專利名稱：精確穩(wěn)定的角調(diào)制rf信號的直接數(shù)字合成的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及射頻調(diào)制器，尤其是數(shù)字射頻調(diào)制器。
調(diào)制可以被定義成根據(jù)一個關(guān)于某些傳遞信息的未知信號或波型的函數(shù)改變一個已知信號或波型，即載波的某些特征。在射頻(RF)通信系統(tǒng)中，載波通常為正弦函數(shù)，并且有幾種調(diào)制載波的方法。這些方法包含線性調(diào)制，角調(diào)制和各種類型的脈沖調(diào)制。在指定一個由等式A(t)cos(ωct+φ(t))描述的正弦載波的情況下，有兩個根據(jù)一個信息信號可以改變的參數(shù)，即振幅和相位角。當(dāng)根據(jù)一個關(guān)于信息信號的線性函數(shù)改變振幅時，產(chǎn)生了線性調(diào)制。角調(diào)制包含相位調(diào)制和頻率調(diào)制。如果在正弦函數(shù)的幅角中包含一個與信息信號成比例的項，則產(chǎn)生相位調(diào)制。如果幅角使得瞬時頻率和載波頻率之間的頻率差與信息信號成比例，則得到頻率調(diào)制。
RF信號的解調(diào)通常涉及一個正交檢測器，該檢測器具有兩個分支，一個I(“同相”)分支和一個Q(“正交”或90°相位偏移)分支。在I分支中，接收信號與載波信號的余弦形式相乘并且接著通過一個低通濾波器。在Q分支中，接收信號與載波信號的正弦形式相乘并且接著通過一個低通濾波器。這種正交檢測器是線性的，眾所周知的，并且?guī)缀醯教幎荚谑褂?。為了根?jù)正交檢測器的相應(yīng)I和Q分支產(chǎn)生的I和Q分量得到信息信號，進(jìn)行信號處理。具體地，通過計算Q與I比值的反正切可以得到信號的相位。根據(jù)畢達(dá)哥拉斯定理，通過計算I和Q的平方和的平方根可以得到信號的振幅。這些數(shù)學(xué)計算是非線性的。
因而可以得到有關(guān)正交檢測的兩點明顯觀察結(jié)果。第一點，分兩個步驟進(jìn)行檢測，其中一個第一混合步驟(得到I和Q)是非線性的，一個第二信號處理步驟被賦予非線性特征。第二點，首先進(jìn)行座標(biāo)系統(tǒng)轉(zhuǎn)換，接著進(jìn)行逆變換。即，首先通過把具有極座標(biāo)的瞬時信號映射到X(I)和Y(Q)軸上，把可以用基于期望振幅和相位量值的極座標(biāo)來描述的接收信號轉(zhuǎn)換成直角座標(biāo)形式，并且接著再轉(zhuǎn)換成極座標(biāo)形式以得到振幅和相位。這種變換需要占用空間并消耗功率的電路-空間和功率可能是寶貴的資源，尤其是在諸如蜂窩電話，尋呼機等等的移動應(yīng)用中。這樣的變換也從根本上產(chǎn)生了導(dǎo)致不精確的因素。
在RF調(diào)制器的發(fā)送端也存在類似的情況。即，開始時用極座標(biāo)形式表示振幅和相位信息。接著進(jìn)行I和Q處理，其中振幅和相位信息被編碼成I和Q信號，I和Q信號則被轉(zhuǎn)換回極座標(biāo)形式并且被累加以構(gòu)成最終的輸出信號。在

圖1中圖解了這個處理過程。一種廣泛使用的調(diào)制，相移鍵控(PSK)需要發(fā)送經(jīng)過精確的相位偏移并且具有良好的相位穩(wěn)定性的信號。例如在GSM蜂窩電話中使用PSK。一個正交類型的常規(guī)調(diào)制器雖然表現(xiàn)出良好相位穩(wěn)定性，只達(dá)到了臨界精度?？赡苄枰獜?fù)雜的編碼方案來補償調(diào)制器的不精確，并且噪聲環(huán)境下的性能會顯著下降。
除了常規(guī)正交技術(shù)之外，已知還有各種其它的調(diào)制技術(shù)。在一種這樣的技術(shù)中，鎖相環(huán)(PLL)被用來多路復(fù)用頻率調(diào)制信號和相位調(diào)制信號以便得到一個高頻信號(例如900 MHz)。對照圖2，一個PLL包含一個相位檢測器201，一個環(huán)路濾波器203，一個壓控振蕩器(VCO)205和一個除N計數(shù)器207。在使用900 MHz輸出信號的情況下，典型的除數(shù)是64。如果一個調(diào)制信號cos(ωct+φ(t))被加到電路的輸入上，則在理想情況下，在電路的輸出上產(chǎn)生一個調(diào)制信號cos(Nωct+Nφ(t))。但電路的穩(wěn)定性很差，除非使環(huán)路濾波器具有窄帶寬。對于一個窄帶寬環(huán)路濾波器，電路不再能夠跟蹤調(diào)制輸入信號中的快速變化，從而在調(diào)制輸出信號中帶來不精確性。
為了克服上述困難，已經(jīng)提出了圖3中示出的一個方案。為壓控石英振蕩器(VCXO)309提供一個基帶調(diào)制信號以便產(chǎn)生一個被提供到PLL輸入端的調(diào)制信號。一個附加的前饋路徑被用來把基帶調(diào)制信號注入到環(huán)路濾波器之后的一個點上的PLL中。更具體地，基帶調(diào)制信號被提供給一個可調(diào)增益放大器311?？烧{(diào)增益放大器的輸出被提供給一個位于環(huán)路濾波器和VCO之間的加法器313。調(diào)整放大器的增益以便通過重新注入調(diào)制信號精確抵消環(huán)路濾波器在去除某些調(diào)制時產(chǎn)生的影響。不幸的是，實現(xiàn)精確校正是一個辛苦的手工過程。并且，盡管對于FM無線通信可以得到足夠的精度，但對于PSK無線通信則缺乏精度。
概括地講，本發(fā)明提供了一個允許得到精確并且穩(wěn)定的相位偏移的RF調(diào)制器。調(diào)制器使用一個PLL結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)包含一個輔助前饋路徑，該路徑被用來把一個調(diào)制信號注入到PLL的一個環(huán)路濾波器之后的一個點上的PLL中。一個相位解調(diào)器根據(jù)PLL的輸出信號恢復(fù)出相位信息。把恢復(fù)的相位信息與基帶調(diào)制信號的相位信息相比較。得到的誤差信號被用來控制基帶調(diào)制信號向PLL的注入，從而自動實現(xiàn)校正“劑量”。因而得到一個精確，自適應(yīng)并且相位穩(wěn)定的調(diào)制器。調(diào)制器的自適應(yīng)能力補償了VCO和PLL的其它分量的變化。
圖1是一個常規(guī)正交RF調(diào)制器的模塊圖；圖2是一個常規(guī)的，基于PLL的RF調(diào)制器的模塊圖；圖3是一個常規(guī)的，基于PLL的，具有基帶調(diào)制信號注入功能的RF調(diào)制器的模塊圖；圖4是一個基于本發(fā)明的RF調(diào)制器的模塊圖；圖5是圖解圖21的頻率采樣電路的操作的第一時序圖；圖6是圖解圖21的頻率采樣電路的操作的第二時序圖；圖7是關(guān)于兩個可選的加權(quán)函數(shù)的圖表，這兩個函數(shù)可以被用來對諸如圖21中電路的電路產(chǎn)生的數(shù)字位流進(jìn)行數(shù)字濾波；圖8是圖解從一個使用固定加權(quán)函數(shù)的數(shù)字頻率鑒別器得到的精度的圖表；圖9是圖解從一個使用三角加權(quán)函數(shù)的數(shù)字頻率鑒別器得到的精度的圖表；圖10是關(guān)于一個數(shù)字濾波器例子的模塊圖，其中與一個諸如圖21中電路的頻率采樣電路配合使用數(shù)字濾波器；圖11A是圖解一個數(shù)字相位鑒別方法的表格；
圖11B是圖11A的方法的曲線表示結(jié)果；圖11C是關(guān)于一個結(jié)合圖11A和11B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線圖；圖12A是圖解另一個數(shù)字相位鑒別方法的表格；圖12B是圖12A的方法的曲線表示結(jié)果；圖12C是關(guān)于一個結(jié)合圖12A和12B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線圖；圖13是基于圖12的技術(shù)的數(shù)字相位鑒別硬件的模塊圖；圖14A是圖解另一個數(shù)字相位鑒別方法的表格；圖14B是圖14A的方法的曲線表示結(jié)果；圖14C是關(guān)于一個結(jié)合圖14A和14B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線圖；圖15是基于圖14的技術(shù)的數(shù)字相位鑒別硬件的模塊圖；圖16A是圖解另一個數(shù)字相位鑒別方法的表格；圖16B是圖16A的方法的曲線表示結(jié)果；圖16C是關(guān)于一個結(jié)合圖16A和16B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線圖；圖17是基于圖16的技術(shù)的數(shù)字相位鑒別硬件的模塊圖；圖18是圖解一個Sigma-Delta調(diào)制器的采樣數(shù)據(jù)模型和基于本發(fā)明一個實施例的，用于頻率采樣的采樣電路的采樣數(shù)據(jù)模型的模塊圖；圖19是有助于解釋圖18的電路模型在輸入頻率為基準(zhǔn)頻率的0．6875倍的情況下進(jìn)行的操作的表格；圖20是圖解圖18的電路模型在用于頻率采樣時的操作原理的時序圖；圖21是關(guān)于圖18的電路模型所描述的頻率采樣電路的一個例子的簡圖。
現(xiàn)在參照圖4，其中示出一個基于本發(fā)明的RF調(diào)制器的模塊圖。虛線所示的調(diào)制器部分與圖3的常規(guī)調(diào)制器中的對應(yīng)部分基本相同?？蛇x地，圖4的調(diào)制器包含一個下變轉(zhuǎn)換器420，下變轉(zhuǎn)換器420由一個頻率合成器，一個混合器和一個低通濾波器構(gòu)成。在調(diào)制器的輸出頻率非常高的情況下，下變轉(zhuǎn)換器把頻率減少到除N計數(shù)器可以更容易地處理的程度。但注意，在其它情況下N可以等于一。同樣可選地，圖4的調(diào)制器可以包含一個振幅調(diào)制級段421。在某些調(diào)制方案中，可以調(diào)制信號的振幅和相位特征，其中振幅調(diào)制級段被用來進(jìn)行期望的振幅調(diào)制。
圖4的調(diào)制器最好使用直接數(shù)字合成(DDS)電路415而不是圖3的VCXO來產(chǎn)生被當(dāng)作基準(zhǔn)信號提供給PLL的調(diào)制輸入信號。這樣的DDS電路可以基于在美國專利4，746，880，1988年5月24日授權(quán)，標(biāo)題為數(shù)字控制調(diào)制振蕩器中描述的數(shù)字控制調(diào)制振蕩器(NCMO)，在本文中引用了該專利。為DDS電路提供一個基帶調(diào)制信號以便產(chǎn)生被當(dāng)作基準(zhǔn)信號提供給PLL的調(diào)制輸入信號。
本發(fā)明調(diào)制器的穩(wěn)定性和精確度來自于一個附加反饋環(huán)路，該環(huán)路包含一個相位解調(diào)器419和一個比較電路417。相位解調(diào)器可以是在美國專利申請09／006，938(Atty．Dkt．No．32219-003)，標(biāo)題為基于頻率采樣的數(shù)字相位鑒別，1998年1月14日提交中描述的一種解調(diào)器，在本文中引用了該申請。
相位解調(diào)器419從PLL的輸出信號中恢復(fù)出相位信息。使用一個比較電路417將恢復(fù)的相位信息與基帶調(diào)制信號的相位信息相比較。得到的誤差信號被用來控制基帶調(diào)制信號向PLL的注入，從而自動實現(xiàn)校正“劑量”。即，比較電路417的一個輸出信號把自適應(yīng)增益放大器411的增益設(shè)置成需要的值，以便輸出信號傳遞的相位信息與期望的相位信息匹配。因而消除了現(xiàn)有技術(shù)的艱苦調(diào)整過程特征。并且，本發(fā)明的調(diào)制器執(zhí)行的自適應(yīng)過程是連續(xù)的，只要調(diào)制器打開便連續(xù)工作。因而可以全部補償環(huán)境因素，部件偏差，部件老化等等的影響。
現(xiàn)在描述美國專利申請09／006，938(代理人檔案No．32219-003)，標(biāo)題為基于頻率采樣的數(shù)字相位鑒別，1998年1月14日提交的相位解調(diào)器。參照Sigma-Delta轉(zhuǎn)換可以理解該方案以及本發(fā)明的數(shù)字頻率鑒別器，其中在現(xiàn)有技術(shù)中通過象“過采樣Delta-Sigma數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器”，Candy等人，IEEE Press，pages 1-6，Piscataway，NJ(1992)那樣的文獻(xiàn)對Sigma-Delta轉(zhuǎn)換有很好的描述。Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器以高于奈奎斯特速率的頻率把一個可變振幅模擬輸入信號調(diào)制成一個簡單數(shù)字碼。調(diào)制器的設(shè)計允許用時間分辨率換取振幅分辨率。圖1中所示的Sigma-Delta調(diào)制器的采樣數(shù)據(jù)電路模型可以被直接用于這里的頻率采樣。
參照圖18，從采樣時間i上出現(xiàn)的輸入信號xi中減去采樣時間i上的輸出信號yi。得到的結(jié)果被提供給一個具有輸出信號Wi的累加器。累加器在采樣時間i上的一個“新”輸入信號與累加器的“舊”輸出信號混合以構(gòu)成累加器一個新的輸出信號。累加器的輸出信號被量化，其中量化被表示成加入一個誤差ei。量化器的輸出信號就是最終的輸出信號yi。
現(xiàn)在假定xi是兩個頻率的比值并且量化器是一個二階量化器。并且假定在有關(guān)的時間段內(nèi)兩個頻率的比值為0．6875。如圖19所示，第一次累加出后一種值，這里累加值為0．6875。這個值小于1，接著值0．6875再次被加到累加值中，得到新的累加值1．375。由于這個值現(xiàn)在大于1，則將0．6875減1并且把結(jié)果(0．6875-1=-0．3125)加到累加值中以得到一個值1．0625。繼續(xù)以這種方面操作。在上述操作序列中，通過取各個累加值的整數(shù)部分1或0產(chǎn)生一個數(shù)據(jù)流。
參照圖20，可以理解對圖19中所示的數(shù)字序列的解釋。圖中示出了兩個時鐘信號。再次假定上面的時鐘信號頻率與下面的時鐘信號頻率的比值在有關(guān)的時間段內(nèi)為0．6875。在時間t=0，兩個時鐘信號的上升沿吻合。接著在下面的時鐘信號的第一個上升沿處，上面的時鐘信號已經(jīng)經(jīng)歷了0．6875個周期。在下面的時鐘信號的下一個上升沿處，上面的時鐘信號已經(jīng)經(jīng)歷了1．375個周期。在下面的時鐘信號的下一個上升沿處，上面的時鐘信號從其經(jīng)歷第一個周期以后開始已經(jīng)經(jīng)歷了1．0625個周期，依此類推。
在圖21中示出了一個可以被用于數(shù)據(jù)樣本的捕捉電路或頻率采樣電路的簡圖，其中上述數(shù)據(jù)樣本對應(yīng)于在前面例子中描述的數(shù)據(jù)流。在圖解的實施例中，假定時鐘信號的比值使得在較慢時鐘的一個周期內(nèi)出現(xiàn)較快時鐘的上升沿不會超過一個。在其它實施例中，不需要有這個假定。
捕捉電路包含一個輸入部分2101和一個輸出部分2103。輸入部分包含兩個必須小心匹配以便誤差最小的部分Ch1和Ch2。每個部分包括一個由兩個或更多的D觸發(fā)器串聯(lián)而成的鏈。在下面的描述中，相同的索引號被用來表示觸發(fā)器本身及其相應(yīng)的輸出信號。
在各個部分中，通過一個采樣時鐘信號Fx為鏈中的第一個觸發(fā)器提供時鐘。通過一個采樣時鐘信號Fs為鏈中的后續(xù)觸發(fā)器提供時鐘。在上面的部分中第一個觸發(fā)器Q1的D輸入被連接到相同觸發(fā)器的Q輸出。下面部分中的第一個觸發(fā)器的D輸入被連接到上面部分中的第一個觸發(fā)器的Q輸出。串聯(lián)兩個部分中的其它觸發(fā)器，即Q到D，D到Q。
輸入部分的功能是1)在時鐘信號Fx的上升沿轉(zhuǎn)換產(chǎn)生兩個彼此邏輯互異的信號；2)在時鐘信號Fs的上升沿鎖存兩個信號的值；3)檢測從一個時鐘到下一個時鐘的切換。與Q3和Q4串聯(lián)的中間級段可能需要使兩個時鐘信號的不同步導(dǎo)致的亞穩(wěn)定性最小，并且事實上在具體設(shè)計中可能期望有多個這樣的級段。
在一個示例性實施例中，輸出部分包含三個兩輸入與非門。相應(yīng)的與非門N1和N2分別被連接到輸入部分的最終觸發(fā)器級段的D和Q信號。在另一個與非門N3中混合與非門N1和N2的輸出信號以構(gòu)成捕捉電路的最終輸出。
輸出部分的功能是在由兩個輸入部分構(gòu)成的兩個信道中，在從一個采樣時鐘到下一個采樣時鐘的轉(zhuǎn)換過程中檢測輸入時鐘信號電平的變化。兩個輸入部分以往復(fù)轉(zhuǎn)換的方式進(jìn)行工作，交替檢測輸入時鐘信號電平的變化。
參照圖5的時序圖可以更加完全地理解圖21的捕捉電路的操作。兩個信道的第一級段構(gòu)成與輸入時鐘信號的上升沿近似重合(但稍有滯后)的反相信號Q1和Q2。通過根據(jù)采樣時鐘對信號Q1和Q2分別進(jìn)行采樣來構(gòu)成信號Q3和Q4。信號Q5和Q6分別是信號Q3和Q4的延遲副本。與非門共同實現(xiàn)邏輯函數(shù)X=Q3．Q5vQ4．Q6。
在圖5的例子中，圖解的信號均為理想化的方波信號。實際上，信號會具有有限的上升和下降時間。如圖6所示，信號Q1和Q2的有限上升和下降時間以及電路的不同步的可能影響是亞穩(wěn)定性。這里，在一個周期內(nèi)，信號Q3，Q5和信號Q4，Q6均處于一個中間狀態(tài)。產(chǎn)生的電路輸出可能是正確的，也可能是不正確的。但由于判定是開始時的一個“瞬間(close call)”，一次偶然錯誤判定對電路總體操作的影響是可以忽略的。通過增加路徑中的總增益減小了不穩(wěn)定的時間窗口。如果Q3和Q9中的增益足以將差錯概率降低到可以接收的水平，則不需要附加的電路。如果不能，則需要附加電路來增加增益。
為了根據(jù)諸如圖21的電路的捕捉電路產(chǎn)生的數(shù)據(jù)流恢復(fù)出兩個時鐘信號的頻率的比值，提供數(shù)字濾波。較好的是，數(shù)字濾波技術(shù)的一種適用于Sigma-Delta(或Delta-Sigma)A／D轉(zhuǎn)換器的擴展實現(xiàn)可以被直接用于數(shù)字流。并且，通過使用一個適當(dāng)選擇的加權(quán)函數(shù)，可以實現(xiàn)高精確度。
乘積加權(quán)和是FIR濾波器的一個例子。至今為止描述的加權(quán)函數(shù)是數(shù)字濾波理論中FIR濾波器的加權(quán)函數(shù)。但應(yīng)當(dāng)認(rèn)識到，也可以使用IIR濾波器。在FIR數(shù)字濾波過程中，加權(quán)函數(shù)被用于一個數(shù)據(jù)樣本“窗口”以得到在窗口中心的頻率比值的估測。接著窗口被“拾起并移動”到下一個樣本序列。窗口通常會重疊。一個窗口可以包含比如256個樣本。
參照圖7，其中針對一個256樣本窗口示出了兩個可選的加權(quán)函數(shù)。加權(quán)函數(shù)被規(guī)一化，這意味著加權(quán)函數(shù)下面的面積是1。由虛線指示的一個加權(quán)函數(shù)是一個直線固定加權(quán)函數(shù)。由實線指示的另一個加權(quán)函數(shù)是一個三角加權(quán)函數(shù)。加權(quán)函數(shù)是數(shù)字濾波器中的脈沖響應(yīng)函數(shù)。
在圖8和9中分別示出了使用直線加權(quán)函數(shù)和三角加權(quán)函數(shù)進(jìn)行數(shù)字濾波的結(jié)果。在圖8和9的情況下，頻率比值被從0．687以下增加到0．693以上。如圖8所示，在使用直線加權(quán)函數(shù)的情況下，量化信號以其局部平均值等于平均輸入的方式在兩個電平之間振蕩，這兩個電平與輸入相鄰。計算的平均誤差為1772ppm。如圖9所示，在使用三角加權(quán)函數(shù)的情況下，量化信號以83ppm的平均誤差跟蹤輸入。
在圖10中示出了一個使用三角加權(quán)函數(shù)并且可被用來實現(xiàn)期望的數(shù)字濾波的示例性頻率累加器的結(jié)構(gòu)圖。在所示的例子中，頻率累加器使用一個7位計數(shù)器101，一個14位加法器103和一個14位寄存器105。用樣本頻率Fs為7位計數(shù)器提供時鐘。7位計數(shù)器的輸出被提供到加法器的一個輸入。7位計數(shù)器的功能是從0累計到127并且接著從127遞減到0。127的計數(shù)接連出現(xiàn)兩次。使用一個觸發(fā)器107實現(xiàn)這種行為。該觸發(fā)器由樣本頻率Fs提供時鐘。7位加法器的一個最后計數(shù)信號被輸入到觸發(fā)器。觸發(fā)器的輸出被連接到7位計數(shù)器的遞減計數(shù)輸入。
“過采樣”數(shù)據(jù)流被連接到加法器的一個控制輸入。當(dāng)數(shù)據(jù)流的當(dāng)前位為1時，進(jìn)行一次加法。當(dāng)當(dāng)前位為0時，不進(jìn)行加法。加法器的一個進(jìn)位輸入保持為高，從而導(dǎo)致權(quán)數(shù)范圍為1到128。
14位寄存器由樣本頻率Fs提供時鐘。其輸出被提供給加法器的其它輸入。其輸入接收加法器產(chǎn)生的輸出字。14位加法器的功能是為256個時鐘進(jìn)行累加操作。在256個時鐘結(jié)束時，14位加法器的輸出被用作一個針對頻率比值的估測因子。更具體地，在所示的例子中，累加器的輸出等于Rx128x129，其中R是頻率比值估測因子。
上述技術(shù)可以被擴展到相位鑒別。下面會描述各種不同的數(shù)字相位鑒別方法和裝置，其中需要不同的設(shè)計折衷。
第一個方法原理直觀，但計算量較大。參照圖11A，其中使用相同的觀察頻率數(shù)據(jù)流和對應(yīng)于一個三角加權(quán)函數(shù)(圖11B)的相同權(quán)數(shù)集合。首先使用上述技術(shù)確定基準(zhǔn)頻率與采樣頻率在一個相對較長的時間段上的比值。當(dāng)?shù)玫竭@個頻率比值估測因子時，通過以上述方式但以相對較高的速率，即每個樣本周期一次的速率計算相同的頻率估測，從而估測出短期頻率變化。即，在每個樣本周期內(nèi)使用圖10的電路對所有的連續(xù)樣本進(jìn)行估測。計算出各個頻率估測(F)與前面確定的頻率比值(Fr)之間的差值(ΔF)，將該差值乘以一個合適的定標(biāo)系數(shù)k并且進(jìn)行累加以得到一個對應(yīng)的相位估測Pf。(Pf的第一個值是強制選擇的初始條件，選擇該值以便與一個理想估測進(jìn)行比較。實際上，相位可以被初始化成一個基于信號特征的經(jīng)驗知識的值，或者在沒有這種經(jīng)驗知識的情況下，可以在檢測到一個相位變化點時把相位設(shè)置成0。)圖11C中示出了一個把特定波型(實線)的實際相位與使用上述相位估測方法估測出的估測相位(虛線)相比較的相圖模擬。
由于需要以相對較高的速率計算頻率估測，上述“頻率差值”相位估測方法計算量較大。一種“預(yù)合計差值”相位估測方法消除了這種需求。參照圖12A，不用使頻率估測與頻率比值相減，而是使采樣數(shù)據(jù)流本身與頻率比值Fr相減。假定數(shù)據(jù)流是一個只包含1和0的位流，并且假定頻率比值Fr=0．6875，則預(yù)合計差值Y只會具有兩個值中的一個值，即Y=1-0．6875=．3125或Y=0-0．6875=-0．6875。累加Y值以得到對應(yīng)的值PX。通過過濾PX值得到相位估測PPn，其中除了用定標(biāo)系數(shù)k對過濾的值定標(biāo)之外，以和上述涉及構(gòu)成頻率估測(使用圖12B的相同加權(quán)函數(shù))的方式基本相同的方式進(jìn)行過濾。
可以發(fā)現(xiàn)，預(yù)合計差值相位計算在數(shù)學(xué)上與頻率差值相位計算等價。因而圖12C中示出的模擬結(jié)果與圖11C中的相同。但由于在每個相位點上只需要進(jìn)行一次計算，所以在使用預(yù)合計差值相位計算的情況下，硬件實現(xiàn)會大大簡化。圖13示出了這樣一種硬件實現(xiàn)。
圖13的預(yù)合計差值相位估測器通常包含一個第一累加器ACC1，一個類似于前面結(jié)合圖10描述的權(quán)數(shù)產(chǎn)生器的權(quán)數(shù)產(chǎn)生器WG，和一個第二累加器ACC2。
累加器ACC1的功能是產(chǎn)生與觀察的頻率數(shù)據(jù)流的各個位(或在其它實施例中的符號)一致的相位數(shù)字PXi，并且包含一個多路復(fù)用器1301，一個加法器1303和一個寄存器(例如一個16位寄存器)1305。多路復(fù)用器1301根據(jù)X的值從Yi的兩個可能值中選擇一個值并且把Yi提供給加法器1303。寄存器值與Yi相加以構(gòu)成PXi，并且接著被選通到寄存器中。因而加法器1303和寄存器1305累加出PXi值。
接著在累加器ACC2中過濾PXi值，該累加器包含一個乘法器1307，一個加法器1309和一個寄存器1311。乘法器從權(quán)數(shù)產(chǎn)生器WG接收權(quán)數(shù)并且從累加器ACC1接收PXi值。每隔一段時間，例如每隔128個時鐘周期進(jìn)行一次相應(yīng)權(quán)數(shù)和PXi值的相乘和乘積累加以產(chǎn)生一個相位估測因子PP。可以這樣構(gòu)造乘法器，即在累加過程期間向各個乘積提供定標(biāo)系數(shù)k。
使用整數(shù)差值相位計算可以得到一種更加簡單的實現(xiàn)。整數(shù)差值相位計算在數(shù)學(xué)上不和前面的方法等價，但非常接近。參照圖14A，除了觀察頻率數(shù)據(jù)流之外，這個方法使用一個基準(zhǔn)頻率數(shù)據(jù)流，其中在向圖4的捕捉電路提供基準(zhǔn)頻率(具有相同時鐘)的情況下會產(chǎn)生基準(zhǔn)頻率數(shù)據(jù)流。接著根據(jù)整數(shù)差值Xi-Ri構(gòu)成一個連續(xù)累加和Di。在許多諸如圖14和圖15的實際的應(yīng)用中，Di會唯一地具有值1，0和-1。但通過本例可以理解Di具有其它值的一般情況，并且在本描述中包含了這種情況。
通過以和前面描述的方式相同或類似的方式過濾Di值來構(gòu)成相位估測。如圖14B所示，可以使用相同三角加權(quán)函數(shù)。如圖14C所示，整數(shù)差值相位計算方法產(chǎn)生與前面的方法相同的模擬結(jié)果。
參照圖15，在D唯一具有值1，0和-1的情況下，可以大大簡化相應(yīng)的硬件實現(xiàn)(與圖13的硬件實現(xiàn)相比)。
與圖13的實現(xiàn)類似，圖15的整數(shù)差值相位估測器包含一個第一累加器ACC1，一個權(quán)數(shù)產(chǎn)生器WG和一個第二累加器ACC2。累加器ACC1具有與圖13的對應(yīng)結(jié)構(gòu)顯著不同的構(gòu)造。圖15的累加器ACC1包含一個基準(zhǔn)模式產(chǎn)生器1501，一個1位減法器1503，一個2位加法器1505和一個2位寄存器1507。1位減法器從相應(yīng)的X值中減去相應(yīng)的R值。2位加法器和寄存器累加所得到的Di值，如上所述，Di值可以被唯一約束為1，0，-1。
權(quán)數(shù)產(chǎn)生器WG和累加器ACC2與圖13中的基本相同。但由于Di唯一具有值1，0和-1，所以不需要乘法器。如果Di=1，則權(quán)值與累加值相加，如果Di=-1，則減去權(quán)值。(如果Di=0，累加值保持不變。)省去乘法器是圖15的實現(xiàn)的一個獨特優(yōu)點。
另一個相位估測方法被稱作時鐘測量相位計算方法。參照圖16A，在涉及E，X和D的情況下，這個方法類似于前面描述的整數(shù)差值相位計算方法。但這個方法除了基準(zhǔn)頻率數(shù)據(jù)流R之外還使用“時鐘測量”數(shù)字RG，該數(shù)字與圖2中出現(xiàn)的相同。并且，如圖16B所示，使用的加權(quán)函數(shù)明顯不同。使用以下公式得到時鐘測量相位估測值PCPCn=K·(Dn-frac RGn+0.5+ΣiWi·Xi+n-64)]]>在圖16C中示出了使用時鐘測量相位計算方法得到的模擬結(jié)果。
參照圖17，時鐘測量相位估測器通常包含一個第一累加器ACC1，一個權(quán)數(shù)產(chǎn)生器WG和一個第二累加器ACC2。估測器還包含一個合計模塊1701。
累加器模塊ACC1與圖15的累加器模塊ACC1基本相同。但注意基準(zhǔn)模式產(chǎn)生器既產(chǎn)生在累加器ACC1中使用的基準(zhǔn)頻率數(shù)據(jù)流R，也產(chǎn)生被輸入到合計模塊1701的時鐘測量數(shù)據(jù)流RG。
權(quán)數(shù)產(chǎn)生器包含一個計數(shù)器1703和權(quán)數(shù)產(chǎn)生器邏輯1705。
累加器ACC2包含一個加法器1707和一個寄存器1709。當(dāng)X=1時，來自權(quán)數(shù)產(chǎn)生器的權(quán)值被加到寄存器1709的內(nèi)容中。加法器的輸出變成寄存器的新輸入，而寄存器每128個時鐘周期進(jìn)行一次累加操作。
在ACC2的累加操作結(jié)束時，在合計模塊1701中合計ACC1和ACC2的輸出以及對應(yīng)的RG值。
權(quán)利要求
1．一個RF調(diào)制器，包括一個鎖相環(huán)，該鎖相環(huán)包含一個環(huán)路濾波器，把一個基帶調(diào)制信號當(dāng)作輸入信號來接收并且產(chǎn)生一個作為輸出信號的調(diào)制RF信號；一個用于產(chǎn)生注入調(diào)制信號的電路；用于把注入調(diào)制信號在環(huán)路濾波器之后的一個點上注入到鎖相環(huán)的電路；與注入上述注入調(diào)制信號的電路相連，用于控制注入調(diào)制信號的振幅的控制電路。
2．如權(quán)利要求1所述的裝置，其中上述注入電路包含一個自適應(yīng)增益放大器。
3．如權(quán)利要求2所述的裝置，其中上述控制電路包含一個相位解調(diào)器。
4．如權(quán)利要求3所述的裝置，其中上述相位解調(diào)器是數(shù)字式的。
5．如權(quán)利要求4所述的裝置，其中上述控制電路還包括一個比較電路。
6．如權(quán)利要求5所述的裝置，其中比較電路把基帶調(diào)制信號與相位解調(diào)器恢復(fù)出的相位信息信號相比較并且產(chǎn)生一個誤差信號。
7．如權(quán)利要求6所述的裝置，其中上述誤差信號被用來設(shè)置自適應(yīng)增益放大器的增益。
8．如權(quán)利要求1所述的裝置，還包括一個直接數(shù)字合成電路，該電路接收基帶調(diào)制信號，產(chǎn)生一個對應(yīng)的調(diào)制信號，并且把調(diào)制信號提供給鎖相環(huán)。
9．如權(quán)利要求8所述的裝置，其中直接數(shù)字合成電路包含一個數(shù)字控制調(diào)制振蕩器。
10．如權(quán)利要求1所述的裝置，其中上述鎖相環(huán)包含一個除N計數(shù)器。
11．如權(quán)利要求1所述的裝置，其中上述鎖相環(huán)包含一個下變轉(zhuǎn)換器。
12．如權(quán)利要求1所述的裝置，其中還包括一個與鎖相環(huán)的輸出信號相連的振幅調(diào)制級段。
13．產(chǎn)生調(diào)制RF信號中精確并且穩(wěn)定的相位偏移的方法，其中包括的步驟有使用一個基帶調(diào)制信號產(chǎn)生一個調(diào)制信號；把調(diào)制信號當(dāng)作基準(zhǔn)信號提供給一個鎖相環(huán)；自動導(dǎo)出一個自適應(yīng)增益系數(shù)并且把自適應(yīng)增益系數(shù)提供給基帶調(diào)制信號以產(chǎn)生一個注入信號，并且把注入信號注入到鎖相環(huán)中；其中注入信號對鎖相環(huán)進(jìn)行補償，從而部分消除基帶調(diào)制信號引入的調(diào)制。
14．如權(quán)利要求13所述的裝置，其中自動導(dǎo)出一個自適應(yīng)增益系數(shù)包括根據(jù)鎖相環(huán)的一個輸出信號恢復(fù)出相位信息；比較相位信息和基帶調(diào)制信號，并且產(chǎn)生一個誤差信號，從而根據(jù)誤差信號導(dǎo)出自適應(yīng)增益系數(shù)。
全文摘要
一個允許得到精確穩(wěn)定的相位偏移的RF調(diào)制器。調(diào)制器用戶使用一個PLL結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)包含一個輔助前饋路徑,該路徑包含一個自適應(yīng)增益放大器(411),該放大器被用來把一個調(diào)制信號注入到一個環(huán)路濾波器(403)之后的一個點上的PLL中。一個相位解調(diào)器(419)根據(jù)PLL相位調(diào)制的輸出進(jìn)行恢復(fù),其中在一個比較器(417)中把PLL相位信息與調(diào)制信號的相位信息相比較。得到的誤差信號被用來控制自適應(yīng)增益放大器(411)的增益。調(diào)制器補償VCO(405)和PLL的其它分量的變化。
文檔編號H04L27/20GK1294775SQ99804405
公開日2001年5月9日 申請日期1999年2月23日 優(yōu)先權(quán)日1998年2月23日
發(fā)明者厄爾·W·邁丘恩, 溫德爾·桑德 申請人:特羅皮亞恩公司