13)預(yù)先計算R=(U*U+λIn)-1U*(13)根據(jù)本公開的教導(dǎo)，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可實現(xiàn)從不同的預(yù)先計算R矩陣中選擇的實施例，每個矩陣用根據(jù)接收信號中的SNR測量的不同值λ計算。
在本發(fā)明的另一方面中，可修改通信系統(tǒng)模型，使其包含來自其它信號源的噪聲影響。例如，一些通信系統(tǒng)使用正交調(diào)制來增加系統(tǒng)處理量。因此，解調(diào)器中的任何誤差都可影響物理信道脈沖響應(yīng)估計的精確度。當模擬正交解調(diào)器(AQDM)用于接收機時，DC偏移量可引入到AQDM的同相(I)和正交(Q)輸出信號。
圖8為包含DC偏置的AQDM模型80的方框圖，該模型包含混合器81I和81Q、相位分路器83、本地振蕩器85、低通濾波器(LPFs)87I和87Q，以及累加器89I和89Q。接收信號r(t)提供給混合器81I和81Q?；旌掀?1I和81Q分別混合接收信號r(t)與信號2cos(ωct)和-2sin(ωct)來恢復(fù)接收信號r(t)的I和Q分量。混合器81I和81Q的輸出信號接著被LPFs 87I和87Q濾波，以恢復(fù)基帶I和Q分量信號。累加器89I和89Q分別疊加DC偏置Idc和Qdc到LPFs 87I和87Q的輸出信號，分別產(chǎn)生AQDM輸出信號Iimb(t)和Qimb(t)。
參考圖8，可根據(jù)下面的定義(14)模型化AQDM的輸出信號yimb=yt+ydc(14)yimb代表在時間t接收的復(fù)合基帶信號，yt代表在時間t的理想接收的復(fù)合基帶信號，而ydc代表復(fù)合DC偏置。眾所周知的是，接收的復(fù)合基帶信號可用下面定義(15)所示的復(fù)合公式表示yt=It+jQt(15)It代表yt的I分量，j代表虛數(shù) 而Qt代表yt的Q分量。類似地，復(fù)合DC偏置可根據(jù)下面的定義(16)表示ydc=Idc+jQdc(16)ydc代表信號在時間t的復(fù)合DC偏置，Idc代ydc的I分量，而Qdc代ydc的Q分量。
上述實施例中的物理信道估計器53并不對估計物理信道脈沖響應(yīng)時的解調(diào)誤差負責。因此，使用定義(9)可能引起物理信道估計不準確，這是因為導(dǎo)引符號抽樣將包含來自DC偏置的失真。
在一個優(yōu)選實施中，最少二乘方技術(shù)又可用于估計DC偏置。通過應(yīng)用定義(8)和(14)，接收的復(fù)合基帶信號可根據(jù)下面的定義(17)模型化Yimb=UH+Ydc+N(17)Yimb和Ydc為矢量，分別代表信號yimb和DC偏置Ydc，更具體地，Yimb代表接收信號符號的K次抽樣[yimb(T/2)yimb(2T/2)…yimb(KT/2)]。為采用最小二乘方估計技術(shù)，假定DC偏置在估計周期期間保持為常數(shù)，以便可根據(jù)下面的定義(18)來模型化DC偏置Ydc=C·o(18)C為復(fù)合常數(shù)，代表I和Q分量的DC偏置，而o為完全相同的矢量。通過替換定義(18)的右手方為定義(17)，下面的定義(19)可用于模型化物理信道和AQDM DC偏置。
Yimb=UH+C·o+N(19)在一個實施例中，DC偏置被估計，而且接著在估計物理信道脈沖響應(yīng)之前，從復(fù)合基帶信號yimb中去除DC偏置。利用最小二乘方技術(shù)，C可根據(jù)下面的定義(20)估計C^=KYimb---(20)]]> 為定義(18)中的估計C，而K由下面的定義(21)定義K=oT·(In-U·R)||o||2-oT·U·R·o---(21)]]>T代表轉(zhuǎn)置操作，而‖o‖2由下面的定義(22)表示‖o‖2=oTo(22)要理解的是，矩陣K可被預(yù)先計算和存儲。接著對于接收信號幀，使用定義(20)可為捕獲幀分組中的每個導(dǎo)引序列確定估計的DC偏置 在一個實施例中，矢量CC利用DC偏置的m個估計 (i=1,2,...,m)聲稱，此m個估計是根據(jù)m個數(shù)據(jù)幀確定的。在該優(yōu)選實現(xiàn)中，m可設(shè)置為10。接著由定義(23)，矢量CC的平均值代表表示整個接收分組的恒定DC偏置。C^ave=1mΣi=1mC^i---(23)]]> 代表矢量CC的平均值，由矢量Yimb(代表接收信號抽樣的矢量)中減去 如下面的定義(24)Y=Yimb-C^ave---(24)]]>Y代表無DC偏置的接收信號抽樣的矢量。接著基帶接收信號Y用于信道估計器53。在這種方式下，在信號被估計器處理之前，最好從信號中去掉DC偏置，以增加精確度。
圖9為示意結(jié)合上述的模擬解調(diào)器DC偏置方案的均衡器90的方框圖。均衡器90可用作均衡器50(圖5)的替換物。這個實施例中的均衡器90基本上類似于均衡器50(圖5)，只是增加了減法器92和DC偏置估計器94。更具體地，減法器92和DC偏置估計器94連接用于接收接收的信號抽樣yimb。減法器92也連接用于接收由DC偏置估計器94產(chǎn)生的輸出抽樣。CE 53,CI 55，和DFE 57的連接與均衡器50(圖5)中的連接相同，只是它們處理的是減法器92產(chǎn)生的輸出抽樣，而不是接收的信號抽樣yimb。
均衡器90的操作如下所述。DC偏置估計器94用于根據(jù)下面的定義(23)確定 減法器92接著根據(jù)定義(24)，從接收信號矢量Yimb中減去 以產(chǎn)生矢量Y。矢量Y接著由物理信道估計器53接收，估計器53如前所述產(chǎn)生物理信道脈沖響應(yīng)估計。由此提高了精確度，因為在DC偏置用于產(chǎn)生物理信道脈沖響應(yīng)估計和在它被輸入到DFE 57之前已從接收信號抽樣中被減去了。
在另一個實施例中，同時執(zhí)行DC偏置的估計和物理信道脈沖響應(yīng)的估計。利用最小二乘方法，H可根據(jù)下面的定義(25)來估計H^=R2Yimb---(25)]]>R2根據(jù)定義(26)表示為R2=R-R·o·oT·(In-U·R)||o||2-oT·U·R·o---(26)]]>o為前述的矩陣的一個。矩陣R2可預(yù)先計算并存儲在內(nèi)存中。接著物理信道估計器53將配置用于根據(jù)定義(25)生成物理信道脈沖響應(yīng)估計。
圖10為根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，示意去除模擬解調(diào)器DC偏置的均衡器100的方框圖。除了CE 53被CE 102所取代外，均衡器100基本上類似于均衡器90(圖9)。另外，CE 102相連接收信號抽樣yimb，而不是如在均衡器90中一樣接收減法器92的輸出抽樣。均衡器100根據(jù)定義(20)-(21)以及(25)-(26)，同時確定DC偏置和估計的信道響應(yīng)。更具體地，DC偏置估計器94根據(jù)定義(20)和(21)確定DC偏置，而CE 102直接由接收的信號抽樣yimb根據(jù)定義(25)和(26)同時確定估計的信道響應(yīng)。接著，使用上述的定義(23)為均衡器90平均估計的DC偏置，并根據(jù)定義(26)，在減法器92中從接收的矢量Yimb中減去DC偏置，產(chǎn)生矢量Y。
上述實施例中的信道估計器為本發(fā)明原理的示意，并不是限制本發(fā)明到所描述的特定實施例。例如，根據(jù)本公開申明，本領(lǐng)域的技術(shù)人員能利用不同的DSP或通用處理器設(shè)計其它的實現(xiàn)。本發(fā)明的其它實施例可適應(yīng)于所描述的無線移動通信應(yīng)用之外的其它通信系統(tǒng)。因此，雖然示意和描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，但應(yīng)該理解的是，可對其進行各種改進，而并不偏離本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1．一種在具有一個發(fā)射機和一個接收機的通信系統(tǒng)中實現(xiàn)均衡器的方法，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，該方法包含確定發(fā)射機濾波器的脈沖響應(yīng)；確定接收機濾波器的脈沖響應(yīng)；當發(fā)射機濾波器和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，確定發(fā)射機濾波器和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號序列的期望響應(yīng)；從發(fā)射機通過該信道發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列到接收機；接收對應(yīng)該導(dǎo)引符號序列的一個信號；抽樣對應(yīng)該導(dǎo)引符號序列的接收信號；以及估計作為期望響應(yīng)和導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的一個信道脈沖響應(yīng)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中最小二乘方最小化技術(shù)用于從期望響應(yīng)中產(chǎn)生一個回歸矩陣。
3．根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中信道為時變物理信道，而通信系統(tǒng)為移動無線通信系統(tǒng)。
4．根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中信道假定為時變的，同時對應(yīng)于導(dǎo)引符號序列的接收信號被抽樣。
5．根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其中信道被模型化為5個抽頭的有限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器。
6．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中發(fā)射機和接收機濾波器均為脈沖整形濾波器。
7．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中期望響應(yīng)被預(yù)置，以基本滿足關(guān)系U(Z)=Pt(Z)Pr(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望響應(yīng)的Z變換，Pt(Z)代表發(fā)射機濾波器的傳輸函數(shù)，Pr(Z)代表接收機濾波器的傳輸函數(shù)，而X(Z)代表導(dǎo)引符號序列的Z變換。
8．根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中函數(shù)基本滿足關(guān)系H^=(U*U)-1U*Y,]]>在此 代表信道的估計脈沖響應(yīng)，U代表時域中期望響應(yīng)的矩陣形式，*代表卷積轉(zhuǎn)置操作，而Y代表接收導(dǎo)引符號抽樣的矩陣形式。
9．根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中(U*U)-1U*被預(yù)置并存儲。
10．根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中Y代表以兩倍于符號傳輸率抽樣的20個導(dǎo)引符號抽樣的矢量。
11．一種用于通信系統(tǒng)的均衡器中的物理信道估計器，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機和一個接收機，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，發(fā)射機有一個發(fā)射機濾波器，接收機有一個接收機濾波器，該估計器包含用于在通過該信道發(fā)射該導(dǎo)引符號序列之后，存儲由接收機接收的一個接收導(dǎo)引符號序列抽樣的裝置；用于確定一個期望響應(yīng)的裝置，該期望響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)，發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合；以及用于估計信道脈沖響應(yīng)的裝置，該響應(yīng)作為期望響應(yīng)和存儲的接收導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)。
12．根據(jù)權(quán)利要求11的估計器，其中用于確定一個期望響應(yīng)的裝置，利用最小二乘方最小化技術(shù)以從期望響應(yīng)中產(chǎn)生一個回歸矩陣。
13．根據(jù)權(quán)利要求12的估計器，其中信道為時變物理信道。
14．根據(jù)權(quán)利要求13的估計器，其中信道假定為時變的，同時導(dǎo)引符號序列被抽樣。
15．根據(jù)權(quán)利要求14的估計器，其中信道被模型化為有5個抽頭的有限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器。
16．根據(jù)權(quán)利要求11的估計器，其中發(fā)射機和接收機濾波器均為脈沖整形濾波器。
17．根據(jù)權(quán)利要求11的估計器，其中期望響應(yīng)被預(yù)置，以基本滿足關(guān)系U(Z)=Pt(Z)Pr(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望響應(yīng)的Z變換，Pt(Z)代表發(fā)射機濾波器的傳輸函數(shù)，Pr(Z)代表接收機濾波器的傳輸函數(shù)，而X(Z)代表導(dǎo)引符號序列的Z變換。
18．根據(jù)權(quán)利要求17的估計器，其中函數(shù)基本滿足關(guān)系H^=(U*U)-1U*Y,]]>在此 代表信道的估計脈沖響應(yīng)，U代表時域中期望響應(yīng)的矩陣形式，*代表卷積轉(zhuǎn)置操作，而Y代表接收導(dǎo)引符號抽樣的矩陣形式。
19．根據(jù)權(quán)利要求18的估計器，其中(U*U)-1U*被預(yù)置并存儲。
20．根據(jù)權(quán)利要求18的估計器，其中Y代表以兩倍于符號傳輸率抽樣的20個導(dǎo)引符號抽樣的矢量。
21．一種用于通信系統(tǒng)的接收機，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機，發(fā)射機有一個濾波器，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射符號到接收機，發(fā)射機還用于周期性地發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列，接收機包含一個抽樣器電路，用于接收和抽樣對應(yīng)于所述發(fā)射機所發(fā)射符號的接收信號；一個與抽樣器電路耦合的接收機濾波器，其中該接收機濾波器用于與發(fā)射機濾波器一起實現(xiàn)一個奈奎斯特濾波器。以及一個與接收機濾波器耦合的均衡器，該均衡器包含一個信道估計器，其中信道估計器用于估計作為期望響應(yīng)和接收導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的一個信道脈沖響應(yīng)，當發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，期望響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)。
22．根據(jù)權(quán)利要求21的接收機，還包含一個存儲器，其中均衡器配置用于存儲一個回歸矩陣，該回歸矩陣是利用最小二乘方最小化技術(shù)根據(jù)期望響應(yīng)確定的，期望響應(yīng)和回歸矩陣被預(yù)置和存儲在接收機的存儲器中。
23．根據(jù)權(quán)利要求22的接收機，其中信道為時變物理信道，而通信系統(tǒng)為無線移動通信系統(tǒng)。
24．根據(jù)權(quán)利要求23的接收機，其中信道假定為時變的，同時導(dǎo)引符號序列被抽樣。
25．根據(jù)權(quán)利要求24的接收機，其中信道被模型化為有5個抽頭的有限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器。
26．根據(jù)權(quán)利要求21的接收機，還包含一個處理器和存儲器，其中處理器配置用于執(zhí)行存儲在存儲器中的程序，以實現(xiàn)均衡器。
27．根據(jù)權(quán)利要求21的接收機，其中期望響應(yīng)被預(yù)置，以基本滿足關(guān)系U(Z)=Pt(Z)Pr(Z)X(Z)，在此U(Z)代表期望響應(yīng)的Z變換，Pt(Z)代表發(fā)射機濾波器的傳輸函數(shù)，Pr(Z)代表接收機濾波器的傳輸函數(shù)，而X(Z)代表導(dǎo)引符號序列的Z變換。
28．根據(jù)權(quán)利要求27的接收機，其中函數(shù)基本滿足關(guān)系H^=(U*U)-1U*Y,]]>在此 代表信道的估計脈沖響應(yīng)，U代表時域中期望響應(yīng)的矩陣形式，*代表卷積轉(zhuǎn)置操作，而Y代表接收導(dǎo)引符號抽樣的矩陣形式。
29．根據(jù)權(quán)利要求28的方法，其中(U*U)-1U*被預(yù)置并存儲在存儲器中。
30．根據(jù)權(quán)利要求28的方法，其中Y代表以兩倍于符號傳輸率抽樣的20個導(dǎo)引符號抽樣的矢量。
31．一種在具有一個發(fā)射機和一個接收機的通信系統(tǒng)中實現(xiàn)均衡器的方法，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，該方法包含確定發(fā)射機濾波器的脈沖響應(yīng)；確定接收機濾波器的脈沖響應(yīng)；當發(fā)射機濾波器和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，確定發(fā)射機濾波器和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號序列的期望響應(yīng)；確定作為期望響應(yīng)和一組偏置值的函數(shù)的一組值；從發(fā)射機通過該信道發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列到接收機；抽樣對應(yīng)于該導(dǎo)引符號序列的一個接收信號，以形成一組導(dǎo)引符號抽樣；以及估計一個信道脈沖響應(yīng)作為該組值和該組導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)。
32．根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中最小二乘方最小化技術(shù)以及成本函數(shù)技術(shù)，用于根據(jù)期望響應(yīng)和該組偏置值確定該組值。
33．根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中信道為時變物理信道。
34．根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中信道假定為時變的，同時導(dǎo)引符號序列被抽樣。
35．根據(jù)權(quán)利要求34的方法，其中信道被模型化為有5個抽頭的有限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器。
36．一種用于通信系統(tǒng)的均衡器中的物理信道估計器，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機和一個接收機，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，發(fā)射機有一個發(fā)射機濾波器，接收機有一個接收機濾波器，該估計器包含用于在通過該信道發(fā)射該導(dǎo)引符號序列之后，存儲由接收機接收的一個接收導(dǎo)引符號序列抽樣的裝置；用于確定一個期望響應(yīng)的裝置，該期望響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)，發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合；用于估計作為期望響應(yīng)和一組偏置值的函數(shù)的一組值的裝置；以及用于估計作為該組值和存儲的接收導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的一個信道脈沖響應(yīng)的裝置。
37．根據(jù)權(quán)利要求36的估計器，其中用于確定一組值的裝置利用最小二乘方最小化技術(shù)和成本函數(shù)技術(shù)，根據(jù)期望響應(yīng)和該組偏置值產(chǎn)生一個回歸矩陣。
38．一種用于通信系統(tǒng)的接收機，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機，發(fā)射機有一個濾波器，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射符號到接收機，發(fā)射機還用于周期性地發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列，接收機包含一個抽樣器電路，用于接收和抽樣所述發(fā)射機所發(fā)射的符號；一個與抽樣器電路耦合的接收機濾波器，其中接收機濾波器用于與發(fā)射機濾波器一起實現(xiàn)一個奈奎斯特濾波器。以及一個與接收機濾波器耦合的均衡器，均衡器包含一個信道估計器，其中信道估計器用于估計作為一組值和接收導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的一個信道脈沖響應(yīng)，該組值為期望響應(yīng)和一組偏置值的函數(shù)，當發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，期望響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)。
39．根據(jù)權(quán)利要求38的接收機，其中信道估計器配置用于利用對期望響應(yīng)和該組偏置值的最小二乘方最小化技術(shù)和成本函數(shù)技術(shù)，來預(yù)置該組值。
40．根據(jù)權(quán)利要求39的接收機，其中該組偏置值被預(yù)置，以對應(yīng)于接收導(dǎo)引符號抽樣的預(yù)期最大信噪比。
41．一種在具有一個發(fā)射機和一個接收機的通信系統(tǒng)中實現(xiàn)均衡器的方法，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，該方法包含確定發(fā)射機濾波器的脈沖響應(yīng)；確定接收機濾波器的脈沖響應(yīng)；當發(fā)射機濾波器和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，確定發(fā)射機濾波器和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號序列的期望響應(yīng)；確定作為期望響應(yīng)的函數(shù)的一組值；從發(fā)射機通過該信道發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列到接收機；在接收機解調(diào)和抽樣對應(yīng)于該導(dǎo)引符號序列的接收信號，以形成一組導(dǎo)引符號抽樣；估計作為該組值和該組導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的信道脈沖響應(yīng)。估計解調(diào)期間產(chǎn)生的、作為該組值和脈沖響應(yīng)的函數(shù)的DC偏置，估計的DC偏置為復(fù)合常數(shù)；以及從一組接收信號抽樣中減去估計的DC偏置。
42．根據(jù)權(quán)利要求41的方法，其中最小二乘方最小化技術(shù)用于根據(jù)期望響應(yīng)確定該組值。
43．根據(jù)權(quán)利要求41的方法，其中信道為時變物理信道。
44．根據(jù)權(quán)利要求41的方法，其中信道假定為時變的，同時導(dǎo)引符號序列被抽樣。
45．根據(jù)權(quán)利要求41的方法，其中解調(diào)為模擬正交解調(diào)。
46．根據(jù)權(quán)利要求41的方法，其中同時確定估計的DC偏置和估計的信道脈沖響應(yīng)。
47．一種用于通信系統(tǒng)的均衡器中的物理信道估計器，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機和一個接收機，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射信號到接收機，發(fā)射機有一個發(fā)射機濾波器，接收機有一個接收機濾波器，該估計器包含用于在通過該信道發(fā)射該導(dǎo)引符號序列之后，存儲由接收機接收的一個接收導(dǎo)引符號序列抽樣的裝置；用于確定一個期望響應(yīng)的裝置，該期望響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對一個已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)，發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合；用于確定作為期望響應(yīng)函數(shù)的一組值的裝置；用于確定作為該組值和存儲的接收導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的信道脈沖響應(yīng)的裝置；用于估計作為該組值和已知響應(yīng)的函數(shù)的解調(diào)抽樣的DC偏置的裝置；估計的DC偏置為復(fù)合常數(shù)，DC偏置是在信號抽樣解調(diào)期間在接收機產(chǎn)生的；以及用于從一組接收信號抽樣中減去估計的DC偏置的裝置。
48．根據(jù)權(quán)利要求47的估計器，其中用于確定一組值的裝置利用最小二乘方最小化技術(shù)根據(jù)期望響應(yīng)產(chǎn)生一個回歸矩陣。
49．一種用于通信系統(tǒng)的接收機，通信系統(tǒng)有一個發(fā)射機，發(fā)射機有一個濾波器，發(fā)射機用于通過一個信道發(fā)射符號到接收機，發(fā)射機還用于周期性地發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列，接收機包含一個解調(diào)器，耦合用來接收對應(yīng)于來自發(fā)射機的發(fā)射符號序列的信號，其中解調(diào)器用于解調(diào)該接收信號以形成一個解調(diào)信號；一個與解調(diào)器耦合的抽樣器電路，其中抽樣器電路用于抽樣該解調(diào)信號，以形成一個接收解調(diào)符號抽樣序列；一個與解調(diào)器電路耦合的接收機濾波器，其中接收機濾波器用于與發(fā)射機濾波器一起實現(xiàn)一個奈奎斯特濾波器，以過濾解調(diào)的接收符號抽樣，形成一個過濾的解調(diào)符號抽樣序列；以及一個與接收機濾波器耦合的均衡器，均衡器包含一個信道估計器，其中信道估計器用于估計作為一組值和一組接收的過濾解調(diào)導(dǎo)引符號抽樣的函數(shù)的一個信道脈沖響應(yīng)，該組值為期望響應(yīng)的函數(shù)，當發(fā)射機和接收機濾波器級聯(lián)耦合時，期望的響應(yīng)對應(yīng)于發(fā)射機和接收機濾波器對已知導(dǎo)引符號抽樣序列的響應(yīng)；以及估計作為該組值和期望響應(yīng)的函數(shù)的一組過濾解調(diào)導(dǎo)引符號抽樣的DC偏置，估計的DC偏置為復(fù)合常數(shù)。
50．根據(jù)權(quán)利要求49的接收機，其中信道估計器配置用于利用對期望響應(yīng)和該組偏置值的最小二乘方最小化技術(shù)，來預(yù)置該組值。
51．根據(jù)權(quán)利要求49的接收機，其中均衡器用于從接收的過濾解調(diào)符號抽樣中減去估計的DC偏置。
52．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中發(fā)射一個導(dǎo)引符號序列還包含發(fā)射一個數(shù)據(jù)符號序列，接收信號也對應(yīng)于該數(shù)據(jù)符號序列，而且其中估計的脈沖響應(yīng)被均衡器用來檢測數(shù)據(jù)符號。
53．根據(jù)權(quán)利要求11的估計器，其中用于存儲的裝置還用于存儲對應(yīng)于至少一個數(shù)據(jù)符號序列的一個接收信號抽樣，而且其中均衡器配置用于利用估計的脈沖響應(yīng)來檢測數(shù)據(jù)符號。
全文摘要
一種為使用導(dǎo)引符號和均衡器的通信系統(tǒng)提供的物理信道估計器使用了一種系統(tǒng)模型,該模型中,物理信道的脈沖響應(yīng)與該通信系統(tǒng)內(nèi)發(fā)射機和接收機中的脈沖整形濾波器的脈沖響應(yīng)分開來考慮。系統(tǒng)被模型化為好象信號首先通過兩個脈沖整形濾波器傳播,然后通過物理信道傳播。為估計物理信道脈沖響應(yīng),已知的導(dǎo)引符號被發(fā)射,接著被抽樣。接下來,導(dǎo)引符號抽樣和脈沖整形濾波器的已知脈沖響應(yīng)被用于估計物理信道脈沖響應(yīng)。在一個實施例中,物理信道脈沖響應(yīng)在整個估計周期被認為是時變的,并采用足夠的導(dǎo)引符號數(shù),以便系統(tǒng)被整體確定。接著采用最小二乘法,根據(jù)導(dǎo)引符號抽樣以及脈沖整形濾波器的已知響應(yīng)來估計物理信道脈沖響應(yīng)。進一步的改進包括:限制估計的物理信道脈沖響應(yīng),以改善低SNR條件下的性能,以及估計從解調(diào)該接收信號中引起的DC偏置。
文檔編號H04L25/06GK1303546SQ99806729
公開日2001年7月11日 申請日期1999年7月15日 優(yōu)先權(quán)日1999年7月15日
發(fā)明者馬羅·R·高澤, 尼諾·P·非拉里奧, 克勞蒂奧·G·雷, 奧格寧·卡蒂奇 申請人:格萊納瑞電子公司