專利名稱：自同步均衡技術(shù)和系統(tǒng)的制作方法
近年來，無線通信系統(tǒng)已用于在多個位置之間傳送各種信息。利用數(shù)字通信，將信息轉(zhuǎn)換為數(shù)字或稱為比特的二進制形式以便通信。發(fā)射機將此比特流變換為調(diào)制的符號流，在數(shù)字接收機上檢測此符號流并將此符號流變換回為比特和信息。
在數(shù)字無線通信中，無線電環(huán)境帶來了妨礙成功通信的許多困難。一個困難是由于信號可能在多條路徑中傳播，所以信號電平可能衰落。結(jié)果使信號圖象異步到達接收機天線。這種類型的衰落通常稱為瑞利衰落或快衰落。在信號衰落時，信噪比變低，使通信鏈路質(zhì)量降低。
在多條信號路徑長度大不相同時出現(xiàn)第二個問題。在這種情況中，出現(xiàn)時間擴散，其中多個衰落信號圖象在不同的時間到達接收機天線，引起信號回波。這引起符號間干擾(ISI)，一個符號的回波干擾后續(xù)的符號。
在接收機上利用諸如天線分集的分集能減緩瑞利衰落，在多個天線上接收此信號。由于天線具有稍微不同的位置和/或天線方向圖，所以天線上衰落電平不同。在接收機中，利用諸如最大比例組合、等增益組合和選擇組合的技術(shù)在信號檢測之前或之后組合這多個天線信號。這些技術(shù)對于本領域技術(shù)人員來說是眾所周知的并且能在諸如W.C.Y.Lee，Mobile Communications Engineering，NewYorkMcGraw-Hill，1982的標準課本中找到。
利用均衡器能緩解時間擴散，利用線性均衡器、判定反饋均衡器和最大似然序列估算(MLSE)均衡器來提供通用形式的均衡。線性均衡器試圖通過對接收的信號進行濾波來施加信道影響。判定反饋均衡器利用先前的符號檢測來從這些先前符號的回波中消除符號間干擾。最后，MLSE均衡器假定各種發(fā)送的符號序列，并且利用擴散信道的模型，確定哪個假設最符合接收的數(shù)據(jù)。這些均衡技術(shù)對于本領域技術(shù)人員來說是眾所周知的，并且能在諸如J.G.Proakis，DigitalCommunications，2nd ed.New YorkMcGraw-Hill，1989的標準課本中找到。
在這三個通用均衡技術(shù)之中，MLSE均衡從性能觀點出發(fā)認為是可選的。在MLSE均衡器中，考慮所有可能發(fā)送的符號序列。對于每一個假設的序列，利用多路徑信道預測接收的信號樣值。將預測的接收信號樣值與實際接收的信號樣值之間的差異稱為預測誤差，此差異給出了特定假設如何好的指示。將預測誤差的平方大小用作評估特定假設的度量值。累加不同假設的此度量值以便用于確定哪個假設更好，利用維特比(Viterbi)算法有效地實現(xiàn)此處理，這是動態(tài)編程的形式。
理想地，分集組合處理與均衡處理應以某一最佳方式進行組合。近來研究已表明對于MLSE均衡，應在均衡器內(nèi)進行分集組合。此研究能在1991年10月IEEE Trans.Commun.第39卷由W.H.Sheen與G.L. Stüber所著的“MLSE均衡和多路經(jīng)衰落信道的譯碼”“MLSEequalization and decoding for multipath-fading channels”的第1455-1464頁；1992年10月19-21日Ind.Symp.onPersonal，Indoor and Mobile Radio Commun.，Bostor，Mass.由Q.Liu與Y.Wan所著的具有雙分集組合選擇的自適應最大似然性序列估算接收機“An adaptive maximum Likelihood sequence estimationreceiver with dual diver sity combining/selection”第245-249頁以及1993年5月18-20日的43rd IEEE Vehicular Technologyconferehce，Seacaucus N.J.由Q.Liu與Y.Wan所著的對于TDMA數(shù)字蜂窩無線電的統(tǒng)一MLSE檢測技術(shù)“A unified MLSE detectiontechnique for TDMA digital cellular radio”第265-268頁上找到。在上面提到的研究中，通過形成度量值時將來自不同分集信道的大小平方的預測誤差加在一起來執(zhí)行分集組合。
還建議在移動通信系統(tǒng)的基站上使用天線陣列作為增加容量與性能的技術(shù)。用于處理由每個天線收集的與特定信號有關的信息的最通用的方案是基于波束形成之前的到達方向(DOA)估算，即在檢測之前組合陣列的矢量信號為標量信號(空間濾波)。然而，此方案未完全利用信道的空間結(jié)構(gòu)。更好的方式是使用在空間域中自適應的并且也考慮所發(fā)送信號具有有限字母(例如，0與1)的質(zhì)量的算法。這樣的算法示例是最近建議的具有投影的迭代最小平方(ILSP)算法和具有投影的去耦加權(quán)最小平方(DWILSP)算法。去耦算法在性能上類似于ILSP，但計算上更便宜。
ILSP與DWILSP在其原始形成中均限于在頻率平坦(即，非時間擴散)信道上使用。然而，在許多移動通信系統(tǒng)中，信道不能以頻率平坦為模型。為了處理時間擴散信道，也已提出對迭代最小平方方案的擴展，不幸地是這些算法在有關計算方面和所涉及的檢測程序方面相當復雜。
與這些常規(guī)算法有關的另一缺點是其要求精確的同步、雖然DWILSP算法能用于處理從異步的同頻道用戶中接收的信號，但仍假定與感興趣信號同步，即假定感興趣信號根據(jù)符號定時正確進行抽樣。實際上，由于很難實現(xiàn)完美的符號定時，所以此假定不可能保持為真。例如，在某些類型的系統(tǒng)中，例如在使用短發(fā)送脈沖串的時分多址(TDMA)系統(tǒng)中，保證正確的抽樣定時極其困難。因此，如在申請人所執(zhí)行的和下述的模擬中將說明的，在定時誤差引入抽樣信號中時常規(guī)DWILSP算法遭受顯著的降級(例如，增加的誤碼率)。
已建議使用附加抽樣的幾種技術(shù)，即采用每個符號間隔期間多于1個的時間離散樣值來處理與異步信號相關的問題。然而，DWILSP算法設計為僅使用每個符號間隔一個樣值，并因此不適于這些類型的解決方案。
因此，希望提供用于利用DWILSP算法估算以符號率抽樣的不同步信號的符號的技術(shù)。而且，也希望使用DWILSP算法來獲得改善的分集組合。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實施例，利用提供非同步抽樣信號改善的性能的自同步技術(shù)克服了與常規(guī)DWILSP算法及處理接收無線電信號的類似技術(shù)相關的這些與其他缺點和問題。例如，申請人已認識到非同步抽樣的信號產(chǎn)生附加的符號間干擾(ISI)，應補償此干擾ISI以改善檢測性能。此附加的ISI與上述的不同在于它根據(jù)定時誤差與調(diào)制類型是可參數(shù)化的(并因此易于確定)。
因此，本發(fā)明的示例性實施例教導提供補償方案，例如修改常規(guī)的DWILSP技術(shù)來補償由于非同步抽樣引起的ISI。給出MSK調(diào)制的特定示例，盡管本發(fā)明能應用于任何類型的調(diào)制，具有對于本領域技術(shù)人員來說將是顯而易見的應用性。
除了提供自同步處理技術(shù)，本發(fā)明的示例性實施例還提供勝過常規(guī)技術(shù)的堅固的分集組合，例如RAKE瑞克分集組合。通過利用DWILSP技術(shù)提供使用RAKE算法的自適應模型建立的空間瞬間信號估算的瞬間組合，本發(fā)明的示例實施例能顯著地改善先前的分集組合技術(shù)。
通過閱讀結(jié)合附圖的描述將理解申請人的發(fā)明的特性與優(yōu)點，其中

圖1是其中可應用本發(fā)明的示例蜂窩無線電話系統(tǒng)的方框圖；圖2表示示例天線陣列及相關的處理結(jié)構(gòu)；圖3是表示根據(jù)本發(fā)明的示例自同步技術(shù)的流程圖；圖4是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)的BPSK調(diào)制信號與根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)有關誤碼率的模擬結(jié)果的圖表；圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的BPSK調(diào)制信號有關均方根延遲的模擬結(jié)果的圖表；圖6是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)和根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的MSK調(diào)制信號的模擬結(jié)果的圖表；圖7是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)和根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的GMSK調(diào)制信號的模擬結(jié)果的圖表；圖8是常規(guī)RAKE組合器的方框圖；圖9是利用DWILSP技術(shù)提供信號估算的另一個公知RAKE組合器的方框圖；圖10是根據(jù)本發(fā)明的一個示例實施例的RAKE組合器的方框圖；圖11是根據(jù)本發(fā)明另一個示例實施例的RAKE組合器的方框圖；圖12是表示與根據(jù)本發(fā)明的示例分集組合技術(shù)有關的步驟的流程圖；圖13是表示用于描述與本發(fā)明有關的示例分集組合技術(shù)性能的第一模擬結(jié)果的圖表；和圖14是表示用于描述與本發(fā)明有關的示例分集組合技術(shù)性能的第二模擬結(jié)果的圖表。
下面的描述根據(jù)蜂窩無線電通信系統(tǒng)進行描述，但將理解申請人的發(fā)明不限于那個環(huán)境，為了理解其中能實施根據(jù)本發(fā)明的結(jié)構(gòu)與技術(shù)的各種示例接收機與系統(tǒng)，下面概述示例的蜂窩無線電通信系統(tǒng)。
圖1是包括示例基站110與移動站120的示例蜂窩無線電通信系統(tǒng)的方框圖?；景ㄟB到移動交換中心(MSC)140的控制與處理單元130，MSC140又連到PSTN(未示出)。這樣的無線電通信系統(tǒng)的一般方面是本領域公知的，如上述的U.S專利申請以及授與Wejke等人的題為“Neighbor-Assisted Hand off in a Cellular CommunicationSystem”的U.S專利號5175867和1992年10月27日提交的題為“Multi-Mode Signal Processing”的U.S專利申請?zhí)?7/967027所描述的，這兩個U.S專利引入在此申請中作為參考。
基站110通過由控制與處理單元130控制的業(yè)務信道收發(fā)信機150處理多個業(yè)務信道。每個基站也包括可能能處理多于1個的控制信道的控制信道收發(fā)信機160，由控制與處理單元130控制此控制信號收發(fā)信機160?？刂菩诺朗瞻l(fā)信機160在基站或網(wǎng)孔的控制信道上廣播控制信息給鎖定到那個控制信道的移動站。將理解收發(fā)信機150與160能實施為單個設備，類似移動站中業(yè)務與控制收發(fā)信機170，以便與共享同一無線電載頻控制信道和業(yè)務信道一起使用。業(yè)務信道能以專用的面向連接的方式用于發(fā)送信息，例如，用于話音連接，其中連續(xù)一段時間使用每個信道來支持單個信息流的發(fā)送，或以面向分組的方式來發(fā)送信息，其中每個信道能用于發(fā)送與不同信息流有關的信息給單獨的單元。
收發(fā)信機150與160可以具有專用天線170與180，使用雙工濾波器發(fā)送和接收信號以便在其中進行處理?？蛇x擇地，基站110可以具有如圖2所示的天線陣列，此天線陣列將具有某一數(shù)量m的天線振子200，其中m＞＝2。每個信號在每個天線振子200上產(chǎn)生響應，此響應在接收處理方框210中進行處理(例如，濾波、下變頻等)。所處理的信號響應用于生成如方框220所示的每個抽樣瞬間i的信道估算hik與信號估算SK(t)。下面根據(jù)本發(fā)明的示例實施例描述產(chǎn)生與組合這些估算的方式。
為了完全理解本發(fā)明，考慮其出處首先是有益的，尤其是上面提到的DWILSP技術(shù)。此常規(guī)技術(shù)的類似描述可在1996年6月瑞典在Proc.時RUK 96，LuLea出版的由P.Pelin等人所著的題為“DecoupledSeparation of Digitally Modulated Signals Arriving at anAntenna Array”文章中找到，此文章專門引入在此作為參考。
在具有多徑傳播的環(huán)境中，m振子陣列的輸出能表示為x(t)=Σk=1dΣt=1qka(θk1)γk1pksk(t-τk1)+v(t)---(1)]]>其中d是沖擊陣列的信號數(shù)量，SK是來自第K用戶(具有屬于有限字母的符號)的信號，而γk1與τk1是每個qk子路徑的衰減與時延。
這里，設置窄帶假設(即，與多路徑有關的傳播延遲比信號的反向帶寬小得多)，因此Sk(t-τk1)≈exp(-jwτk1)Sk(t)，等式(1)因而能改寫為x(t)=Σk=1dakpksk(t)+v(t)---(2)]]>其中ak=Σt=1qkγk1exp(-jωτk1)a(θk1),]]>稱為空間符號標記，此ak是由信號K引起的多路徑陣列響應之和。假定d信號是符號同步的，此假定(如上所述)在許多實際情況下增加與接收信號有關的誤碼率，天線輸出通過與發(fā)送脈沖匹配的濾波器，并以符號率R＝1/T進行抽樣以便生成相應的離散時間模型x(n)＝As(n)+v(n)(3)其中Am/d是大小為信號幅度的總的陣列響應矢量的集合，即A＝[p1a1…pdad]，S(n)＝[b1(n)…bd(n)]T，bi(n)＝±1而V(n)是空間與時間上的白噪聲。通過取n個抽點(snapshot)獲得塊組成，得到X(N)＝AS(N)+V(N)(4)其中Xm|N(N)＝[x(1)...x(N)]，Sd|N(N)＝[s(1)...s(N)]，和Vm/N(N)＝[V(1)…V(N)]。數(shù)據(jù)的空間結(jié)構(gòu)利用A來表示，而矩陣S代表時間結(jié)構(gòu)。上述對于SPSK(二進制相移鍵控)信號是有效的，但擴展至任意線性調(diào)制方案是直接的。
通過定義一個信號(一次)為感興趣信號(SOI)，式(4)能以下列方式進行改寫X(N)=a1s1+J(N)=a1s1Σi=2daisi+V(N)---(5)]]>其中取第一信號為SOI而不損失通用性。項J(N)因此對應干擾信號加噪聲。由于希望利用最少或沒有空間知識來估算信號，所以能根據(jù)式(5)中的公式迭代地估算a和S。
給出空間符號標記a的初始估算值，迭代地使下面加權(quán)的最小平方準則函數(shù)最小(X-as)*a,sminW(X-as)=a,smin||W12(X-as)||2---(6)]]>這里，W應理想地選擇為Rj-1，這能解釋為數(shù)據(jù)矢量X(n)的預白化。然而，能利用矩陣求逆引理來表示，即使用陣列輸出的協(xié)方差的抽樣估算值的逆漸近地產(chǎn)生等效的信號估算值。式(6)因而能重新形成如下||Z-bsb,smin||2---(7)]]>其中
而
。對于固定的b，相對于S的式(7)的答案是s^=(b^*b^)-1b^*Z=1||b^||2b^*Z---(8)]]>利用有限字母特性，此答案投影到信號空間中其最接近的離散值。在BPSK信號的情況中，此投影等效于取每個分量的符號為S。(修改的)空間符號標記b然后通過使式(7)相對于b最小化來更新，答案是b^=Zs^*(s^s^*)-1=Zs^*N---(9)]]>注意式(9)是時間匹配到當前信號估算值的濾波器，而式(8)代表空間匹配濾波器。重復此處理，直至S收斂，此后此算法對下一個信號繼續(xù)。
如上所述，常規(guī)DWILSP算法不考慮符號抽樣是不完全的。因此，本發(fā)明修改上述技術(shù)為處理由于非比特同步抽樣或由于用于處理原始信號以便通過空中接口發(fā)送的調(diào)制技術(shù)而引起的符號間干擾，根據(jù)本發(fā)明的這些修改技術(shù)本文稱為“自同步”技術(shù)。
對于大多數(shù)調(diào)制格式，以非同步方式抽樣信號意味著引入符號間干擾(ISI)，這種形式的ISI與由于時間擴散傳播信道引起的ISI完全不同。原因是非同步抽樣引起的ISI具有基礎結(jié)構(gòu)，即，此ISI能利用定時誤差進行參數(shù)化。
這種結(jié)構(gòu)類型的ISI的參數(shù)化在調(diào)制格式之間是不同的。因此，修改為根據(jù)本發(fā)明的示例實施例的DWILSP技術(shù)也將取決于調(diào)制格式。
由于非同步抽樣引起的ISI的影響在利用源信號描述修改的數(shù)據(jù)模型中反映如下x(n)=Σi=1dhisISI,i(n)+v(n)---(10)]]>這里ISI的標量信號SISI，i(n)進行參數(shù)化，并且此ISI的特性取決于調(diào)制格式。在一些情況中，完全設有ISI，例如具有矩形脈沖形狀的MPSK調(diào)制，直接以符號率進行抽樣而沒有先前的匹配濾波器。然而，在大多數(shù)情況中，非同步抽樣導致ISI，例如如同在非同步抽樣利用最小移頻鍵控(MSK)調(diào)制的信號時。
最常通過以符號率直接抽樣來接收MSK信號而無任何匹配濾波器，如同在歐洲GSM系統(tǒng)和根據(jù)GSM標準操作的系統(tǒng)中。一般地，非同步抽樣的接收信號能表示為sISI(t)=s(t)·sin(π2Tsτ)-j·s(t-1)·cos(π2Tsτ)---(11)]]>其中TS是抽樣間隔，而τ∈
是抽樣中(相對TS)的定時誤差。從此等式中能看出對于MSK信號，信號SISI(t)的特征為·恒定包絡，即，它具有與τ值無關的同一功率值；·正交分開ISI分量，其中
是同相分量，和
是正交分量。
這些質(zhì)量使之有可能將平坦衰落信道或空間一時間分集路徑的m元陣列天線的輸出x(t)寫為x(t)=h·[α1-j·α2]·[s(t-1)s(t)]+J---(12)]]>其中α1=sin(π2Tsτ)---(13)]]>α2=cos(π2Tsτ)---(14)]]>X(t)∈Cm×1和h∈Cm×1描述用于平坦衰落信道(即，無時間擴散)或空間-時間分集路徑的傳播信道。最后，J表示任何建模誤差。為了提供更好的性能，能采用預白化處理，通過計算下列新的數(shù)量來實現(xiàn)預白化。首先，利用下式定義估算的陣列協(xié)方差矩陣(“H”表示Hermitean轉(zhuǎn)置算符)R^xx=Σt=1Nx(t)xH(t)---(15)]]>
并且隨后預白化的陣列輸出數(shù)據(jù)和信道響應矢量分別為z(t)=R^xx-/21·x(t)---(16)]]>和g=R^xx-/21·h---(17)]]>現(xiàn)在如下概述用于檢測估算單個分集路徑中的ISI的根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)。圖3的流程圖提供根據(jù)本發(fā)明的下述步驟的可視指南。
在方框300上，假定初始定時誤差，例如τ＝0.5，并利用公知的訓練/基準序列r(t)(包含作為從移動站發(fā)送的原始有限字母信號S(t)的一部分)產(chǎn)生相應信號rISI(t)。本領域技術(shù)人員將意識到不同的系統(tǒng)在其發(fā)送脈沖串中提供不同的公知基準序列。例如，GSM系統(tǒng)提供具有26比特的訓練序列。
繼續(xù)一般情況，對于t＝t1至t＝t2，生成表示為rISI(t)的結(jié)構(gòu)rISI＝r(t)-j·r(t-1) (18)此結(jié)構(gòu)的長度將取決于所考慮的特定訓練序列的實際長度。利用此結(jié)構(gòu)與公知的參數(shù)估算最小平方(LS)方法一起來利用下面的數(shù)據(jù)模型(tl＝t1…t2)查找方框310上信道響應矢量的初始估算值
z(t)＝g·rISI(t) (19)找到初始估算值后，此處理繼續(xù)利用抽樣ISI信號ISI(t)的估算值迭代地開始，采用使用接收的預白化數(shù)據(jù)Z(t)和估算的信遭響應矢量
的LS方法，如方框320所示。接下來，估算的接收數(shù)量模型能改寫為[-Im(s^ISI(t+1))Re(s^ISI(t))]≈[α2α1]·s(t)---(20)]]>其中S(t)是由移動站最初發(fā)送的有限字母信號。在式(20)中，能利用常規(guī)的DWILSP技術(shù)解答變量α1、α2和(t)，能從α1、α2中估算相對抽樣瞬間τ。
下一步驟是根據(jù)s-ISI=α^1·s^(t)-j·α^2·s^(t-1)]]>計算更新的抽樣ISI信號的估算值。
然后，利用有關數(shù)據(jù)模型的LS方法計算更新的信道響應矢量
方框330z(t)=g·s-ISI(t)---(21)]]>如果(t)如方框340所確定的已收斂，則能終止此處理，否則在步驟320上開始另一迭代。
例如BPSK的其他線性調(diào)制格式得到類似于上述用于MSK的模型。然而，注意ISI參數(shù)矢量可能是或可能不是這些其他模型的定時誤差τi的線性函數(shù)。
為了測試根據(jù)本發(fā)明處理技術(shù)的性能，實行將本發(fā)明與使用BPSK或高斯MSK調(diào)制的信號的常規(guī)DWIL SP算法進行比較的模擬。此測試模擬從標稱[-15°，20°]的DOAS接收兩個信號的5振子天線陣列。在對應于正常GSM脈沖串，即對應于包括中央部分的26比特訓練序列和每個末端上的3個公知尾比特的148比特的脈沖串中發(fā)送信號。將此信道制作模型為平坦衰落信道，并且散射簇寬度σ為3°。為了模擬瑞利衰落，獨立的信道矢量用于每個發(fā)送的脈沖串，每個天線振子上的平均Eb/No設置為5dB。
在BPSK情況中，原始DWILSP算法的性能與根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)進行比較。在模擬中，測試自同步技術(shù)兩次，一次利用LS方案，而第二次利用Viterbi均衡來進行性能比較，改變由于非同步抽樣引起的定時誤差，得到圖4所示的結(jié)果。在此圖中，相對定時誤差繪制誤碼率。在這些模擬中，使用以下規(guī)則。虛線代表常規(guī)DWILSP技術(shù)的結(jié)果，自同步技術(shù)(LS方案)的結(jié)果表示為點線，而自同步技術(shù)(Viterbi方案)的結(jié)果利用實線來表示。
在圖4中，能看出與常規(guī)DWILSP技術(shù)相比，由于其同步比特抽樣的假定而使本發(fā)明的實施提供改善的性能。利用BER中的峰值能看出LS實施中所涉及的τ＝0.5附近的定時誤差的數(shù)字問題。對于τ≠0和τ≠1，利用Viterbi算法也導致性能降低，但這是有關的信號功率損耗的結(jié)果，而不是Vtrebi算法自身的問題。在一些信號處理應用中，例如雷達和定位，定時誤差τ比BER更重要。圖5表示本發(fā)明的LS與Viterbi實施的延遲估算值的均方根(RMS)誤差。
但利用發(fā)送信號的MSK與GMSK調(diào)制重復上述的模擬分別得到圖6與7所示的結(jié)果。對于這兩種類型的調(diào)制，本發(fā)明兩次超過DWILSP技術(shù)。對于GMSK情況，能看出，根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)性能僅稍微取決于定時。通過在信號躍遷之間抽樣接收的信號獲得最佳性能，即τ＝0.5，這是因為GMSK波形在這些瞬間更靠近MSK。
從上述能明白，要求正確抽樣感興趣信號的常規(guī)DWILSP算法或BER性能將惡化。相反地，根據(jù)本發(fā)明的示例性技術(shù)提供定時誤差范圍上改善的性能，并因此允許非同步抽樣感興趣的信號。對于一些調(diào)制格式，引入一些性能降低，而對于其他的格式，不涉及性能降低。
根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)也或明確地或作為其函數(shù)值提供定時誤差的估算值。例如，式(13)能改寫以便提供定時誤差τ的估算值作為下面函數(shù)值τ^=2·Tsπ·arcsin(α^1)]]>其中Ts在這是公知數(shù)量值，并且已利用常規(guī)DWILSP算法估算
。結(jié)果，DWILSP算法的自同步模型能用于除通信之外的其他應用，例如雷達和定位。
上述示例實施例處理由于調(diào)制和/或非同步抽樣引起的ISI。由于具有嚴格的基本參數(shù)化，所以這種類型的ISI是決定性的。下面的示例實施例涉及上述的特性完全不同的傳播信道所引起的ISI。以與移動天線電信道在空間域中擴展所發(fā)送能量相同的方式，即以隨機方式，信道的時間擴散也引起時間域中的能量擴展。
如上所述，消除信道擴散的影響是稱為均衡的經(jīng)典問題。常規(guī)技術(shù)包括不同的濾除方案，諸如線性均衡器(逼近信道逆的濾波器)和判決反饋均衡器(DFE)，這些能擴展至陣列信號情況。另一個時常采用的算法是最大似然序列估算器(MLSE)。后者時常認為是最佳的，這是因為它是從最大似然原理中導出的。
如上所述，常規(guī)DWILSP算法用作空間分集組合器，以有效方式收集空間擴展的能量。因此，在時間與空間中擴展發(fā)送能量的信道的情況中，希望設計在空間與時間上一起執(zhí)行分集組合的算法。已提出這樣的算法，但不幸地這樣的算法相對于所涉及的計算方面和檢測程序相當復雜。而且，這些常規(guī)方案要求接收信號的附加抽樣。然而，根據(jù)公知的RAKE方案，利用DWILSP算法作為其基本積木塊能導出根據(jù)本發(fā)明的空間-時間算法。
如果把源信號認為是時間上白的信號，能根據(jù)頻率平坦數(shù)據(jù)模型重新制定時間擴散情況，然后能采用DWILSP算法來分別估算不同的到達時間，此步驟因而執(zhí)行空間組合。隨后，在時間上組合不同的到達時間估算。根據(jù)本發(fā)明的此技術(shù)因此構(gòu)成RAKE組合器，采用測量的陣列信號的空間與時間結(jié)構(gòu)以及調(diào)制的源信號的有限字母特性。而且，此新穎技術(shù)以低計算復雜性提供高性能，同時使自身簡單和容易實施。
這里所采用的方案分別基于所需用戶信號的不同到達時間的估算，而不試圖倒置或均衡代表此信道的濾波器。通過組合不同到達時間的估算值實現(xiàn)最后的估算值。
為了提供理解根據(jù)本發(fā)明的分集組合的基礎，首先描述傳統(tǒng)的RAKE技術(shù)。RAKE組合器原始建議用于操作在時間擴散信道上的直接序列擴頻(DSSS)系統(tǒng)。考慮用于頻率選擇信道的數(shù)據(jù)模型。x(n)=Σk=0Lhks(n-kTc)+n(n)---(22)]]>其中S是DSSS信號，DSSS信號的主要特性是它們是寬帶信號。通過利用其元素稱為片的高速率擴展碼擴展原始數(shù)據(jù)序列來實現(xiàn)寬帶特性，每個擴展碼具有TC秒的時長。每個原始數(shù)據(jù)符號因而包含幾個片，并且擴展碼設計為具有類似白噪聲的自相關功能，以致移動隔開大于1個片的符號近似不相關。這種類型的信號通常例如在根據(jù)碼分多址(CDMA)技術(shù)操作的無線電通信系統(tǒng)中使用。
DSSS RAKE組合器利用擴展序列的自相關特性來估算每個到達時間S(n-KTc)，然后在時間上組合L+1個信號估算值以便得到有限信號估算值。總的方案因而等效于L+1級分集組合器(如果信道抽頭hk不相關)。常規(guī)RAKE組合器能如圖8所示，其中每個方框800提供時間延遲Tc，并且每個乘法器810上乘以C(n)的乘法代表解擴操作。圖8所示的時間分支通常稱為“RAKE指針”，但在本文中稱為“空間-時間信號估算值”，用于指修改的RAKE組合器分支，其中DWILSP算法用于提供給空間組合。然后在方框820上利用下述的分集組合技術(shù)在時間上組合每個RAKE指針的輸出。
現(xiàn)在考慮用于單個用戶頻率選擇情況的陣列信號模型x(n)=Σk=0Lhks(n-kTs)+n(n)---(23)]]>RAKE方案也能應用于陣列(不擴展)信號情況。不擴展符號，如在式(22)的DSSS數(shù)據(jù)模型中，考慮符號組。如果用戶信號在時間上足夠白，移動Ts秒或更多秒的模型變成近似不相關。符號組因而當作DSSS情況中的擴展序列，并且不同的到達時間在頻率平坦情況中能看作不同的用戶信號。隨后，DWILSP類型的算法能用于分別估算不同的到達時間。
RAKE方案能一般化為多用戶情況。將不同的到達時間認為是不同的信號，能根據(jù)對應具有d(L+1)用戶的頻率平坦情況的式(22)改寫多用戶模型中的雙和(double sum)x(n)=Σi,khiksik(n)+v(n)---(24)]]>因此，用于陣列信號情況的RAKE組合器如圖9所示，其中利用方框900提供接收信號的延遲模型。圖8的解擴操作利用方框910中提供空間-時間信號估算值給時間組合方框920的常規(guī)DWILSP算法來替代。
采用常規(guī)的DWILSP算法來估算式(23)模型中的到達時間K，能看出利用公知的時間上白用戶信號，hK的估算值仍一致。然而，濾波器抽頭相關性以類似上述的方法將ISI項引入到信號估算值中為了克服與先有RAKE組合器嘗試有關的這個問題，即為了減輕濾波器抽頭相關性的影響，上面示例實施例中描述的自同步技術(shù)能用于提供圖10所示的空間-時間信號估算值。其中，延遲方框1000、空間-時間信號估算器1010和時間組合邏輯1020如上所述操作。
DSSS的情況中，最大比例組合(MRC)通常作為圖10的方框820中采用的時間組合技術(shù)來使用。MRC使輸出信噪比(SNR)最大，假定每個指針中的獨立噪聲和不相關的濾波器抽頭。所組合的信號估算值給出如下s-(n)=ΣK=0Lhk*σk2s^k(n)---(25)]]>其中k(n)是第K指針的輸出，hk*是相應濾波器抽頭的共軛，而σk2是指針噪聲方差。
如上結(jié)合題為“Decoupled Separation of Digitally Modulated SignalsArriving at an Antenna Array”的文章所述的，能利用常規(guī)的DWILSP算法修改常規(guī)的MRC方案。例如，在投影到有限符號字母上之前，最后迭代之后的第i用戶信號的第k估算值能表示為ik(n)＝αikSik(n)+βik(n) (26)其中αik代表(1)偏置(通?？梢院雎?，而βik(n)是由于刻度的熱噪聲V(n)加同頻率和自干擾Sjl(n)引起的噪聲項，(j≠i)或(l≠k.)此噪聲項能準確認為是時間上的白高斯噪聲，并且此噪聲在不同的信號估算值中近似不相關，即E[βjeβik]＝0，對于(j≠i)或(l≠k.)。
忽略偏置α，利用DWILSP在幅度(PSK|s(n)|＝1)中自動標準化Si(n)的每個信號估算值。而且，由于分支之間的噪聲項β(n)不相關，組合估算值的一種方式是在式(25)上使用MRC，如下所示s-i(n)=Proj(Σk=0L1σik2s^ik(n))---(27)]]>在式(27)中，算符(Proj)表示投影到有限字母上，并且σik2是βik(n)的方差，這能估算為Var(Proj(ik)-(ik)。對于BPSK調(diào)制，DWILSP將符號投影到字母+/-1上，并且只應考慮噪聲實部的方差。
然而，在DWILSP在估算信號的到達時間上完全失敗時，例如在式中的抽頭hK弱或不存在時，仍在幅度中標準化錯的信號估算值，導致噪聲飽和效果，即β(n)的方差達到極限值。為了抑制壞的估算值/指針，模擬已表明，比普通MRC更好的加權(quán)是s-i(n)=Proj(Σk=0L1σik4s^ik(n))---(28)]]>注意式(28)中的指數(shù)(即，4)的值不是關鍵性的。范圍3-6中的任何一個值導致近似相同的誤碼率(BER)。
雖然DWILSP算法最初打算用于具有天線陣列的應用，但申請人已認識到此技術(shù)也是一般的分集組合器。結(jié)果，常規(guī)的DWILSP技術(shù)也能用于分別在圖8-10的方框820、920與1020中所述的時間組合功能。本發(fā)明的這些示例實施例表示在圖11中，其中方框1100提供延遲的抽樣值，簡單地標準為估算器來反映傳統(tǒng)RAKE指針的一般蘊含的方框1110、常規(guī)的DWILSP空間-時間估算器或根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)的使用提供信號估算值，并且方框1120表示起著時間組合器作用的DWILSP技術(shù)。以這種方式進行使用，堆積用戶信號i的L+1(軟)估算值ki，獲得如下的矩陣方程式s^ois^li...s^Li=ws+Q---(29)]]>其中此矩陣的左手邊對應測量的陣列信號x，s是真信號，并且Q是噪聲項。列矢量W能解釋為時間信道矢量。代表信道的延遲分布。列矢量W也具有與MRC中的組合加權(quán)hk*/σk2或修改方案中的1/σk4的直接對應關系，因為利用DWILSP解答方程式(29)基本上是查找最佳分集組合加權(quán)。注意利用用于時間組合的DWILSP算法，以及為了提供空間-時間信號估算值，兩次使用有限字母特性。
將DWILSP技術(shù)用于RAKE接收機中時間組合具有幾種好處。例如，在不是所有分集信道包含感興趣信號的情況中，DWILSP非常堅固。而且，沒有進行有關噪聲色和衰落相關量的特定假設。然而，不管所采用的時間組合方案如何，希望跟蹤用于數(shù)據(jù)組/脈沖器的組合加權(quán)，因為這提供有關有效信道長度的時間變化的有用信息。并且，此信息對于TDMA系統(tǒng)中的幀同步是有用的。
為了概述根據(jù)本發(fā)明的新穎組合技術(shù)，利用圖12的流程圖說明示例性的一系列步驟。首先，公知的訓練序列(例如，D-AMPS中的CDVCC)用于獲得同步，并估算濾波器長度L。然后，利用訓練序列進行初始化，上述的自同步技術(shù)能在方框1210上用于獲得時間路徑K的信號估算值ik。接下來，在方框1220上或通過(1)估算βik(t)的方差和使用根據(jù)式(28)修改的MRC或使用常規(guī)DWILSP執(zhí)行時間組合能在時間上組合信號估算值。
在5抽頭FIR信道的兩個不同設置上在數(shù)字上評估根據(jù)本發(fā)明的RAKE接收機的性能。本地散射模型用于制作每個濾波器抽頭模型。將濾波器抽頭制作為統(tǒng)計上獨立的模型，因此DWILSP的標準模型用于提供空間-時間信號估算值。
在模擬中，接收天線選擇為10振子均勻線性陣列(ULA)。三個相同功率的同頻道用戶相對陣列側(cè)設置在標稱DOAS[30°，0°，-45°]上。在150比特脈沖串中發(fā)送BPSK數(shù)據(jù)。每個脈沖串包括15比特m序列，周期地擴展為19比特，這用作用于接收機算法初始化的訓練序列。
在比較時，也評估常規(guī)MLSE技術(shù)的性能。運行MLSE兩次一次利用準確信道和作為基準標記的干擾協(xié)方差矩陣，并且也使用從訓練序列中獲得的這些參數(shù)的最大似然估算值來提供MLSE性能更實際的評估。利用Viterbi算法實施MLSE。
在第一模擬中，每個抽頭中相對平均功率相同。假定后到達的較大角擴展(但相同的標稱DOA)，不同抽頭的簇寬度標準偏差是[2°，3°，4°，5°，6°]?？偟男盘柟β试谶@定義為每個濾波器抽頭中的功率之和。作為元素Eb/No函數(shù)的在0＝0°上用戶的結(jié)果BER表示在圖13。
其中，從項部右側(cè)開始，第一曲線表示利用估算的信道參數(shù)和干擾協(xié)方差運行的MLSE的性能，并且明白此方法具有受同頻道干擾限制的性能，此特性未在其他曲線中發(fā)現(xiàn)。第二曲線表示利用標準MRC時間組合的RAKE組合器的性能。從頂部右側(cè)移到第三曲線，發(fā)現(xiàn)利用修改的MRC，性能已提高約2dB，采用DWILSP組合獲得另一2dB。最后的曲線表示利用準確參數(shù)運行的MLSE的性能?？紤]實際應用中利用估算的參數(shù)運行MLSE的事實，例如第一曲線，將DWILSP用作時間組合的RAKE組合器產(chǎn)生非常好的性能。
在第二模擬中，圖14，調(diào)整信道設置來模擬丘陵地形環(huán)境。平均濾波器抽頭功率設置為
dB，并且簇寬度標準偏差為[2°，3°，6°，2°]。每個抽頭相對標稱DOA的方向?qū)?br> 的方向，即，后一到達從與早先方向有些不同的方向撞擊。不同算法的相對性能類似圖13的結(jié)果。但這次，利用較容易的信道設置，在DWILSP-RAKE與使用估算參數(shù)的MLSE之間的性能差異更大。實事上，DWILSP-RAKE接近在高信噪比上利用準確參數(shù)運行的MLSE。
當然，以除上述形式之外的特定形式實施本發(fā)明而不脫離本發(fā)明精神是可能的。上述實施例僅是示意性的并且不應認為任何方式的限制。本發(fā)明的范疇由下面權(quán)利要求書而不是由前面的描述來確定，并且所有落入權(quán)利要求書范疇內(nèi)的變化與等效物注定包含在其中。
權(quán)利要求
1.用于處理在無線電通信系統(tǒng)中接收的信號的一種方法，包括以下步驟(a)抽樣所述接收的信號，從而符號間干擾能引入所述接收信號中；(b)生成與所述接收信號有關的至少一個信道估算；(c)估算所述引入的符號間干擾；(d)利用所述估算的引入符號間干擾更新與所述接收信號有關的所述至少一個信道估算；(e)對步驟(b)、(c)和(d)重復預定次數(shù)的迭代；和(f)輸出所述接收的信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述抽樣步驟還包括以下步驟非同步抽樣所述接收的信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述重復步驟還包括根據(jù)所述預定次數(shù)的迭代執(zhí)行迭代，直至與所述接收信號有關的一個值收斂。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中利用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法生成所述至少一個信道估算。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述估算方驟還包括以下步驟根據(jù)用于調(diào)制所述接收信號的調(diào)制類型估算所述引入的符號間干擾。
6.用于處理無線電信號的一種系統(tǒng)，包括；用于抽樣所述無線電信號的裝置，從而符號間干擾能引入所述接收信號中；用于產(chǎn)生與所述接收信號相關的至少一個信道估算的裝置；用于估算所述引入符號間干擾的裝置；用于利用所述估算引入的符號間干擾更新與所述接收信號有關的所述至少一個信道估算的裝置；用于迭代地采用所述用于估算的裝置、所述用于生成的裝置和所述用于更新的裝置預定次數(shù)的迭代的裝置；和用于輸出所述接收信號的裝置；
7.根據(jù)權(quán)利要求6的系統(tǒng)，其中所述用于抽樣的裝置還包括用于非同步抽樣所述無線電信號的裝置。
8.根據(jù)權(quán)利要求6的系統(tǒng)，其中所述重復步驟還包括根據(jù)所述預定次數(shù)的迭代執(zhí)行迭代，直至與所述接收信號有關的一個值收斂。
9.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中利用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法生成所述至少一個信道估算。
10.根據(jù)權(quán)利要求6的系統(tǒng)，其中用于估算的所述裝置還包括用于根據(jù)用于調(diào)制所述接收信號的調(diào)制類型估算所述引入的符號間干擾的裝置。
11.一種RAKE接收機，包括輸入節(jié)點，用于接收信號抽樣值；多個延遲設備，用于生成所述信號抽樣值的延遲模型；多個估算分支，每個分支接收所述信號抽樣值的所述延遲模型之一，并且每個分支用于從中估算一個抽樣值；和時間組合單元，用于從所述多個估算分支中接收所述估算的抽樣值，其中所述時間組合單元使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來組合所述估算的抽樣值。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的RAKE接收機，其中所述多個估算分支之中至少一個估算分支使用所述DWILSP來估算其各自的抽樣值。
13.根據(jù)權(quán)利要求11的RAKE接收機，其中所述多個估算分支之中至少一個估算分支使用減輕由于濾波器抽頭而引起的符號間干擾的所述DWILSP算法的修改模型來估算其各自的抽樣值。
14.一種RAKE接收機，包括輸入節(jié)點，用于接收信號抽樣值；多個延遲設備，用于生成所述信號抽樣值的延遲模型；多個估算分支，每個估算分支接收所述信號抽樣值的所述延遲模型之一，并且每個估算分支用于從中估算一個抽樣值，至少一個所述估算分支使用具有投影的修改模型的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來估算其各自的抽樣值，其中所述修改模型用于減輕由于濾波器抽頭而引起的符號間干擾；和時間組合單元，用于從所述多個估算分支中接收和組合所述估算的抽樣值。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的RAKE接收機，其中所述時間組合單元使用所述DWILSP算法來組合所述估算的抽樣值。
16.根據(jù)權(quán)利要求14的RAKE接收機，其中所述時間組合單元使用最大比例組合技術(shù)來組合所述估算的抽樣值。
全文摘要
描述用于處理接收的無線電信號的方法和系統(tǒng),其中數(shù)字傳輸?shù)挠邢拮帜纲|(zhì)量用于改善性能。接收信號的異步抽樣引入利用這些方法和系統(tǒng)來補償?shù)姆栭g干擾。討論不同類型的信號調(diào)制及其對這種類型的符號間干擾的影響。研制可與天線陣列一起使用的堅固的分集組合技術(shù)。
文檔編號H04B7/005GK1257626SQ98805449
公開日2000年6月21日 申請日期1998年3月20日 優(yōu)先權(quán)日1997年3月27日
發(fā)明者S·安德森, P·佩爾英 申請人:艾利森電話股份有限公司