專利名稱：用于選擇性頻率的數(shù)字傳輸信道的均衡和解碼裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于用于選擇性頻率的數(shù)字傳輸信道的均衡和解碼裝置。
在數(shù)字傳輸中，一個(gè)接收器可以是由多個(gè)基本功能串接而成，每個(gè)功能實(shí)現(xiàn)一種專門的處理，如濾波、解調(diào)、均衡、解碼等等。
一般說來，由單一基本功能所實(shí)現(xiàn)的處理只使用其可使用的信息的一部分，這樣接收器的整體性能就是次優(yōu)的。
本發(fā)明的一個(gè)目的就是避免這種缺陷。
多位作者已經(jīng)建議用各種類型的接收器來擺脫由信道引入的符號(hào)間干擾。這些接收器是根據(jù)最大似然性的均衡器或一個(gè)檢測(cè)器所組成，往往簡(jiǎn)要地稱為Vitèrbi均衡器。在這方面最具意義的是〔1〕A.Gersho，T.L.Lim，“Ataptive Cancellation of IntersymbolInterference for Data Transmission”貝爾系統(tǒng)技術(shù)期刊，Vol.60，No.11，1997-2021頁，1981頁11月。
〔2〕M.S.Mueller，J.Salz，“A Unified Theory of Data-AidedEqualization”貝爾系統(tǒng)技術(shù)期刊，Vol.60，No.9，2023-2038頁，1981年11月。
在這些文章中，作者們建議的接收器組合了一個(gè)自適應(yīng)濾波器和一個(gè)干擾消除器(annuleur)，以消除由信道的選擇性頻率而引入的符號(hào)間干擾而不增加噪聲電平。用由單個(gè)橫向?yàn)V波器(filtre transverse)構(gòu)成的接收器預(yù)先產(chǎn)生的解碼的符號(hào)供給干擾消除器(穩(wěn)態(tài)判定(décisionferme))。其與本發(fā)明的差別在于一方面供給我們的均衡器是由信道解調(diào)器所產(chǎn)生的均衡判定；另一方面是使用處理的迭代過程。當(dāng)然在〔1〕和〔2〕中所描述的接收器的性能低于所推薦本發(fā)明的性能。
還有，在文章〔3〕V.M.Eyboglu，“Detection of Coded Modulation Signal onLinear，Severely Distorded Channels Using Decision Feedhaek NoisePrediction with Interleaving”IEEE Transaction on communication，Vol.36，No.4，401-409頁，1998年4月，中建議用一判定反饋均衡器(égaliseurà décision dans la boucle)和一個(gè)與周期性的交織器相組合的信道解碼器。使用這種方法，作者證明在某些情況下，均衡器可以借助于由解碼器所引入的延遲的靈巧管理使用述及的解碼器的輸出。當(dāng)然，其所獲得的性能從來沒有超過由傳送數(shù)據(jù)所控制的判定反饋均衡器的性能。在〔3〕中所描述的系統(tǒng)的性能低于所推薦的本發(fā)明的性能。
還可參考〔4〕K.Zhou，J.G.Proakis和F.Ling“Decision FeedbackEqualization of Fading Dispersive Channels with Treillis-CodedModulation”Int.Conf.Commun.Tech.，中國(guó)南京，1987年11月.
〔5〕K.Zhou和J.G.Proakis，“Coded Reduced-Bandwith QAMwith Decision-Feedback Equalization”，Conf.Rec.IEEE Int.Conf.Commun.，Philadelphia，penn.，PP.12.6.1-12.6.5，1988年6月。
這兩篇文章所建議的一種方法和Eyubglu所遵循的方法類似，但用于衰落信道(canaux à evanouissement)和使用RLS(Recursive Least-Squares Lattice最小二乘格型)型標(biāo)準(zhǔn)的判定反饋均衡器。均衡器的收斂速度較參考文獻(xiàn)〔3〕中提高，但其關(guān)于差錯(cuò)率的性能沒有變化，還有，在〔6〕C.Douillard，A.Glavieux，M.Jézéquel和C.Berrou，“Dispositif de réception de Signaux numériques à structure itérative，module et procédé correspondants”，法國(guó)專利第9501603號(hào)，F(xiàn)RANCETELECOM，TDF 1995年2月，還建議組合根據(jù)最大似然的檢波器(Viterbi均衡器)和信道解碼器，通過迭代處理使得有可能管理由解碼器所引入的不同的延時(shí)。
然而在這篇申請(qǐng)中所介紹的裝置所在信道的信道響應(yīng)時(shí)間為幾個(gè)符號(hào)的量級(jí)。
而對(duì)于本發(fā)明所推薦的裝置，則特別適用于均衡分布有大數(shù)量符號(hào)的時(shí)間響應(yīng)的信道。
本發(fā)明所涉及的是具有一個(gè)模塊的均衡和解碼裝置，模塊中有一個(gè)均衡器和一個(gè)均衡的輸出解碼器，其特征在于該裝置有多個(gè)串聯(lián)的這種類型的模塊，其中所有的均衡器中的每一個(gè)都有一個(gè)橫向?yàn)V波器，特別用來降低噪聲功率，且對(duì)于秩嚴(yán)格大于1的那些模塊，接收一個(gè)信道的采樣序列，采樣序列的延遲量等于前面各模塊的處理時(shí)間。
最好，秩嚴(yán)格大于l的模塊的均衡器中還有另一個(gè)橫向?yàn)V波器，用來重新構(gòu)建第一個(gè)濾波器的輸出出現(xiàn)的符號(hào)間干擾，且接收前一個(gè)模塊的輸出，均衡器的輸出對(duì)應(yīng)于第一個(gè)濾波器的輸出扣除由第二個(gè)濾波器重新構(gòu)建的符號(hào)間干擾。
相當(dāng)方便，對(duì)于秩嚴(yán)格大于1的模塊，接收來自信道的樣本序列的橫向?yàn)V波器是收斂于自適應(yīng)濾波器的一個(gè)濾波器。
這樣，述及的裝置有多個(gè)串接的模塊，每個(gè)模塊中有一個(gè)均衡器和一個(gè)均衡輸出的解碼器。
秩為1的模塊的均衡器有一橫向?yàn)V波器，用于減小噪聲功率和符號(hào)間干擾。它接收來自解調(diào)器的一個(gè)樣本序列。
秩嚴(yán)格大于1的模塊的均衡器在一個(gè)最佳實(shí)施變型中有兩個(gè)橫向?yàn)V波器，第一個(gè)適應(yīng)于信道，僅用來降低噪聲功率，第二個(gè)用于重新構(gòu)建在自適應(yīng)濾波器輸出處的符號(hào)間干擾。述及的自適應(yīng)濾波器接收來自解調(diào)器的樣本序列，這個(gè)序列的延時(shí)量等于前面的各模塊的處理時(shí)間，而供給第二個(gè)橫向?yàn)V波器是由來自前一個(gè)模塊的信道解碼器輸出計(jì)算的符號(hào)平均值序列。述及的均衡器的輸出等于自適應(yīng)濾波器的輸出扣除由第二個(gè)濾波器所重新構(gòu)建的符號(hào)間干擾。
這樣，使用這樣的迭代結(jié)構(gòu)，述及的均衡器結(jié)合使用解調(diào)器和信道的解碼器的輸出，試圖消除由信道的選擇性所引入的符號(hào)間干擾。它要同時(shí)考慮傳輸信道的特性和由編碼函數(shù)所引入的冗余信息以實(shí)現(xiàn)其處理。
這就能得到的性能類似于具有加性高斯白噪聲而無符號(hào)間干擾但有編碼的信道的性能。
作為變型，述及的均衡器還可以是判定反饋型的。


圖1示意性地示出傳輸鏈原理；
圖2示意性地示出根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)可能實(shí)施例的一個(gè)均衡與解碼裝置的一個(gè)迭代結(jié)構(gòu)的原理；圖3示意性地示出圖2所示的結(jié)構(gòu)的一個(gè)模塊結(jié)構(gòu)；圖4是一圖象，示出Porat和Friedlander信道的傳遞函數(shù)的各個(gè)零點(diǎn)。
圖5是一圖象，示出解碼后的差錯(cuò)率隨Eb/No比的變化，且示出由圖2和圖3所示的那種類型的一個(gè)裝置對(duì)于一個(gè)在Porat和Friedlander信道上的MDP4調(diào)制的性能。
圖6示出一個(gè)圖象，示出解碼后的差錯(cuò)率隨Eb/No比的變化，且示出圖2和圖3所示的那種類型的裝置對(duì)于在Porat和Friedlander信道上的MAQ-16調(diào)制的性能。
圖7和8示出圖2和圖3所示類型的裝置的相繼模塊的橫向?yàn)V波器的輸入信號(hào)的星宿圖形，分別對(duì)于MDP-4型調(diào)制和MAQ-16型調(diào)制，且Eb/No比分別為4dB和7dB。
圖9為一圖象，示出Proakis信道的傳遞函數(shù)的各零點(diǎn)。
圖10和圖11都是類似于圖5和圖6的圖象，示出在根據(jù)本發(fā)明的裝置在Proakis信道上的性能，分別對(duì)于MDP4調(diào)制和MAQ-16調(diào)制。
傳輸鏈在圖1中示出二進(jìn)制數(shù)據(jù)αk的傳輸鏈的原理圖，述及的二進(jìn)制數(shù)據(jù)αk是由信息源按照每Tb秒一個(gè)數(shù)據(jù)發(fā)送。
述及的數(shù)據(jù)αk是用信道編碼器1編碼。一個(gè)M進(jìn)制(M-aire)二進(jìn)制編碼器將一個(gè)方差為σd2的復(fù)數(shù)符號(hào)dn＝an+jbn與每個(gè)由2m個(gè)編碼數(shù)據(jù)cn，i(i＝1...2m)連系起來。符號(hào)dn經(jīng)交織器3交織后再以每T秒(T＝Tblog2M)一個(gè)符號(hào)的節(jié)律發(fā)送，符號(hào)an和bn的取值為集合{±1，
中的值，此處
，并用來調(diào)制兩個(gè)正交的(en quadrature)載波幅度(MAQ-M調(diào)制)。
包括調(diào)制器、解調(diào)器、傳輸媒質(zhì)及發(fā)射和接收濾波器的整體在圖1中用一個(gè)等效離散信道4來表示，受到加性噪聲wn的干擾，等效離散信道的輸出rn的形式為rn=Σk=-L1L2Γk(n)dn-k+wn]]>此外Γk(n)是等效離散信道的系數(shù)，通常為復(fù)數(shù)，假定已歸一化，這些系數(shù)檢驗(yàn)例如傳統(tǒng)的假設(shè)Σk=-L1L2E{|Γk(n)2|}=1]]>量wn是中心高斯白噪聲(de bruit blanc，centrés，gaussiens)的樣本，獨(dú)立于符號(hào)dn和方差σw2。
述及的等效離散信道具有傳遞函數(shù)C(f)，它引入符號(hào)間干擾，述及的符號(hào)間干擾的因果部分和反因果(anti-causale)部分分別達(dá)到L1符號(hào)和L2符號(hào)上，C(f)=Σk=-L1L2Γk(n)exp-j2πfkT]]>裝置的一般結(jié)構(gòu)在推薦的裝置中，是用迭代的方法實(shí)現(xiàn)均衡器和信道解碼器的操作。
圖2示出這種意義上的一個(gè)裝置的原理示意圖。該圖所示的裝置對(duì)應(yīng)于P個(gè)基本模塊，其中每個(gè)基本模塊p(p＝1…P)對(duì)應(yīng)于一次迭代。在一個(gè)模塊中有多個(gè)功能，其中特別有一個(gè)均衡器和一個(gè)信道解碼器。模塊p(1＜p≤P)的輸入的構(gòu)成是一方面是來自等效離散信道的樣本序列{rn}p-1，并經(jīng)延時(shí)線延遲的量等于一個(gè)模塊的處理時(shí)間(模塊等待時(shí)間)的(p-1)倍；而另一個(gè)方面，從屬于第(p-1)個(gè)模塊的信道解調(diào)器輸出計(jì)算的符號(hào)dn平均值{dn}p-1的序列。屬于1＜p≤P的一個(gè)均衡器因而可以同時(shí)享用等效離散信道的輸出和由述及的編碼器所引入的冗余信息以實(shí)現(xiàn)其處理。
屬于第一個(gè)模塊(p＝1)的均衡器僅使用來自等效離散信道的信息以實(shí)現(xiàn)其處理?；灸K的結(jié)構(gòu)圖3示出第p個(gè)基本模塊的結(jié)構(gòu)。它是由一個(gè)均衡器4、一個(gè)去交織器(desentrelaceur)5、一個(gè)M進(jìn)制二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器6、一個(gè)均衡輸出信道解碼器7、一個(gè)用來計(jì)算符號(hào)dn的平均值dn的函數(shù)8、以及交織器9。均衡器的結(jié)構(gòu)在圖3所示的例子中，均衡器4是干擾消除器型的。
這種均衡器是由兩橫向?yàn)V波器構(gòu)成，其頻率響應(yīng)分別為P(f)和Q(f)。對(duì)于1＜p≤ P，濾波器P(f)的輸入是由樣本序列{rn}p-1構(gòu)成，而濾波器Q(f)的輸入是由平均值序列{dn}p-1構(gòu)成。
濾波器P(f)在迭代過程中收斂于一個(gè)適應(yīng)于信道響應(yīng)C(f)的濾波器，具有(L2+L1+1)個(gè)系數(shù)，且僅用于降低噪聲wn的功率。這個(gè)自適應(yīng)濾波器的理論公式為P(f)=σd2σd2+σw2Σk=-L2L1Γ-k*exp-j2πfkT]]>此處，*為對(duì)一個(gè)系數(shù)取共軛。
濾波器Q(f)的中心系數(shù)固定在零(qo＝0)，用來在迭代過程中由量{dn}p-1重新構(gòu)造出現(xiàn)在濾波器P(f)輸出處的符號(hào)間干擾。它最多有(2L1+2L2+1)個(gè)系數(shù)。最優(yōu)化的濾波器Q(f)的理論公式為(f)=σd2σd2+σw2Σk=-(L2+L2)(L1+L2)qkexp-j2πfkT]]>其中qk=ΣJ=-L1L2Γj-k*Γj-δk.o]]>于是，均衡器的輸出sn便簡(jiǎn)單地從濾波器P(f)的輸出xn中扣除由濾波器Q(f)重新構(gòu)建的符號(hào)間干擾yn而得到。
屬于第一個(gè)模塊(p＝1)的均衡器僅由具有一個(gè)響應(yīng)的濾波器P(f)構(gòu)成，而不再適應(yīng)于C(f)的濾波器，但要同時(shí)負(fù)責(zé)使噪聲功率和出現(xiàn)在等效離散信道4的輸出處的符號(hào)間干擾最小。
均衡器的濾波器的系數(shù)的計(jì)算均衡器的濾波器的系數(shù)是采用自適應(yīng)的方法確定的，根據(jù)均衡器輸出sn和解碼的數(shù)據(jù)
間的最小方差原則，使用隨機(jī)梯度的算法。
應(yīng)用pn=[p-L2n…p0n…pL1n]t]]>及Qn=[q-(L1+L2)n…0…q(L1+L2)n]t]]>矢量，其所有的分量分別為濾波器P(f)和Q(f)在nT時(shí)刻的系數(shù)，可以
-1)變化，發(fā)射符號(hào)的坐標(biāo)(il，jl)為il＝2modN1/2(x)+1jl＝modN2(Yj)此處，mod1表示模l。并且x＝(2j+i)，如果i是偶數(shù)，x＝(2j+i-1)，如果i是奇數(shù)，以及y＝7，如果z＝0； y＝29，如果z＝4；y＝17，如果z＝1；y＝13，如果z＝5；y＝11，如果z＝2；y＝21，如果z＝6；y＝23，如果z＝3；y＝19，如果z＝7；此處z等于x模8。
去交織器9具有和交織器3相對(duì)偶的功能。它的使用將直接從前者導(dǎo)出。
這樣的符號(hào)的交織是非常有益的。特別可以克服某些公制級(jí)的噪聲。如在二進(jìn)制數(shù)據(jù)上進(jìn)行交織，則使解調(diào)器的輸出性能更好。同樣，在符號(hào)級(jí)上交織(entrelacement par symbole)則可使用網(wǎng)格編碼調(diào)制。
M進(jìn)制二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器M進(jìn)制轉(zhuǎn)換可以使用一個(gè)信道解碼器，其結(jié)構(gòu)和MAQ-M調(diào)制的狀態(tài)數(shù)無關(guān)。
M進(jìn)制二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器6使每個(gè)樣本sn與2m個(gè)表示2m個(gè)解碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)cn，i，i＝1，2...2m的樣本相聯(lián)系。
可以根據(jù)樣本sn，用計(jì)算編碼的數(shù)據(jù)的似然性比(rapport devraisemblance)的對(duì)數(shù)(LRV)得到和每個(gè)樣本sn相連系的2m個(gè)樣本，
此處K為一常數(shù)。
由于已編碼數(shù)據(jù)的LRV的表達(dá)式相對(duì)復(fù)雜，可以作近似計(jì)算。對(duì)于反射(Gray)編碼和k＝βσw2/2，可以使用下式
Λ(cn，m)＝|un|-β2m-1Λ(cn，i)＝|Λ(cn，i+1)|-β2i-1；i＝(m-1)...2Λ(cn，1)＝un和Λ(cn，2m)＝|vn|-β2m-1Λ(cn，i+m)＝|Λ(cn，i+1+m)|-β2i-1；i＝(m-1)...2Λ(cn，m+1)＝vn此處，β=σd2/(σd2+σw2).]]>當(dāng)M＝4時(shí)，就是說，對(duì)于4態(tài)相位調(diào)制(MAQ-4)，當(dāng)符號(hào)an和bn都是二進(jìn)制符號(hào)時(shí)，沒有必要將M進(jìn)制二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器插入到去交織器的輸出與解碼器的輸入之間。
信道解碼器與符號(hào)dn的平均值的計(jì)算在去交織之后，樣本Λ(cn，i)便出現(xiàn)在均衡輸出信道解碼器的輸入端，例如若使用的編碼是卷積型的，利用如在〔7〕C.Berrou，P.Adde，E.Angui和S.Faudeil“A low complexitysolf-output Viterbi decoder architecture”，ICC′93，Geneva，Switzerland，1993等5月中所描述的Berrou-Adde算法，則此解碼器生成編碼數(shù)據(jù)的似然性比的對(duì)數(shù)(LRV)的一個(gè)新的近似值
(3)Λ~(cn,i)=1llogPr{cn,i=1/observation}Pr{cn,i=0/observation}]]>此處1/λ為一系數(shù)。
量
仍可寫成下面的形式(4)---Λ~(cn,i)=kΛ(cn,i)+w(cn,i)]]>此處k為一常數(shù)，在Berrou-Adde算法中為2，而W(cn，i)是一個(gè)和數(shù)據(jù)cn，i有關(guān)的非本征的信息。
為了向均衡器的濾波器Q(f)提供信號(hào)，因?yàn)榉?hào)dn是未知的，所以這些值都用根據(jù)在第一次迭代中的
計(jì)算得到的平均值dn＝an+jbn和本征信息W(cn，i)所代替，用于后面的各次迭代。
使用Λ(cn，i)，然后僅使用W(cn，i)來計(jì)算數(shù)據(jù)dn的平均值，這便很好地按照基本規(guī)則使用來自解碼器的信息。按照基本規(guī)則，解碼器在n時(shí)刻的輸入不應(yīng)和在前一個(gè)迭代當(dāng)中所生成的非本征信息W(cn，i)有關(guān)。
·在MAQ-16調(diào)制情況下，對(duì)于MAQ-16調(diào)制，每個(gè)符號(hào)dn＝an+jbn是和四個(gè)編碼數(shù)據(jù)(cn，i，i＝1、2、3、4)有關(guān)?？紤]反射編碼(codage de gray)，寫作(5)an＝3Pr{cn，1＝1，cn，2＝1}+1Pr{cn，1＝1，cn，2＝0}-1Pr{cn，1＝0，cn，2＝0}-3Pr{cn，1＝0，cn，2＝1}(6)bn＝3Pr{cn，3＝1，cn，4＝1}+1Pr{cn，3＝1，cn，4＝0}-1Pr{cn，3＝0，cn，4＝0}-3Pr{cn，3＝0，cn，4＝1}考慮到由于有交織器，和符號(hào)dn有關(guān)的數(shù)據(jù)cn，i相互是獨(dú)立的，利用式(3)、(5)和(6)，在第一次迭代中計(jì)算得到的符號(hào)的平均值an和bn分別等于(7)---an-=3eλ[Λ~(cn,1)+Λ~(cn,2)]+eλΛ~(cn,1)-1-3eλΛ~(cn,2)[1+eλΛ~(cn,1)][1+eλΛ~(cn,2)]]]>和(8)---bn-=3eλ[Λ~(cn,3)+Λ~(cn,4)]+eλΛ~(cn,3)-1-3eλΛ~(cn,4)[1+eλΛ~(cn,3)][1+eλΛ~(cn,4)]]]>對(duì)于后面的各次迭代，符號(hào)的平均值an和bn總是由式(7)和(8)給出，但用W(cn，i)代替其中的
·在MAQ-4調(diào)制的情況下對(duì)于有四個(gè)狀態(tài)的相位調(diào)制(MAQ-4)則式(5)和(6)得到簡(jiǎn)化，成為(9)an＝1Pr{cn，1＝1}-1Pr{cn，1＝0}(10)bn＝1Pr{cn，2＝1}-1Pr{cn，2＝0}這樣，使用式(3)，(9)和(10)，則在第一次迭代中算得的符號(hào)的平均值an和bn分別等于(11)---an-=eλΛ~(cn,1)-1eλΛ~(cn,1)+1]]>(12)---bn-=eλΛ~(cn,2)-1eλΛ~(cn,2)+1]]>*只對(duì)聲音服務(wù)用的專用物理信道(32ksps)，在有聲音信息的情況下設(shè)置成DTCH用符號(hào)的發(fā)射ON，沒有聲音信息時(shí)設(shè)置成發(fā)射OFF。發(fā)射的模式的例子展示在圖94中。*導(dǎo)頻符號(hào)以及TPC符號(hào)，與聲音信息的有無以及控制信息的有無沒有關(guān)系，常時(shí)被發(fā)射。*發(fā)射ON時(shí)的發(fā)射功率(Pon)，和發(fā)射OFF時(shí)的發(fā)生功率(Poff)的功率比，滿足5.1.1.發(fā)射特性的發(fā)射ON/OFF比的條件。*發(fā)射ON/OFF的模式在無線幀內(nèi)的16時(shí)隙中全部相同。*DTX控制以無線幀(10msec)單位進(jìn)行。*對(duì)數(shù)據(jù)傳送用的專用物理信道(64sps以上)不進(jìn)行DTX控制。處于常時(shí)發(fā)射ON狀態(tài)。*不傳送用于通知聲音信息的有無以及控制信息的有無的信息。4.1.9.1.2.接收*聲音信息的有無以及控制信息的有無的判定方法展示在表20中。表20聲音信息的有無以及控制信息的有無的判定方法
*表20中的符號(hào)平均接收功率，是在1無線幀內(nèi)對(duì)應(yīng)的符號(hào)全部的接收功率平均值。*PDTX(dB)是系統(tǒng)參數(shù)。4.1.9.2.SDCCH用專用物理信道聲電平，使之與以真實(shí)數(shù)據(jù)連續(xù)操作的判定反饋均衡器(DFE)無關(guān)。對(duì)于10-5的Teb，相對(duì)于DFE型均衡器的增益對(duì)于MDP-4調(diào)制為1.5dB，對(duì)于MAQ-16調(diào)制為2dB。
在Proakis所推薦的信道的情況下Proakis所推薦的信道的系數(shù)Γk有11個(gè)，皆為實(shí)常數(shù)。圖9示出這種信道的傳遞函數(shù)的零點(diǎn)在單位園上的位置。圖10和圖11示出對(duì)于Proakis所推薦的信道在渦輪-均衡器(turbo-égaliseur)輸出處的二進(jìn)制差錯(cuò)率隨Eb/No比的關(guān)系，分別對(duì)應(yīng)于四狀態(tài)相位調(diào)制(MDP-4)和十六狀態(tài)正交二載波的幅度調(diào)制(MAQ-16)。對(duì)于這種信道，兩次迭代就足以使渦輪-均衡器的性能和無符號(hào)間干擾而有編碼的信道的性能一樣，假設(shè)對(duì)于MDP-4調(diào)制的信噪比大于或等于2dB，對(duì)于MAQ-16調(diào)制的信噪比大于或等于6dB。這里指出，渦輪-均衡器所得到的性能總是好于以真實(shí)數(shù)據(jù)操作的判定反饋均衡器的性能。即使對(duì)于10-5的差錯(cuò)率，后者的改善不超過0.5dB。
應(yīng)用對(duì)于脈沖響應(yīng)延續(xù)幾十個(gè)符號(hào)時(shí)間的信道，應(yīng)用上述裝置是有優(yōu)越性的。實(shí)際上，對(duì)于這些信道，不能考慮根據(jù)最大似然性原則所優(yōu)化的接收機(jī)。
本發(fā)明特別在移動(dòng)終端的無線電信道傳輸、電纜信道還有海底聲納信道的傳輸上的應(yīng)用都是有優(yōu)越性的。
本發(fā)明可用于所有的使用線性調(diào)制的傳輸系統(tǒng)，如兩狀態(tài)或四狀態(tài)相位調(diào)制(MDP-2、MDP-4或MAQ-4)，或單載波或雙載波的正交幅度調(diào)制(MAQ-M)。
編碼系統(tǒng)可以是卷積型的或是矩陣子集型(en bloc)的，而解碼器應(yīng)是均衡輸出型的，就是說能將一個(gè)可靠性信息與每個(gè)解碼的符號(hào)相關(guān)。
權(quán)利要求
1.一種均衡與解碼裝置，其中有一模塊，模塊中有一均衡器和一個(gè)均衡輸出的解碼器，其特征在于該裝置中有多個(gè)串接的這種類型的模塊，其中的每個(gè)均衡器中至少有一個(gè)橫向?yàn)V波器，特別用來降低噪聲功率，且在秩嚴(yán)格大于1的模塊中的橫向?yàn)V波器接收信道樣本序列，述及的樣本序列的延遲量等于前面各模塊的處理時(shí)間。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，其特征在于述及的秩嚴(yán)格大于1的模塊還有一個(gè)橫向?yàn)V波器，用來重新構(gòu)建在第一個(gè)濾波器輸出處的符號(hào)間干擾，并接收前一個(gè)模塊的輸出。述及的均衡器的輸出對(duì)應(yīng)于第一個(gè)濾波器的輸出扣除由第二個(gè)濾波器所重新構(gòu)建的符號(hào)間干擾。
3.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一項(xiàng)的裝置，其特征在于對(duì)于秩嚴(yán)格大于1的各模塊，接收來自信道的樣本序列的橫向?yàn)V波器是一個(gè)收斂于一個(gè)自適應(yīng)濾波器的濾波器。
4.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一項(xiàng)的裝置，其特征在于在一個(gè)模塊中有一個(gè)M進(jìn)制二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器。
5.根據(jù)前面的權(quán)利要求中的任一項(xiàng)的裝置，其特征在于一個(gè)模塊在其均衡輸出解碼器的下游有一交織器，而在其均衡器和述及的均衡輸出解碼器之間有一去交織器。
6.根據(jù)權(quán)利要求4和5相結(jié)合的裝置，其特征在于一個(gè)模塊在交織器的上游和均衡輸出信道解碼器的下游有計(jì)算符號(hào)的平均值的裝置。
7.根據(jù)前面的各權(quán)利要求中的任一項(xiàng)的裝置，其特征在于一個(gè)均衡器的一個(gè)或幾個(gè)濾波器的各個(gè)系數(shù)是用自適應(yīng)的方法根據(jù)均衡器的輸出與模塊輸出處的已解碼數(shù)據(jù)間的最小方差原則用隨機(jī)梯度的算法確定的。
全文摘要
一種均衡和解碼裝置中有一模塊,述及的模塊中有一個(gè)均衡器和一個(gè)均衡輸出解碼器。這個(gè)裝置的特征在于它有多個(gè)串接的這樣類型的模塊,每個(gè)模塊的每個(gè)均衡器中都至少有一個(gè)橫向?yàn)V波器,特別用來降低噪聲功率,且對(duì)于秩嚴(yán)格大于1的模塊,用來接收來自信道的一個(gè)樣本序列,樣本序列的延遲量等于前面各模塊的處理時(shí)間。
文檔編號(hào)H04L27/01GK1256834SQ9880513
公開日2000年6月14日 申請(qǐng)日期1998年5月13日 優(yōu)先權(quán)日1997年5月15日
發(fā)明者阿萊·格拉韋克斯, 喬爾·拉巴特, 克里斯托弗·勞特 申請(qǐng)人:法國(guó)電信公司