專利名稱：正交頻分復(fù)用通信裝置及正交頻分復(fù)用通信方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)方式的移動通信中使用的通信裝置及通信方法。
下面使用

圖1及圖2來說明現(xiàn)有OFDM方式的移動通信中使用的通信裝置(以下稱為“OFDM通信裝置”)。圖1是現(xiàn)有OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖，圖2是OFDM方式的無線通信中幀格式的示意圖。
首先，使用圖1來說明現(xiàn)有OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)。向正交檢波器101輸入基帶信號。該基帶信號是用未圖示的無線接收部對經(jīng)未圖示的天線接收到的信號進(jìn)行通常的無線接收處理所得的信號。正交檢波器101由后述的振蕩器114輸出的本地信號控制，對輸入的基帶信號進(jìn)行正交檢波處理。LPF(模擬低通濾波器)102、103除去正交檢波處理所得的信號的無用頻率分量。A/D變換器104、105將除去無用頻率分量的模擬信號變換為數(shù)字信號。
FFT(Fast Fourier Transform(快速付立葉變換)；以下稱為“FFT”)電路106以后述的定時(shí)產(chǎn)生部116的輸出信號為觸發(fā)，對A/D變換過的信號進(jìn)行FFT處理。解調(diào)部107對FFT處理過的信號進(jìn)行解調(diào)。判定部108進(jìn)行解調(diào)信號的判定。
延遲器109、110對A/D變換過的信號進(jìn)行延遲。復(fù)數(shù)乘法器111使用A/D變換過的信號及延遲過的信號進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。乘法器112對復(fù)數(shù)乘法器111所得的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果進(jìn)行乘法，將乘法結(jié)果輸出到最大值檢測部115及頻偏檢測部113。
最大值檢測部115檢測乘法器112所得的乘法結(jié)果的最大值。定時(shí)產(chǎn)生部116在最大值檢測部115檢測出最大值時(shí)，將表示開始FFT處理的信號輸出到FFT電路106。
頻偏檢測部113使用乘法器112所得的乘法結(jié)果，計(jì)算頻偏補(bǔ)償所需的頻偏，并且輸出到振蕩器114。振蕩器114將實(shí)施頻偏補(bǔ)償?shù)谋镜匦盘栞敵龅秸粰z波器101。
下面，說明現(xiàn)有OFDM通信裝置的操作。經(jīng)未圖示的天線輸入的信號由未圖示的無線接收部進(jìn)行通常的無線接收處理，成為基帶信號。該基帶信號由正交檢波器101進(jìn)行正交檢波處理。正交檢波器101進(jìn)行過正交檢波處理的基帶信號由LPF 102、103除去無用頻率分量，由A/D變換器104、105變換為數(shù)字信號，成為數(shù)字基帶信號。
數(shù)字基帶信號由FFT電路106進(jìn)行FFT處理，得到分配給各副載波的信號。FFT電路106進(jìn)行過FFT處理的信號由解調(diào)部107進(jìn)行解調(diào)，進(jìn)而由判定部108進(jìn)行判定，成為解調(diào)信號。
OFDM方式的移動通信中的通信裝置為了與發(fā)送端的基站保持符號同步以開始FFT，需要取得定時(shí)。下面，就符號同步確立進(jìn)行說明。
在OFDM方式的移動通信中，一般如圖2所示，使用在各符號的AGC(增益控制)符號后插入的同步符號、和與其為同一信號的相位基準(zhǔn)符號來確立符號同步。在相位基準(zhǔn)符號后，接續(xù)有保護(hù)區(qū)間及有效符號。
首先，復(fù)數(shù)乘法器111對FFT處理前的信號、以及由延遲器109、110將FFT處理前的信號延遲1個(gè)符號(單位符號)所得的信號進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。
其次，復(fù)數(shù)乘法器111的輸出由累積器112進(jìn)行累積。如上所述，由于同步符號和相位基準(zhǔn)符號的波形相同，所以累積結(jié)果在各保護(hù)區(qū)間的開始定時(shí)處產(chǎn)生峰值。該峰值時(shí)的累積結(jié)果由最大值檢測部115進(jìn)行檢測。此后，將表示最大值檢測部115檢測出最大值的信號送至定時(shí)產(chǎn)生部116。接收到該信號的定時(shí)產(chǎn)生部116將表示開始FFT處理的信號送至FFT電路106。FFT電路106接收定時(shí)產(chǎn)生部116的信號，開始FFT處理。
通過以上操作，OFDM方式的移動通信中的通信裝置能夠確立符號同步，并且取得FFT開始定時(shí)。
此外，在OFDM方式的移動通信中，由于頻偏引起的接收特性惡化的影響非常大，所以進(jìn)行頻偏補(bǔ)償。下面，說明頻偏補(bǔ)償?shù)牟僮鳌?br> 在OFDM方式的移動通信中，一般使用上述圖2所示的同步符號和相位基準(zhǔn)符號來進(jìn)行頻偏補(bǔ)償。
首先，如前所述，復(fù)數(shù)乘法器111對FFT處理前的信號、以及延遲器109、110將FFT處理前的信號延遲1個(gè)符號(單位符號)所得的信號進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)乘法結(jié)果由累積器112進(jìn)行累積，送至頻偏檢測部113。
在頻偏檢測部113中，使用累積器112的累積結(jié)果，算出相位旋轉(zhuǎn)量，由該相位旋轉(zhuǎn)量來算出頻偏。該頻偏被送至振蕩器114。
在振蕩器114中，使用頻偏檢測部113送來的頻偏，生成施加過頻偏補(bǔ)償?shù)谋镜匦盘?，送至正交檢波器101。正交檢波器101由振蕩器114送來的本地信號控制，進(jìn)行正交檢波處理。
通過以上操作，OFDM方式的移動通信中的通信裝置防止了頻偏引起的接收特性惡化。
然而，在現(xiàn)有裝置中，有以下問題。即，如圖3所示，在多徑環(huán)境下，OFDM通信裝置在主波以外，還接收延遲波1～延遲波n的n個(gè)延遲波。由此，主波中的同步符號受到各延遲波的n個(gè)AGC符號的干擾。即，主波中的同步符號由于具有與延遲波1～延遲波n中的AGC符號在時(shí)間上重疊的部分，所以受到干擾。
特別是在各延遲波的延遲時(shí)間短的情況下，由于延遲波的電平高，所以主波中的同步符號、更詳細(xì)地說是該同步符號的前半部分受到的符號間干擾的影響很大。
因此，在前述頻偏補(bǔ)償時(shí)，在將所有同步符號用于累積處理的情況下，存在頻偏檢測精度惡化的問題。
本發(fā)明的目的在于提供一種OFDM通信裝置，在多徑環(huán)境下，提高頻偏的檢測精度。
該目的是通過只將同步符號中符號間干擾的影響小的部分用作頻偏而實(shí)現(xiàn)的。
為此，本發(fā)明提供一種OFDM通信裝置，包括延遲部件，將接收信號延遲單位符號；乘法部件，進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；累積部件，在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及頻偏計(jì)算部件，根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
本發(fā)明還提供一種包括上述OFDM通信裝置的基站裝置。
本發(fā)明還提供一種包括上述OFDM通信裝置的通信終端裝置。
本發(fā)明還提供一種OFDM通信方法，包括下述步驟將接收信號延遲單位符號；進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
通過下面結(jié)合示例性地示出一例的附圖進(jìn)行的描述，本發(fā)明的上述和其他目的和特色將會變得更加明顯，其中
圖1是現(xiàn)有OFDM方式的移動通信中通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖2是OFDM方式的移動通信中幀格式的示意圖；圖3是現(xiàn)有OFDM方式的移動通信中通信裝置接收到的信號波的示意圖；圖4是本發(fā)明實(shí)施例1的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖5是本發(fā)明實(shí)施例1的OFDM通信裝置的延遲器所得的接收信號延遲結(jié)果的示意圖；圖6是本發(fā)明實(shí)施例2的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖7是本發(fā)明實(shí)施例2的OFDM通信裝置中第3累積器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖8是本發(fā)明實(shí)施例3的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖9是本發(fā)明實(shí)施例3的OFDM通信裝置中第4累積器的累積范圍的示意圖；圖10是本發(fā)明實(shí)施例4的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖11是本發(fā)明實(shí)施例4的OFDM通信裝置中第5累積器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖12是本發(fā)明實(shí)施例5的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖13是本發(fā)明實(shí)施例6的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖14是本發(fā)明實(shí)施例6的OFDM通信裝置中第6累積器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖15是本發(fā)明實(shí)施例7的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。
下面，參照附圖詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施例。
(實(shí)施例1)圖4是本發(fā)明實(shí)施例1的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。
未圖示的無線接收部對經(jīng)未圖示的天線接收到的信號進(jìn)行通常的無線接收處理，得到基帶信號。正交檢波器401由后述的振蕩器414輸出的本地信號控制，對無線接收部輸出的基帶信號進(jìn)行正交檢波處理。進(jìn)而，正交檢波器401將進(jìn)行過正交檢波處理的基帶信號分離為同相分量(以下稱為“I分量”)和正交分量(以下稱為“Q分量”)并且輸出。
LPF 402及LPF 403分別對正交檢波器401進(jìn)行過正交檢波處理的信號的I分量及Q分量除去無用頻率分量。A/D變換器404及A/D變換器405分別將LPF 402及LPF 403除去無用除去分量的模擬信號變換為數(shù)字信號。
FFT電路406將后述的定時(shí)產(chǎn)生部417的輸出信號作為觸發(fā)，對A/D變換器404及A/D變換器405分別變換為數(shù)字信號的I分量及Q分量信號進(jìn)行FFT處理。
解調(diào)部407對FFT電路406進(jìn)行過FFT處理的I分量及Q分量信號進(jìn)行解調(diào)。判定部408進(jìn)行解調(diào)部407解調(diào)出的信號的判定。
延遲器410及延遲器409對A/D變換器404及A/D變換器405分別變換為數(shù)字信號的I分量及Q分量信號進(jìn)行延遲。
復(fù)數(shù)乘法器411輸入A/D變換器404及A/D變換器405分別變換為數(shù)字信號的I分量及Q分量、以及延遲器410及延遲器409分別延遲過的I分量及Q分量信號。此外，復(fù)數(shù)乘法器411使用如上所述輸入的信號進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，將乘法結(jié)果輸出到第1累積器415及第2累積器412。
第1累積器415及第2累積器412累積復(fù)數(shù)乘法器411所得的乘法結(jié)果。此外，第1累積器415和第2累積器412分別用不同的方法進(jìn)行累積。第1累積器415及第2累積器412的具體累積方法將后述。
最大值檢測部416檢測第1累積器415所得的累積結(jié)果的最大值。定時(shí)產(chǎn)生部417在最大值檢測部416檢測出最大值時(shí)，將表示開始前述FFT處理的信號輸出到FFT電路406。
頻偏檢測部413使用第2累積器412所得的累積結(jié)果，計(jì)算頻偏補(bǔ)償所需的頻偏，輸出到振蕩器414。振蕩器414使用頻偏檢測部413輸出的頻偏，生成施加過頻偏補(bǔ)償?shù)谋镜匦盘枺敵龅秸粰z波器401。
下面，說明上述結(jié)構(gòu)的OFDM通信裝置的操作。
經(jīng)未圖示的天線輸入的信號由未圖示的無線接收部進(jìn)行通常的無線接收處理，得到基帶信號。該基帶信號由正交檢波器401進(jìn)行正交檢波處理后，分離為I分量和Q分量。
正交檢波器401進(jìn)行過正交檢波處理的I分量及Q分量分別由LPF 402及LPF 403除去無用頻率分量后，分別由A/D變換器404及A/D變換器405變換為數(shù)字信號，成為數(shù)字基帶信號。
A/D變換器404及A/D變換器405輸出的數(shù)字基帶信號的I分量及Q分量分別由FFT電路406進(jìn)行FFT處理，得到分配給各副載波的信號。FFT電路406輸出的I分量及Q分量由解調(diào)部407進(jìn)行解調(diào)。解調(diào)部407解調(diào)出的信號由判定部408進(jìn)行判定，成為解調(diào)信號。
本實(shí)施例的OFDM接收裝置為了與發(fā)送端的基站裝置保持符號同步以開始FFT，需要取得定時(shí)。下面，就符號周期進(jìn)行說明。
本實(shí)施例的OFDM通信裝置接收圖2所示幀格式的信號。如圖2所示，在先頭的AGC符號后，接續(xù)有同步符號、和與其為同一信號的相位基準(zhǔn)符號，進(jìn)而接續(xù)有保護(hù)區(qū)間和有效符號。
本實(shí)施例的OFDM通信裝置使用上述同步符號和相位基準(zhǔn)符號，確立符號同步。
首先，復(fù)數(shù)乘法器411使用FFT處理前的信號的I分量及Q分量進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，將乘法結(jié)果輸出到第1累積器415，同時(shí)使用延遲器409及延遲器410將FFT處理前的信號延遲1個(gè)符號所得的I分量及Q分量進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，將乘法結(jié)果輸出到第1累積器415。其次，第1累積器415累積復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果。這里，使用圖5來說明第1累積器415的累積結(jié)果。
圖5是實(shí)施例1的OFDM通信裝置的延遲器所得的接收信號的延遲結(jié)果的示意圖。
圖中，上部示出FFT處理前的接收信號，而下部示出延遲器409將FFT處理前的接收信號延遲1個(gè)符號所得狀態(tài)的接收信號。雖然未圖示，上部及下部接收信號中的同步符號前附加有AGC符號。由圖中可以看出，從時(shí)間T1到時(shí)間T4，上部接收信號中的相位基準(zhǔn)符號、和下部延遲過的接收信號中的同步符號處于重疊的關(guān)系。
根據(jù)上述關(guān)系，第1累積器415的累積結(jié)果在延遲過的接收信號中的相位基準(zhǔn)符號處產(chǎn)生峰值。該峰值時(shí)的累積結(jié)果由最大值檢測部416檢測。此后，最大值檢測部416將表示檢測出最大值的信號送至定時(shí)產(chǎn)生部417。接收到該信號的定時(shí)產(chǎn)生部417將表示開始FFT處理的信號送至FFT電路406。FFT電路406接收來自定時(shí)產(chǎn)生部417的信號，開始FFT處理。
通過以上操作，本實(shí)施例的OFDM方式通信裝置能夠確立符號同步，并且取得FFT開始定時(shí)。
此外，本實(shí)施例的OFDM通信裝置使用上述同步符號和相位基準(zhǔn)符號，進(jìn)行頻偏補(bǔ)償。下面，就頻偏補(bǔ)償進(jìn)行說明。
首先，第2累積器412累積上述復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果。第2累積器412的具體累積方法如下所述。
如圖5所示，上部接收信號中同步符號的先頭部分受到延遲波中AGC符號干擾的可能性很高。即，即使在將該上部接收信號延遲1個(gè)符號所得的下部信號中，同步符號的先頭部分受到上述干擾的可能性也很高。因此，如果將下部信號中的同步符號的先頭部分用于這里說明的偏差補(bǔ)償，則精度下降。
根據(jù)上述理由，第2累積器412不使用受到延遲波干擾的部分，而是從圖示的時(shí)間T2直至?xí)r間T4，累積復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果。這里，是就第2累積器412從時(shí)間T2開始累積的例子來說明的，但是開始累積的時(shí)間也可以根據(jù)延遲波干擾的程度來適當(dāng)變更。以上是第2累積器的累積方法。
其次，第2累積器412的累積結(jié)果被送至頻偏檢測部413。在頻偏檢測部413中，使用第2累積器412的累積結(jié)果，算出相位旋轉(zhuǎn)量，由該相位旋轉(zhuǎn)量來算出頻偏。該頻偏被送至振蕩器414。
在振蕩器414中，使用頻偏檢測部413送來的頻偏，生成施加過頻偏補(bǔ)償?shù)谋镜匦盘枺摫镜匦盘柋凰椭琳粰z波器401。正交檢波器401由振蕩器414送來的本地信號控制，進(jìn)行正交檢波處理。
通過以上操作，本實(shí)施例的OFDM通信裝置進(jìn)行頻偏補(bǔ)償。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例的OFDM通信裝置，第2累積器412在頻偏補(bǔ)償時(shí)使用的相位基準(zhǔn)符號及同步符號中，不累積受到延遲波干擾的部分的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果，所以頻偏檢測部413能夠檢測出正確的頻偏。因此，即使在多徑環(huán)境下，也能夠進(jìn)行高精度的頻偏補(bǔ)償。
(實(shí)施例2)實(shí)施例2是實(shí)施例1中符號同步用的第1累積器415、和頻偏補(bǔ)償用的第2累積器412的操作共用1個(gè)累積器的實(shí)施例。
圖6是本實(shí)施例2的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。本實(shí)施例的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)除了用第3累積器601取代第1累積器415及第2累積器412這一點(diǎn)外，與實(shí)施例1的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)相同，所以對圖6中與圖4相同的結(jié)構(gòu)，附以與圖4相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
下面，使用圖7來說明第3累積器601的結(jié)構(gòu)。圖7是實(shí)施例2的OFDM通信裝置中第3累積器601的結(jié)構(gòu)方框圖。
在圖7中，延遲器701a1將圖6所示的復(fù)數(shù)乘法器411送來的乘法結(jié)果(以下稱為“復(fù)數(shù)乘法結(jié)果”)延遲采樣周期T并輸出到延遲器701a2。延遲器701a2將延遲器701a1輸出的信號延遲采樣周期T并輸出到延遲器701a3。同樣，延遲器701aM將延遲器701aM-1輸出的信號延遲采樣周期T并輸出到延遲器701aM+1。此外，延遲器701aN將延遲器701aN-1輸出的信號延遲采樣周期T并輸出到加法器701bN。
加法器701b1將復(fù)數(shù)乘法結(jié)果和延遲器701a1輸出的信號相加，輸出到加法器701b2。加法器701b2將加法器701b1輸出的信號和延遲器402a1輸出的信號相加，輸出到加法器701b3。同樣，加法器701bM將加法器701bM-1輸出的信號和延遲器701aM輸出的信號相加，輸出到加法器701bM+1和頻偏檢測部413。此外，加法器701bN將加法器701bN-1輸出的信號和延遲器701aN輸出的信號相加，輸出到圖6所示的最大值檢測部416。
下面，再次參照圖5來說明上述結(jié)構(gòu)的第3累積器601的操作。
首先，T1時(shí)間中的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果由圖6所示的復(fù)數(shù)乘法器411輸入到第3累積器601。T1時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果被輸入到延遲器701a1和加法器701b1。
在經(jīng)過T時(shí)間的時(shí)刻，即在(T1+T)時(shí)間，T1時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果由延遲器701a1輸入到延遲器701a2和加法器701b1。同時(shí)，由復(fù)數(shù)乘法器411向第3累積器601輸入(T1+T)時(shí)間中的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果。因此，從加法器701b1輸出將T1時(shí)間和(T1+T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果相加所得的結(jié)果。
進(jìn)而，在經(jīng)過T時(shí)間的時(shí)刻，即在(T1+2×T)時(shí)間，T1時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果由延遲器701a2輸入到延遲器701a3和加法器701b2。同時(shí)，復(fù)數(shù)乘法器411向第3累積器601輸入(T1+2×T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果。因此，從加法器701b2輸出將T1時(shí)間、(T1+T)時(shí)間和(T1+2×T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果相加所得的結(jié)果。此外，從加法器701b1輸出將(T1+T)時(shí)間和(T1+2×T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果相加所得的結(jié)果。
同樣，在從T1時(shí)間起經(jīng)過(N×T)時(shí)間的時(shí)刻，即在(T1+N×T)時(shí)間，T1時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果從延遲器701aN輸出，輸入到加法器701bN。同時(shí)，復(fù)數(shù)乘法器411向第3累積器601輸入(T1+N×T)時(shí)間中的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果。因此，從加法器701bN輸出將從T1時(shí)間到(T1+N×T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果相加所得的結(jié)果。此外，從加法器701bM輸出將從(T1+M×T)時(shí)間到(T1+N×T)時(shí)間的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果相加所得的結(jié)果。
這里，在第3累積器601中，為了滿足下式，設(shè)有N個(gè)延遲器701a1～701aN、及N個(gè)加法器701b1～701bN，所以從時(shí)間T1到時(shí)間T4的累積結(jié)果被送至最大值檢測部416。
T4-T1＝N×T (1)進(jìn)而，在第3累積器601中，為了滿足下式，選擇了用于向頻偏檢測部413輸出累積結(jié)果的加法器701bM，所以從時(shí)間T2到時(shí)間T4的累積結(jié)果被送至頻偏檢測部413。
T4-T2＝M×T (2)因此，第3累積器601進(jìn)行控制，使得只在時(shí)間T4的時(shí)刻，將加法器701bN的累積結(jié)果輸出到最大值檢測部416，并且將加法器701bM的累積結(jié)果輸出到頻偏檢測部413，所以能夠輸出最適合上述符號同步及頻偏補(bǔ)償?shù)睦鄯e結(jié)果。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，第3累積器601能夠分別輸出不同的累積結(jié)果，所以能夠兼?zhèn)浞柾接美鄯e器、和頻偏補(bǔ)償用累積器的功能。因此，能夠減小OFDM方式的接收裝置的硬件規(guī)模。
(實(shí)施例3)實(shí)施例3是不使實(shí)施例1中頻偏補(bǔ)償用的累積器累積符號同步誤差引起的部分的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果的實(shí)施例。
圖8是實(shí)施例3的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。本實(shí)施例的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)除了用第4累積器801取代第2累積器412這一點(diǎn)外，與實(shí)施例1的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)相同，所以對圖8中與圖4相同的結(jié)構(gòu)附以相同的符號，并且省略其說明。
下面，使用圖9來說明第4累積器801的結(jié)構(gòu)。圖9是實(shí)施例3的OFDM通信裝置中第4累積器801的累積范圍的示意圖。
經(jīng)未圖示的天線接收到的接收信號受到多徑環(huán)境下多個(gè)延遲波的干擾，所以有可能產(chǎn)生符號同步誤差。因此，圖9所示的上部接收信號中相位基準(zhǔn)符號的終端部分，本來有可能是保護(hù)區(qū)間。因此，在頻偏補(bǔ)償中的復(fù)數(shù)乘法時(shí)使用該部分的情況下，乘法結(jié)果將產(chǎn)生誤差，進(jìn)而不能檢測出正確的頻偏。
因此，第4累積器801將上部相位基準(zhǔn)符號中從時(shí)間T3到時(shí)間T4的部分看作含符號同步誤差的部分，將從時(shí)間T2到時(shí)間T3的范圍的累積結(jié)果輸出到圖8所示的頻偏檢測部413。由此，頻偏檢測部413能夠檢測出正確的頻偏。上述相位基準(zhǔn)符號中看作包含符號同步誤差的部分可以根據(jù)多徑的程度來適當(dāng)變更。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，第4累積器801不累積包含符號同步誤差的部分的復(fù)數(shù)乘法結(jié)果，所以頻偏補(bǔ)償檢測部413能夠檢測出正確的頻偏。
(實(shí)施例4)
實(shí)施例4是實(shí)施例3中符號同步用的第1累積器415、和頻偏補(bǔ)償用第4累積器801的操作共用1個(gè)累積器的實(shí)施例。
圖10是實(shí)施例4的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。本實(shí)施例的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)除了用第5累積器1001取代第1累積器415及第4累積器801這一點(diǎn)外，與實(shí)施例3的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)相同，所以對圖10中與圖8相同的結(jié)構(gòu)附以與圖8相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
下面，使用圖11來說明第5累積器1001的結(jié)構(gòu)。圖11是實(shí)施例4的OFDM通信裝置中第5累積器1001的結(jié)構(gòu)方框圖。
第5累積器1001的結(jié)構(gòu)除了附加減法器802這一點(diǎn)外，與實(shí)施例2的第3累積器601(圖7)的結(jié)構(gòu)相同，所以，對圖11中與圖7相同的結(jié)構(gòu)附以與圖7相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
減法器802將加法器1101bL的累積結(jié)果、和加法器1101bM的累積結(jié)果的減法結(jié)果輸出到頻偏檢測部413。這里，使用圖9來說明從加法器1101a1～1101aN中選擇加法器1101bL和加法器1101bM的方法。
首先，為了滿足下式，加法器1101bL被選擇。
T4-T3＝L×T(3)由此，加法器1101bL將從時(shí)間T3到時(shí)間T4的累積結(jié)果輸出到減法器802。
進(jìn)而，為了滿足下式，加法器1101bM被選擇。
T4-T2＝M×T(4)由此，加法器1101bM將從時(shí)間T2到時(shí)間T4的累積結(jié)果輸出到減法器802。
因此，減法器802將如上所述選擇出的加法器1101bL的累積結(jié)果、和加法器1101bM的累積結(jié)果相減。即，減法器802輸出從時(shí)間T2到時(shí)間T3的累積結(jié)果。只是，減法器802向頻偏檢測部413輸出減法結(jié)果的定時(shí)是如前所述、時(shí)間T1中的復(fù)數(shù)減法結(jié)果從圖11中的延遲器1101aN輸出的時(shí)刻。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，第5累積器1001能夠向最大值檢測部416輸出從時(shí)間T1到時(shí)間T4的累積結(jié)果，同時(shí)向頻偏檢測部413輸出從時(shí)間T2到時(shí)間T3的累積結(jié)果。因此，第5累積器1001能夠兼?zhèn)浞柾接玫睦鄯e器、和考慮了同步符號誤差的頻偏補(bǔ)償用的累積器的功能。
(實(shí)施例5)
實(shí)施例5是根據(jù)線路品質(zhì)、通過變化頻偏補(bǔ)償時(shí)復(fù)數(shù)乘法結(jié)果的累積范圍來檢測正確的頻偏的實(shí)施例。
圖12是實(shí)施例5的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。在圖12中，對與實(shí)施例1(圖4)相同的結(jié)構(gòu)附以與圖4相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。此外，圖12中的第4累積器801與實(shí)施例3相同，所以省略其詳細(xì)說明。
在線路品質(zhì)惡劣的情況下，多徑影響造成的符號同步誤差變大，所以使用解調(diào)信號的判定誤差來測定線路品質(zhì)，根據(jù)線路品質(zhì)來變化頻偏補(bǔ)償時(shí)復(fù)數(shù)乘法結(jié)果的累積范圍。
減法器1201將解調(diào)部407所得的解調(diào)信號、和該解調(diào)信號由判定部408判定所得的信號的相減結(jié)果(延遲分散)輸出到判定器1202。判定器1202判定減法器1201輸出的減法結(jié)果比適當(dāng)設(shè)定的閾值大還是小。
進(jìn)而，判定器1202在上述減法結(jié)果比閾值大(延遲分散大)的情況下，即，在線路品質(zhì)惡劣、多徑影響造成的符號同步誤差大的情況下，控制開關(guān)1203，使得將復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果輸出到第4累積器801。同時(shí)，判定器1202控制開關(guān)1204，使得將第4累積器801所得的累積結(jié)果輸出到頻偏檢測部413。
相反，判定器1202在上述減法結(jié)果比閾值小(延遲分散小)的情況下，即，在線路品質(zhì)良好的情況下，控制開關(guān)1203，使得將復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果輸出到第2累積器412。同時(shí)，判定器1202控制開關(guān)1204，使得將第2累積器412所得的累積結(jié)果輸出到頻偏檢測部413。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，判定器1202根據(jù)線路品質(zhì)，選擇第2累積器412或第4累積器801中的某個(gè)，所以即使在線路品質(zhì)變化的情況下，也能夠檢測出正確的頻偏。
在本實(shí)施例中，作為累積器，是就選擇第2累積器412及第4累積器801的情況進(jìn)行說明的，但是本發(fā)明不限于此，也能夠適用于準(zhǔn)備多個(gè)在不同累積范圍內(nèi)進(jìn)行累積的累積器、根據(jù)線路品質(zhì)從這些累積器中進(jìn)行選擇的情況。
(實(shí)施例6)實(shí)施例6是實(shí)施例5中頻偏補(bǔ)償用的2個(gè)累積器的操作共用1個(gè)累積器的實(shí)施例。
圖13是實(shí)施例6的OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。在圖13中，對與實(shí)施例5(圖12)相同的結(jié)構(gòu)附以與圖12相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
下面，使用圖14來說明第6累積器1301的結(jié)構(gòu)。圖14是實(shí)施例6的OFDM通信裝置中第6累積器1301的結(jié)構(gòu)方框圖。在圖14中，對與實(shí)施例4中第5累積器(圖11)相同的結(jié)構(gòu)附以相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
開關(guān)1401根據(jù)來自判定器1202的控制信號，只將加法器1101bM的累積結(jié)果、或者將加法器1101bM的累積結(jié)果和加法器1101bL的累積結(jié)果的相減結(jié)果中的某個(gè)輸出到頻偏檢測部413。加法器1101bM及加法器1101bL的選擇方法及累積結(jié)果與上述相同，所以省略其說明。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，第6累積器1301根據(jù)線路品質(zhì)來變更復(fù)數(shù)乘法結(jié)果的累積范圍，所以即使在線路品質(zhì)變化的情況下，也能夠檢測出正確的頻偏。
(實(shí)施例7)實(shí)施例7是提高實(shí)施例5及實(shí)施例6中線路品質(zhì)判定精度的實(shí)施例。
圖15是實(shí)施例7中OFDM通信裝置的結(jié)構(gòu)方框圖。在圖15中，對與實(shí)施例6(圖13)相同的結(jié)構(gòu)，附以與圖13相同的符號，并且省略其詳細(xì)說明。
平均部1501對減法器1201輸出的減法結(jié)果進(jìn)行平均，輸出到判定器1202。由此，能夠削除減法器1201所得的減法結(jié)果、即線路品質(zhì)的測定結(jié)果的峰值，所以能夠更加正確地測定線路品質(zhì)。判定器1202判定平均部1501輸出的結(jié)果比適當(dāng)設(shè)定的閾值大還是小。以下的操作與前述相同，所以省略其說明。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，平均部1501對線路品質(zhì)的測定結(jié)果取平均，進(jìn)而，判定器1202根據(jù)該平均的結(jié)果，來變化頻偏補(bǔ)償時(shí)復(fù)數(shù)乘法結(jié)果的累積范圍，所以即使在線路品質(zhì)變化的情況下，也能夠檢測出更加正確的頻偏。
本發(fā)明的OFDM通信裝置包括；延遲部件，將接收信號延遲單位符號；乘法部件，進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；累積部件，在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及頻偏計(jì)算部件，根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)比單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏，所以能夠提高多徑環(huán)境下的頻偏檢測精度。
在本發(fā)明的OFDM通信裝置中，上述頻偏累積期間是上述單位符號期間的后半。
根據(jù)本發(fā)明，能夠抑制延遲波的干擾造成的影響，能夠進(jìn)一步提高頻偏檢測精度。
本發(fā)明的OFDM通信裝置包括品質(zhì)測定部件，測定接收信號的線路品質(zhì)；以及累積期間變更部件，根據(jù)測定的線路品質(zhì)來改變上述頻偏累積期間的長度。
根據(jù)本發(fā)明，能夠根據(jù)線路品質(zhì)，即根據(jù)延遲分散來選擇最佳的積分頻帶，所以能夠自適應(yīng)地提高頻偏檢測精度。特別是，通過共用符號同步中使用的累積部件、和頻偏用的累積部件，能夠削減硬件規(guī)模。
本發(fā)明的OFDM通信裝置包括平均部件，對測定的線路品質(zhì)的結(jié)果進(jìn)行平均。
根據(jù)本發(fā)明，由于對測定的線路品質(zhì)的結(jié)果進(jìn)行平均，所以能夠削除品質(zhì)結(jié)果的峰值，能夠提高線路品質(zhì)的精度。由此，能夠選擇更佳的積分頻帶。
本發(fā)明的基站裝置包括上述任一個(gè)OFDM通信裝置。此外，本發(fā)明的通信終端裝置包括上述任一個(gè)OFDM通信裝置。
根據(jù)本發(fā)明，能夠進(jìn)一步提高頻偏檢測精度，所以能夠良好地進(jìn)行多徑環(huán)境下的無線通信。
本發(fā)明的OFDM通信方法包括下述步驟將接收信號延遲單位符號；進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)比單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏，所以能夠提高多徑環(huán)境下的頻偏檢測精度。
本發(fā)明的OFDM通信方法包括下述步驟測定接收信號的線路品質(zhì)；以及根據(jù)測定的線路品質(zhì)來改變上述頻偏累積期間的長度。
根據(jù)本發(fā)明，能夠根據(jù)線路品質(zhì)，即根據(jù)延遲分散來選擇最佳的積分頻帶，所以能夠自適應(yīng)地提高頻偏檢測精度。
此外，本發(fā)明的OFDM通信裝置能夠適用于無線通信系統(tǒng)中的基站裝置或移動臺裝置等通信終端裝置。由此，能夠進(jìn)一步提高頻偏檢測精度，能夠良好地進(jìn)行多徑環(huán)境下的無線通信。
本發(fā)明并不限于上述實(shí)施例，在不脫離本發(fā)明范圍的情況下，可以進(jìn)行各種變形和修改。
本說明書基于平成10年11月6日申請的特愿平10-316699號。其內(nèi)容包含于此。
權(quán)利要求
1.一種OFDM通信裝置，包括延遲部件，將接收信號延遲單位符號；乘法部件，進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；累積部件，在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及頻偏計(jì)算部件，根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
2.如權(quán)利要求1所述的OFDM通信裝置，其中，上述頻偏累積期間是上述單位符號期間的后半。
3.如權(quán)利要求1所述的OFDM通信裝置，包括品質(zhì)測定部件，測定接收信號的線路品質(zhì)；以及累積期間變更部件，根據(jù)測定的線路品質(zhì)來改變上述頻偏累積期間的長度。
4.如權(quán)利要求1所述的OFDM通信裝置，包括平均部件，對測定的線路品質(zhì)的結(jié)果進(jìn)行平均。
5.一種包括OFDM通信裝置的基站裝置，上述OFDM通信裝置包括延遲部件，將接收信號延遲單位符號；乘法部件，進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；累積部件，在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及頻偏計(jì)算部件，根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
6.一種包括OFDM通信裝置的通信終端裝置，上述OFDM通信裝置包括延遲部件，將接收信號延遲單位符號；乘法部件，進(jìn)行上述接收信號、法，包括下述步驟將接收信號延遲單位符號；進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
7.一種OFDM通信方法，包括下述步驟將接收信號延遲單位符號；進(jìn)行上述接收信號、和延遲過單位符號的接收信號之間的乘法處理；在單位符號期間累積該乘法結(jié)果；以及根據(jù)比上述單位符號期間短的頻偏累積期間的累積結(jié)果來求頻偏。
8.如權(quán)利要求7所述的OFDM通信方法，包括下述步驟測定接收信號的線路品質(zhì)；以及根據(jù)測定的線路品質(zhì)來改變上述頻偏累積期間的長度。
全文摘要
延遲器409、410將接收到的數(shù)字基帶信號延遲1個(gè)符號。復(fù)數(shù)乘法器411使用接收到的數(shù)字基帶信號、和由延遲器409、410延遲過的信號進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。第2累積器412在復(fù)數(shù)乘法器411的乘法結(jié)果中,將接收到的數(shù)字基帶信號中的相位基準(zhǔn)符號、和延遲過的信號中的同步符號的后半部分的乘法結(jié)果進(jìn)行累積所得的值輸出到頻偏檢測部413。
文檔編號H04L27/26GK1258143SQ99123650
公開日2000年6月28日 申請日期1999年11月2日 優(yōu)先權(quán)日1998年11月6日
發(fā)明者須藤浩章 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社