專利名稱：通信方法、發(fā)送和接收裝置及蜂窩無線電通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信方法、發(fā)送裝置、接收裝置、和無線電通信系統(tǒng)，這些適用于例如蜂窩電話系統(tǒng)，其中無線移動站與固定無線站的一個基站進行無線通信。
在常規(guī)無線電通信系統(tǒng)中，提供通信業(yè)務(wù)的一個區(qū)域被劃分為所希望大小的網(wǎng)孔。擔(dān)當(dāng)固定無線站的的一個基站設(shè)置在網(wǎng)孔中，并且作為移動無線站的蜂窩電話機與蜂窩電話機所在的網(wǎng)孔中的基站進行無線通信。已經(jīng)提出了在蜂窩電話機和基站之間通信的各種方法，而代表之一是被稱為TDMA方法的時分多址方法。
例如，如

圖1A所示，TDMA方法暫時地劃分一個預(yù)定的頻率信道為預(yù)定時間間隔的幀F(xiàn)0,F1，…同時劃分每幀為預(yù)定時間間隔的時隙TS0至TS3，并在分配給站本身的時隙TS0的時間利用這個頻率信道傳輸一個傳輸信號。這種方法通過利用相同的頻率信道(所謂多路通信)進行多個通信，因此能有效地利用頻率。在圖1B及后圖的描述中，指定為發(fā)送的時隙TS0被稱為“發(fā)送時隙TX”，而由單個發(fā)送時隙TX發(fā)送的數(shù)據(jù)塊被稱為“時隙”。
參照圖2和圖3描述利用TSMA方法發(fā)送和接收數(shù)字信號的無線電通信系統(tǒng)的發(fā)送和接收裝置。例如，圖2和圖3所示的發(fā)送和接收裝置安裝在蜂窩電話系統(tǒng)中的蜂窩電話機和基站中，并用于在其之間通信。
如圖2A所示，發(fā)送裝置1大致由一個卷積編碼電路2，一個交錯緩沖器3，一個時隙電路4，一個差分四相移相鍵控(DQPSK)調(diào)制電路5，一個發(fā)送電路6，和一個天線7組成，其中要發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)S1首先輸入到卷積編碼電路2。
卷積編碼電路2由預(yù)定數(shù)個移位寄存器和預(yù)定數(shù)個專用或邏輯電路構(gòu)成，并卷積編碼輸入發(fā)送數(shù)據(jù)S1以便輸出所得的傳輸碼元S2給交錯緩沖器3。交錯緩沖器3在其內(nèi)部存儲器中順序地存儲該傳輸碼元S2。一旦整個存儲器充滿傳輸碼元S2(已存儲傳輸碼元S2的希望數(shù)量)緩沖器3就隨機地改變傳輸碼元S2的次序(以后這種次序改變被稱為“交錯”)。得到的發(fā)送碼元S3輸出到分隔電路4。交錯緩沖器3具有足夠的容量來存儲多個時隙以便分配發(fā)送碼元到大量的傳輸時隙TX中。
為分配發(fā)送碼元S3到發(fā)送時隙TX，分隔電路4在時隙中再安排傳輸碼元S3，并順序地輸出分隔的發(fā)送碼元S4到DQPSK調(diào)制電路5。DQPSK調(diào)制電路5DQPSK調(diào)制在時隙中提供的發(fā)送碼元S4以便產(chǎn)生以相位值代表碼元信息的發(fā)送信號S5，并輸出它們到發(fā)送電路6。
發(fā)送電路6濾波按時隙中饋送的發(fā)送信號S5，轉(zhuǎn)換它為模擬信號，并轉(zhuǎn)換所述模擬發(fā)送信號的頻率以便產(chǎn)生預(yù)定頻率信道的發(fā)送信號S6。發(fā)送電路6然后放大該發(fā)信號S6至預(yù)定電壓并輸出所述信號到天線7。因此，發(fā)送裝置1與發(fā)送時隙TX的定時同步發(fā)送出已經(jīng)劃分在時隙中的發(fā)送信號S6。為參考起見，圖2圖解地表示在上述發(fā)送裝置1的每個電路中執(zhí)行的信號處理。
另一方面，如圖3A所示接收裝置10大致由天線11、接收電路12、DQPSK解調(diào)電路13、時隙連接電路14、去交錯緩沖器15、和維特比解碼電路16。接收裝置10利用天線11接收從發(fā)送裝置1發(fā)送的傳輸信號S6，并輸出所述信號到接收12作為接收信號S11。接收電路12放大該輸入接收信號S11，轉(zhuǎn)換接收信號S11的頻率以便獲得基帶信號，并濾波所述基帶信號。接收電路12然后轉(zhuǎn)換基帶信號為數(shù)字信號以獲得已被DQPSK調(diào)制的接收信號S12，并輸出所述信號到DQPSK解調(diào)電路13。
DQPSK解調(diào)電路13DQPSK解調(diào)接收信號S12以便得到碼元信息，并輸出這個信息到時隙連接電路14作為接收碼元S13。接收碼元S13不是具有“0”或“1”值的二進制信號，而是由于附加在傳輸通道上的噪音成分引起的多值信號。時隙連接電路14連接在每個時隙中分段地得到的接收碼元S13使得所述碼元形成連續(xù)信號。一旦接收碼元S13的數(shù)量累積達(dá)到隨后的去交錯緩沖器15的容量，電路14就連接所述接收碼元S13并輸出連接的接收碼元S14到去交錯緩沖器15。
去交錯緩沖器15具有足夠的容量存儲多個時隙。一旦去交錯緩沖器15已順序地存儲提供的接收碼元S14，它就使用在發(fā)送裝置1上的交錯緩沖器3的程序的反程序以便改變接收碼元S14的次序為原始次序，并輸出得到的接收碼元S15到維特比解碼電路16(下文中，返回到原始次序被稱為“去交錯”)。維特比解碼電路16由軟判定維特比解碼電路構(gòu)成。電路16根據(jù)輸入接收碼元S15假定用于卷積的格子編碼并從所有可能的數(shù)據(jù)狀態(tài)轉(zhuǎn)變(所謂的量大似然率序列估算)中選擇以便恢復(fù)表示發(fā)送數(shù)據(jù)的接收數(shù)據(jù)S16用于輸出。圖3B圖解地表示在上述接收裝置10的每個電路中執(zhí)行的信號處理。
在接收裝置10中，維特比解碼電路16執(zhí)行最大似然率序列估算以恢復(fù)接收數(shù)據(jù)S16，但是這種估算必須更精確以便更精確地恢復(fù)接收數(shù)據(jù)S16。
下面特別描述。如上所述，從DQPSK解調(diào)電路13輸出的接收碼元S13形成多值信號。多值信號的值大致表示接收碼元的可靠性。解碼這種多值信號的維特比解碼電路被稱為軟判定維特比解碼電路，并利用考慮每個碼元可靠性的最大似然率序列估算正常地恢復(fù)數(shù)據(jù)。反之，解碼具有“-1”或“+1”值的二進制信號的維特比解碼電路通常被稱為硬判定維特比解碼電路。假定軟判定維特比解碼電路比硬判定維特比解碼電路提供更精確的最大似然率序列。這是因為軟判定維特比解碼電路接收反映可靠性的多值信號以便提供反映可靠性的估算。因此為增加最大似然率序列估算中的準(zhǔn)確性，碼元可靠性應(yīng)反映在輸入給維特比解碼電路的信號中。
在TDMA方法中，接收的接收碼元被再安排以便對應(yīng)傳輸之前的每個時隙，所以在時隙中通信質(zhì)量可能變化。因此，在這種情況下，表示每個時隙通信質(zhì)量的可靠性應(yīng)該反射在那個時隙發(fā)送的碼元的值中以便允許維特比解碼電路提供更精確的最大似然率序列估算。特別是，如果大量的時隙被交錯，則在時隙中通信質(zhì)量可能相差很大，而導(dǎo)致不正確的估算，除非反射通信質(zhì)量。
然而，由于少數(shù)的大量時隙被交錯的現(xiàn)存通信方法，從信號線路中輸出的多值信號直接輸入給維特比解碼電路并且不反射每個時隙的通信質(zhì)量。因此，在大量時隙被交錯的通信方法中，希望每個時隙的通信質(zhì)量反射在輸入給維特比解碼電路的信號的值中。
事實上，因為交錯的時隙由于相位而具有不同的接收功率，如果自干擾波源的接收信號比希望波的接收信號有更高的接收功率，則可能錯誤地接收干擾波而不是希望的電波，例如，當(dāng)偏移了多載波調(diào)制或解調(diào)的定時時。
在這種情況下，DQPSK調(diào)制解調(diào)中，發(fā)送機和接收機不同步并且如果接收機接收的信號暫時偏移，當(dāng)在頻率軸上旋轉(zhuǎn)相位時觀察這種效果。例如，如果接收定時偏移調(diào)制定時TA[sec]，則這個信號的相位在頻率軸上恒定地呈現(xiàn)偏移2π×TA[rad]/[HZ]。當(dāng)副載波的頻段定義為fw[HZ]時(即，發(fā)送這個信號所要求的最小調(diào)制時間間隔被定義為Tm=1/fw[HZ])。并且如果利用定時偏移TA[sec]接收的信號經(jīng)歷快速富立葉變換以便差分解調(diào)DQPSK調(diào)制的碼元時，則2π×TA×fw[rad]的相位偏差恒定地重疊在解調(diào)之后的每個QPSK碼元中。
因此，在經(jīng)歷延遲的多徑環(huán)境中的無線電通信中，即使發(fā)送和接收定時不同步，在頻率軸上相位的旋轉(zhuǎn)也可能出現(xiàn)，如果由于多徑而延遲的波已高于接收的功率，這基本上等效于定時偏移。
鑒于上述，本發(fā)明的一個目的是提供一種通信方法，發(fā)送和接收裝置，以及蜂窩無線電通信系統(tǒng)，其中在接收信號中干擾希望波的波能夠準(zhǔn)確地作為噪聲對待。
當(dāng)結(jié)合附圖閱讀時從以下詳細(xì)的描述中本發(fā)明的本質(zhì)，原理和應(yīng)用將變得更清楚，其中相同的部分以相同的標(biāo)號或符號表示。
附圖中圖1A和1B是描述TDMA方法的原理示意圖；圖2A和2B是表示常規(guī)發(fā)送裝置配置的方框圖；圖3A和3B是表示常規(guī)接收裝置配置的方框圖；圖4是表示根據(jù)此發(fā)明的第一個實施例的發(fā)送裝置配置的方框圖；圖5是表示根據(jù)此發(fā)明的第一個實施例的接收裝置配置的方框圖；圖6是描述正交變換的示意圖；圖7是表示在發(fā)送裝置中的正交變換電路配置的電路圖；圖8是表示在發(fā)送裝置中的隨機相移電路配置的電路圖；圖9是表示在接收裝置中的隨機相移電路配置的電路圖；圖10是表示在接收裝置中的正交變換電路配置的電路圖；圖11是表示在根據(jù)第一實施例的接收裝置中的解調(diào)電路配置的電路圖；圖12是描述蜂窩無線電通信系統(tǒng)的配置及干擾波的示意圖；圖13是表示根據(jù)此發(fā)明第二實施例的接收裝置配置的方框圖；和圖14是表示在根據(jù)第二實施例的接收裝置中的解調(diào)電路配置的電路圖。
將參照附圖描述此發(fā)明的較好實施例(1)第一實施例參考圖4和圖5描述應(yīng)用本發(fā)明的無線電通信系統(tǒng)的整個配置。例如，在蜂窩無線電通信系統(tǒng)中，網(wǎng)孔中的基站和移動站分別具有發(fā)送和接收裝置。圖4中相同部分具有如圖2的相同標(biāo)號，例如20總指用于蜂窩電話系統(tǒng)的蜂窩無線電通信系統(tǒng)中的發(fā)送裝置。發(fā)送裝置20具有與圖2所示的發(fā)送裝置幾乎相同的配置，除自交變換電路21、隨機相移電路22、和反向快速富立葉變換電路(IFFT)23是新加的外。在發(fā)送裝置20中，從分隔電路4中輸出的傳輸碼元S4輸入給DQPSK調(diào)制電路5。DQPSK調(diào)制電路5DQPSK調(diào)制該傳輸碼元S4以便產(chǎn)生以相位值的碼元信息的發(fā)送信號，并在這個實施例中，應(yīng)用π/4相位DQPSK調(diào)制(相對于前級碼元通信移相π/4，限制最大相移至±3π/4)。
DQPSK調(diào)制電路5DQPSK調(diào)制發(fā)送碼元S4以便轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)S4為相位數(shù)據(jù)的發(fā)送信號序列S5并輸出所述序列S5到正交變換電路21。
另外，正交變換電路21轉(zhuǎn)換通過正交變換得到的并行信號序列為串行信號以便轉(zhuǎn)換成組的傳輸信號序列為串行信號序列S20，并隨后輸出序列20到隨機相移電路22。
正交變換電路21使用預(yù)定的N階標(biāo)準(zhǔn)正交矩陣正交地轉(zhuǎn)換發(fā)送信號序列。在發(fā)送期間，從DQPSK轉(zhuǎn)換電路5輸入的并行傳輸信號S5中的一部分碼元序列Xr(n=1,2,3,…)在開關(guān)控制器40A的控制下存儲為幾組的N個碼元(N是大于等于1的整數(shù))。對每組，成組的發(fā)送信號序列Xk,…Xk+N被順序地與如下等式所示的N階標(biāo)準(zhǔn)正交矩陣M相乘。YK::XK+N=MXK::XK+N······(1)]]>因此，碼元序列部分被正交地變換以便獲得碼元序列Yn(n=1,2,3,…)。在以下描述中，為解釋起見標(biāo)準(zhǔn)正交矩陣是二階并且要分組的碼元數(shù)(n)是2。
特別是，為執(zhí)行正交變換，正交變換電路21利用兩個相鄰碼元X0,X1和以下等式用于正交變換。Y0=1/2(X0+X1)······(2)]]>Y1=1/2(X0-X1)······(3)]]>以這種方式，計算正交變換之后的碼元Y0,Y1。
至于表示發(fā)送碼元序列中的哪個碼元輸入給正交變換電路21的組合模式被正交變換與否，蜂窩無線電通信系統(tǒng)中的基站的控制部分以這樣的方式設(shè)置一個隨機組合模式。即每個基站具有不同的獨特組合模式，并發(fā)送其本身的組合信息給每個移動站以并相互兼容的制造發(fā)送機和接收機。
關(guān)于說明表示是否提供正交變換的組合模式如圖6所示，例如，當(dāng)在一個調(diào)制時間一個時隙發(fā)送24個碼元時，T表示與相鄰碼元組合用于正交變換的碼元，而N表示沒有正交變換的碼元。在這種情況下，一半碼元即12個碼元被正交變換了。
接收機根據(jù)組合信息反向地正交變換已被發(fā)送機正交變換的碼元序列，由此恢復(fù)正交變換的碼元序列。如果未涉及通信的接收裝置向地正交變換接收信號，則不能恢復(fù)原始信號，除非序列匹配已被發(fā)送機正交變換的碼元序列。因此，通過使用在基站中變化的組合模式以便正交變換每個時隙中的發(fā)送碼元，即使來自發(fā)送機的波彼此干擾，不相關(guān)的發(fā)送機的信號也能夠明顯地作為噪音對待。
參照圖7特別地描述正交變換電路21的配置。正交變換電路21根據(jù)自基站發(fā)出的組合信息在開/關(guān)控制器40A的控制下通過操作開關(guān)41A確定從DQPSK調(diào)制電路5輸入的發(fā)送碼元S5是否正交變換了。即，為正交變換傳輸碼元S5，開關(guān)控制器40A放置開關(guān)41A在(a)側(cè)以便輸出所述傳輸碼元S5到加法器42，延遲電路43、和減法器44，從而避免正交地變換發(fā)送碼元S5，開/關(guān)控制器40A放置開關(guān)41A在(b)側(cè)以便輸出它們到延遲電路45。
經(jīng)過開關(guān)41A已經(jīng)輸出到延遲電路45的傳輸碼元S5被發(fā)送到開關(guān)41C。開關(guān)41C及開關(guān)41A根據(jù)組合信息受開/關(guān)控制器41A的控制。當(dāng)傳輸信號S5從延遲電路45中輸出時，開關(guān)41B放在(b)側(cè)以防止正交變換電路21提供正交變換以便輸出已經(jīng)受僅僅一個預(yù)定延遲的傳輸碼元S5到隨機相移電路22。
另一方面，當(dāng)開/關(guān)控制器41A置開關(guān)41A為(a)側(cè)時，傳輸碼元S5發(fā)送往加法器42、延遲電路43，和減法器44。延遲電路43暫存S5A發(fā)送的第一發(fā)送碼元。當(dāng)下一個發(fā)送碼元S5B經(jīng)過開關(guān)41A輸入到加法器42時，存儲在延遲電路43中的發(fā)送碼元S5A輸入到加法器42，在那兒發(fā)送碼元S5A和S5B加到一起以獲得發(fā)送碼元S42。另外，加法器42經(jīng)由開關(guān)41B輸出碼元到
電路46，它放大發(fā)送碼元S422]]>倍以提供等式(1)所示的正交變換。所得的發(fā)送碼元S20經(jīng)由開關(guān)41C輸出到隨后的隨機相移電路22。
另一方面，減法器44從以預(yù)定定時輸入的傳輸碼元S5A中減去延遲一個時間間隔的發(fā)送碼元S5B以便獲得發(fā)送信號S43。發(fā)送信號S43在輸出加法器42之后經(jīng)由開送41B輸入到
電路46。
電路46放大發(fā)送碼元S43的幅度
倍以提供等式(2)所示的正交變換，并通過開關(guān)41C輸出所得的發(fā)送碼元S20到后來的隨機相移電路22。
從DQPSK調(diào)制電路5中輸出的DQPSK已調(diào)碼元序列從正交變換電路21中輸出作為發(fā)送碼元S20。所述DQPSK調(diào)制電路5是個新碼元序列。其中一半為每個時隙進行正交變換并且隨后輸入到隨機相移電路22。隨機相移電路22還施加隨機相位序列乘積到發(fā)送碼元S20的碼元序列。
隨機相移電路22通過順序地相乘對從輸入傳輸碼元S20隨機產(chǎn)生的每個碼元的相位數(shù)據(jù)來隨機地改變發(fā)送碼元S20的相位。
如圖8所示，隨機相移電路22由隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路22A和一個乘法器22B構(gòu)成。隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路22A具有用于每個通信信道的不同初始相位值(例如，用于蜂窩電話系統(tǒng)中的每個基站)以便根據(jù)預(yù)定規(guī)則順序地產(chǎn)生以初始相位值開始的隨機相位值。隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路22A輸出表示相位值的相位數(shù)據(jù)S21A到乘法器22B。相位數(shù)據(jù)S21A是具有隨機相位值和幅度為“1”的復(fù)合序列。乘法器22B將輸入發(fā)送碼元S20中的復(fù)合序列順序地與相位數(shù)據(jù)S21A中的復(fù)合序列相乘以便隨機地改變發(fā)送碼元S20的相位。因此，其相位已被每個通信信道的不同相位偏移隨機改變的發(fā)送信號S21就輸出到反向快速富立葉變換電路23。
如果執(zhí)行這樣的隨機相移，接收機就具有如上所述的相同的初始相位值并通過利用相同程序以便產(chǎn)生如發(fā)送機中一樣的相同相位數(shù)據(jù)，和通過以產(chǎn)生的恢復(fù)數(shù)據(jù)劃分接收信號能夠在執(zhí)行隨機相移之前恢復(fù)信號。如果未進行通信的接收裝置接收經(jīng)受隨機相移的發(fā)送信號，則由于缺乏相同的初始相位值就不能恢復(fù)原始信號。因此，通過利用每個通信信道的不同初始相位值，即使每個通信信道變?yōu)橄嗷ジ蓴_的波，而自不相關(guān)發(fā)送機的信號，即所有干擾波具有隨機相位并能夠明顯地識別為半噪音。
因此，通過將幅度方向上的隨機性加到具有正交變換的發(fā)送碼元中并且還將相位偏移加到具有隨機相移的發(fā)送碼元中，就能夠增加接收信號的可能的星座(constellation)點。
以上述方式經(jīng)受隨機相移的傳輸信號S21輸出到隨后的反向快速富立葉變換電路23。反向快速富立葉變換電路23對構(gòu)成傳輸信號S21的碼元組的每個碼元分別進行反向富立葉變換以便分配這些碼元到上述的24個副載波用于重疊(傳輸碼元S21的組中每個碼元置于傳輸?shù)念l率軸上)。結(jié)果，在一個信號中安排在頻率軸上的碼元的輸入組從安排在時間軸上的碼元的輸入組中產(chǎn)生。
反向快速富立葉變換電路23還觸發(fā)由反向富立葉變換所產(chǎn)生的一組發(fā)送碼元S22以便抑制不希望的帶外寄生波。具體的觸發(fā)方式是對發(fā)送碼元S22組進行時間軸上余弦滾降濾波。因此，由反向快速富立葉變換電路23利用這樣的處理而產(chǎn)生的傳輸碼元S22組輸出到隨后的傳輸電路6。
傳輸電路6濾波該傳輸碼元S22組并隨后對其進行數(shù)—模變換處理以便產(chǎn)生發(fā)送信號。然后，發(fā)送電路6通過轉(zhuǎn)換傳輸信號頻率產(chǎn)生預(yù)定頻率信道的發(fā)送信號S23，并放大該信號至預(yù)定電壓，并隨后經(jīng)由天線8發(fā)送所述信號。發(fā)送電路6設(shè)計為執(zhí)行跳頻(FH)，即，根據(jù)預(yù)定模式隨機改變用于每個時隙的頻率信道，由此減少其它通信的干擾波影響。
因此，發(fā)送裝置20分配存儲在時隙中的編碼比特組給多個副載波用于重疊，由此提供多載波通信，其中用多個副載波發(fā)送用于發(fā)送的信息比特序列。
如圖5所示，其中相同部件具有如圖3的相同標(biāo)號，接收裝置大致由天線11、接收電路31、快速富立葉變換電路(FFT)32、解調(diào)電路35、時隙連接電路14、去交錯緩沖器15、和維特比解碼電路16組成。接收電路31具有與圖3所示的接收裝置10幾乎相同的配置，除附加了快速富立葉變換電路32，隨機反向相移電路33，和正交變換電路外，并且改變了接收電路31和解碼電路35執(zhí)行的處理。
首先，天線11接收從發(fā)送裝置20發(fā)送的信號S23，并輸入所述信號給接收電路31作為接收信號S25。接收電路31放大該輸入的接收信號S25，并隨后轉(zhuǎn)換接收信號S25的頻率以獲得基帶信號。接收電路31在濾波處理之后對基帶信號進行?！獢?shù)變換以獲得一組接收碼元S26，并輸出所述碼組到快速富立葉變換電路32。
當(dāng)輸出接收信號S26組時，接收電路31的?！獢?shù)變換電路以這樣的方式放大該接收信號S26組，即每時隙功率變?yōu)楹愣?。假如是無線通信系統(tǒng)，當(dāng)信號在時隙中發(fā)送時，每個時隙能夠通過傳輸通道分別經(jīng)受不同的衰減等等，所在每時隙中信號功率可能不同。
此外，接收電路31根據(jù)與發(fā)送機相同的模式改變接收頻率信道。因此即使發(fā)送機改變頻率信道，電路31也能夠跟隨發(fā)送端執(zhí)行準(zhǔn)確的接收操作。
快速富立葉變換電路32觸發(fā)接收信號26的輸入組以便獲得一個時隙的信號分量，并對該信號分量進行富立葉變換。這個操作能使安排在頻率軸上的碼元組再安排在時間軸上。富立葉變換之后得到的一組接收碼元S27輸入到隨后的隨機反相移電路33?？焖俑涣⑷~變換電路32以及發(fā)送機中的反向快速富立葉變換電路23在用于觸發(fā)的時間軸上對接收碼元組S27進行余弦滾降濾波。
隨機反相移電路33以表示在碼元中與發(fā)送機相位值相同的相位值的相位數(shù)據(jù)分隔輸入接收信號S27以便消除應(yīng)用到接收信號S27中的隨機相移。在這種情況下，如圖9所示，隨機反相移電路33特別地由隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路33A和乘法器33B組成。具有與發(fā)送機相同的初始相位值的隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路33A，順序地產(chǎn)生與以初始相位值開始的發(fā)送機相同的相位值；并輸出表示與第一相位值共軛(conjugated with)的相位值的相位數(shù)據(jù)S28A(在圖中“*”表示共軛)到乘法器33B。相位數(shù)據(jù)33是個復(fù)合序列，具有與在發(fā)送機產(chǎn)生的相位值共軛的相位值并具有幅度“1”。乘法器33B順序地將輸入接收信號S27中的復(fù)合序列與每個碼元的相位數(shù)據(jù)S28A中的復(fù)合序列相乘來消除施加于接收信號S27中的相移以便獲得原始相位狀態(tài)。以這種方式，通過利用與發(fā)送機的相位數(shù)據(jù)共軛的相位數(shù)據(jù)S21A，能夠使用乘法器33B替代分頻器來提供反相移。
以這種方式，其相位已由隨機反相移電路33再存儲為其原始狀態(tài)的接收信號S28輸入到隨后的正交變換電路34。
如圖10所示，接收裝置30的正交變換電路34具有與發(fā)送裝置20的正交變換電路21幾乎相同的配置使得在接收碼元S28組中的預(yù)定碼元在開/關(guān)控制器40B的控制下進行反向正交變換。在這種情況下，發(fā)送機20預(yù)先傳送在發(fā)送端正交變換的碼元的組合模式信息給接收裝置30，使得正交變換電路34只反向地正交變換已被發(fā)送機正交變換了的的碼元。正交變換電路34通過提供反向正交變換對接收碼元Y0,Y1進行與在正交變換電21中的正交矩陣M一樣的正交變換以便恢復(fù)原始信號碼元。
只有一部分在正交變換電路21的開/關(guān)控制器40A的控制下已進行了正交變換的輸入接收信號S28象在正交變換電路21中一樣進行正交變換以便從在發(fā)送端進行了正交變換的傳輸碼元中提取原始的DQPSK已調(diào)接收信號S29。接收裝置30的正交變換電路34劃分從隨機反相移電路33接收的接收信號S28的碼元序列為兩個碼元序列的組。開/關(guān)控制器40B從碼元序列組中分離出接收信號序列Y0,Y1，所說的碼元序列組是指已被發(fā)送裝置20的正交變換電路21進行正交變換了的碼元序列組。開/關(guān)控制器40B對每組將分離出的接收信號序列Y0,Y1乘以發(fā)送機使用的二階標(biāo)準(zhǔn)正交矩陣M的逆矩陣M-1。X0X1=M-1Y0Y1······(4)]]>以這種方式，恢復(fù)執(zhí)行正交變換之前的信號序列X0,X1。正交變換電路21和34具有相同的電路配置。因此，它們通過利用正交矩陣M反向地正交變換已經(jīng)利用正交矩陣M正交變換了的碼元來恢復(fù)信號序列。在這種情況中，正交變換電路34經(jīng)由開/關(guān)控制器40B輸出表示在發(fā)送端被正交變換了的發(fā)送碼元是否已進行正交變換的碼元變換信息到解調(diào)電路35中的加權(quán)電路36B。
參照圖11具體解釋解調(diào)電路35的配置。給解調(diào)電路35輸入由從正交變換電路34中提供的復(fù)合信號構(gòu)成的接收信號S29，到乘法器50和構(gòu)成DQPSK解調(diào)電路36A的延遲電路51。乘法器50從延遲電路51中接收延遲一個碼元的接收信號S60，并復(fù)數(shù)乘(comp lex-multiplies)該輸入接收信號S29為接收信號S60的共軛值，接收信號S60在輸入接收信號S29之前是一個碼元，并因此乘法器50從接收信號S29中提取接收碼元S30。然而，接收碼元S30具有已被DQPSK調(diào)制的碼元信息。接收碼元S30然后輸入到隨后的先進先出緩沖器(下文稱為“FIFO緩沖器”)52，在這兒順序地存儲所述接收碼元S30。FIFO緩沖器52保持接收碼元S30直到所述存儲的碼元累加到一個時隙為止，并此后，輸出它們到隨后的乘法器53。
由乘法器50提取的接收碼元S30輸入到加權(quán)系數(shù)計算部分36B中的暫時判定電路54。暫時判定電路54暫時地確定處于QPSK接收碼元S30的5個相位狀態(tài)中的哪種狀態(tài)，并輸出表示暫定相位狀態(tài)并具有幅度“1”的一個復(fù)合信號S61到乘法器55。
從延遲電路51輸出的接收信號輸入到乘法器55。乘法器55將來自暫時判定電路54的復(fù)合信號S61乘以延遲一個碼元的接收信號S60以便根據(jù)暫時判定結(jié)果產(chǎn)生DQPSK調(diào)制的信號，即，再產(chǎn)生捫S29的接收信號S62。在以下描述中，接收信號S62被稱為“復(fù)制(veplica)接收信號”，以區(qū)別于原始接收信號S29。
由乘法器55產(chǎn)生的復(fù)制接收信號S62隨后輸入到減法器56。原始接收信號S29也輸入到減法器56。因此減法器56從原始接收信號S29中減去復(fù)制接收信號S62，并輸出構(gòu)成減法結(jié)果的信號成分S63到第一平方電路57。在這種情況中，如果暫時判定電路54的判定結(jié)果正確，信號成分S63構(gòu)成包含在暫時判定處的接收信號S29的噪音成分組合，并構(gòu)成包含在先于暫時判定處的接收信號S29一個碼元的在先接收信號S29的噪音成分。
第一平方電路57對每個碼元平方其信號成分S63的幅度以獲得每個碼元中的噪音成分功率，并輸出所得的噪音功率S64到第一累加電路58。對于DQPSK調(diào)制/解調(diào)，第一累加電路58累加地加上從第一平方電路57輸出的所有碼元除領(lǐng)先碼元之外的噪音功率S64，以便獲得一個時隙的噪音功率S65，它等于構(gòu)成一個時隙的所有碼元中的噪音功率之和。在這種情況中，由于噪音功率S65是一個時隙中的雙倍噪音功率，其信號能量經(jīng)過半電路59降為一半以獲得噪音功率S66。并且隨后，噪音功率輸入到減法器62。因此，通過檢測來自已經(jīng)受正交變換和隨機相移的傳輸碼元的接收碼元中的噪音功率S66，能更加精確地檢測噪音成分。
此外，從隨機反相移電路33提供的接收信號S29直接輸入到加權(quán)電路36B中的第二平方電路60而沒有DQPSK解調(diào)。第二平方電路60平方接收信號S29的幅度以獲得用于每個碼元的接收信號S29的功率，并隨后輸出所獲得的信號功率S67到第二累加電路61。第二累加電路61累計地加上用于從第二平方電路60輸出的每個碼元的信號功率S67以便獲得一個時隙的信號功率S68，它等于構(gòu)成一個時隙的所有碼元中的信號功率之和。第二平方電路60然后輸出信號功率S68到減法器62。信號功率S68表示接收信號S29的信號功率，并且是實際信號成分功率和噪音成分功率的組合。
減法器62從第二累加電路61輸入的接收信號S29的信號功率S68中減去經(jīng)由半電路59從第一累加電路58輸入的噪音功率S66以便獲得希望的信號的信號功率S69，并隨后輸出希望的信號到乘法器63。乘法器63將信號功率S69乘以由反向計算電路64計算的噪音功率S66的倒數(shù)S70以便產(chǎn)生一個時隙中的信噪功率比(SNR)，并輸出它到乘法器65作為表示一個時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)S71。乘法器65將加權(quán)系數(shù)S71乘以從FIFO緩沖器52輸出的接收碼元S30以便在接收碼元S30的幅值上反射該時隙的可靠性。因此，這個處理產(chǎn)生反射時隙可靠度的接收碼元S31A。
另外，如果接收電路31不足以調(diào)整時隙的信號能量，解調(diào)電路35輸出從第二累加電路61輸出的信號功率S68到反向計算電路66以便計算信號功率S68的倒數(shù)S73，并將它輸出到乘法器67。從而，乘法器67能夠?qū)⒌箶?shù)S73乘以從FIFO緩沖器52輸出的經(jīng)由乘法器65的QPSK信號(接收碼元S31A)以便標(biāo)準(zhǔn)化該信號功率。
此外，如果相應(yīng)于由接收定時偏移引起的延遲的相位偏移重疊在從乘法器50輸出的DQPSK碼元上，則解調(diào)電路35執(zhí)行用于去掉這個相位偏移的處理。
在這種情況下，乘法器68將從乘法器50輸出的差分放大接收碼元S30乘以來自暫時判定電路54的共軛復(fù)數(shù)信號S61以便產(chǎn)生具有通過信息調(diào)制得到“零”相位分量的碼元S74。該碼元S74經(jīng)由開關(guān)69輸入到第三累加電路70。
正交變換電路34中的開/關(guān)控制器40A輸入表示輸入到解調(diào)電路35的接收碼元S29是否已正交變換的碼元變換信號S75到開關(guān)69。為響應(yīng)碼元變換信息S75，開關(guān)69受控以便于只有那些還未被正交變換電路34正交變換的接收碼元序列能通過，并因此只有那些還未正交變換的接收碼元S74輸出到第三累加電路70。第三累加電路70累積地將輸入接收碼元74加在一起，并隨后完成一個時隙的處理，第三累加電路70輸出累加結(jié)果到幅度標(biāo)準(zhǔn)電路(arg)71。arg71保持接收碼元S29的相位為復(fù)合值以便產(chǎn)生具有幅度“1”的相位分量的平均值，并將它輸出到乘法器53。因此，由于arg71在沒有進行正交變換的那些接收碼元S74中檢測相位偏移，則對有時隙能夠準(zhǔn)確地檢測接收信號中的相位偏移。
乘法器53將相位分量的平均值S77乘以從FIFO緩沖器52輸出的接收碼元S30以便產(chǎn)生具有接收碼元S30與其共軛的乘積的接收信號S30A。利用這個處理，解調(diào)電路35能檢測接收碼元中的相位偏移以便對其補償。
在這種情況下，如果接收碼元的SNR，即從乘法器63輸出的加權(quán)系數(shù)S71的值大于預(yù)定門限，則開關(guān)72接通，而如果加權(quán)系數(shù)S71的值小于或等于預(yù)定門限時，即，接收信號的SNR降低開關(guān)72斷開。例如，當(dāng)接收信號的SNR低于10[dB]時(10[dB]左右的值作SNR的門限最好)，從arg71輸出的相位偏移值對于試圖通過利用從arg71輸出的相位偏移值來去掉相位偏移是不太可靠，也不太有效的，所以開關(guān)72斷開。因此，由于僅當(dāng)SNR高時通過利用加權(quán)系數(shù)S71校準(zhǔn)相位偏移，則相位偏移能夠準(zhǔn)確地消除以響應(yīng)接收碼元的SNR。
另外，乘法器53輸出接收信號S30A到乘法器65。乘法器65將接收信號S30A乘以從乘法器63輸出的加權(quán)系數(shù)S71以便在接收信號S30A的幅度上反映時隙的可靠性。因此，這種處理使相位偏移從接收信號S30A中去掉并還能使接收碼元S31A反映時隙的可靠性。
接收信號S31A輸出到乘法器67。乘法器67通過將倒數(shù)S73乘以接收信號S31A能夠產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)化的接收碼元S31，在接收碼元S31中，經(jīng)由乘法器53和65輸出的相位偏移已被去掉并且它反映時隙的可靠性。
因此，從解調(diào)電路35輸出到時隙連接電路14的接收碼元S31被加權(quán)以響應(yīng)接收時隙的可靠性。另外，相位偏移，如果有的話，就從接收碼元中S31中去掉。此功能極大地增加了在由隨后的維特比解碼電路16提供的最大似然率估算中的準(zhǔn)確度。
解調(diào)電路35之后的時隙連接電路14連接在時隙中分段地得到的接收碼元S31以便成為連續(xù)信號。當(dāng)接收碼元S31累積達(dá)到等于后來的去交錯緩沖器15的存儲容量的數(shù)量時時隙連接電路14連接接收碼元S31，并輸出該連接的接收碼元S32到去交錯緩沖器15。去交錯器15具有足夠的容量存儲多個時隙，并之后在其內(nèi)部存儲器中存儲所提供的接收碼元S32，利用發(fā)送裝置20的交錯緩沖器3所用的程序的逆程序以便改變接收碼元S32的次序。去交錯緩沖器15因此恢復(fù)碼元S32到其原始狀態(tài)，并輸出所得到的接收碼元S33到維特比解碼電路16。
包含軟判定維特比解碼電路的維特比解碼電路16對輸入接收碼元S33進行最大似然率序列估算以便恢復(fù)表示發(fā)送數(shù)據(jù)的接收數(shù)據(jù)S34。在這種情況中，在前的加權(quán)電路36B計算已經(jīng)發(fā)送接收碼元S29的時隙的可靠性，并將接收碼元S29乘以表示時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)。從而，輸入到維特比解碼電路16的接收碼元S33的信號電平相應(yīng)于時隙的可靠度。因此，即使時隙中的通信質(zhì)量變化，也用可靠度反映在信號電平中。從而，通過輸入這種接收碼元S33到維特比解碼電路16，維特比解碼電路16利用考慮每個時隙的可靠性來執(zhí)行最大似然率序列估算。因此，能夠增加最大似然率序列估算中的準(zhǔn)確度并能更精確地恢復(fù)接收數(shù)據(jù)。
根據(jù)上述配置，在無線通信系統(tǒng)中的傳輸期間，在信號序列被卷積編碼、交錯、分隔和隨后的DQPSK調(diào)制之后，正交變換電路21根據(jù)發(fā)送機和接收機之間預(yù)定的變換碼元組合模式在開/關(guān)控制器40A的控制之下正交地變換信號序列中每個時隙中的一半碼元。
另外，隨機相移電路22能夠隨機地移位正交變換了的傳輸碼元S5的相位以便在碼元S5的寬度和相位方向上增加碼元S5的隨機性。其相位已被隨機移位的傳輸碼元S21經(jīng)受反向快速富立葉變換以便用24個副載波調(diào)制，并由傳輸電路6進行數(shù)—模變換和頻率變換。碼元因此被放大為預(yù)定頻率信道的傳輸信號S23，并發(fā)送出去。
由于傳輸碼元不僅進行隨機相移而且也經(jīng)受正交變換，則利用隨機相位偏移接收信號的象素點只在相位方向上不能增加，但在幅度方向上能增加。通過把干擾波作為噪音成分，對阻礙的干擾波的阻抗能夠增加。此外，在這種情況下，當(dāng)兩個發(fā)送碼元具有相等的功率時，接收機中的檢測效果與進行正交變換之前相同。
另一方面，在接收傳輸信號時，接收機放大所述信號為接收信號S25，并隨后變換此信號S25的變換以獲得基帶信號。接收機然后執(zhí)行?！獢?shù)變換以獲得接收信號S26。接收碼元利用快速富立葉變換在時間軸上輸出。接收信號S28通過隨機反相移恢復(fù)其相位到原始狀態(tài)，并輸出到正交變換電路34。
正交變換電路34在開/關(guān)控制器40B的控制下反向地正交變換被發(fā)送機正交變換了的接收碼元的一半碼元。得到的信號序列由解調(diào)電路35的DQPSK解調(diào)電路36A進行差分解調(diào)。因此，通過差分解調(diào)接收信號S29，能夠消除當(dāng)正交變換過的傳輸信號分配并重疊到每個副載波時在接收碼元中會出現(xiàn)的相位偏移的影響。
另外，解調(diào)電路35利用加權(quán)電路36計算在一個時隙中的噪聲功率S66，并從一個時隙中的信號功率S68中提取希望的信號的信號功率S69。以及從信號功率S69和噪音功率S66的反比中產(chǎn)生信噪功率比。然后，這個比率能夠由作為加權(quán)系數(shù)S71被由從正交變換電路34輸入的每個接收碼元S30相乘以便在接收碼元S30的幅度上產(chǎn)生反映時隙可靠度的接收碼元S31A。
在這種情況下，由于包含在接收信號S29中的噪音功率S66是基于在發(fā)送裝置20中已進行了正交變換和隨機相移的傳輸信號S23而產(chǎn)生的。隨機化起著極大增加接收信號象素點的作用，因此增加了能被看作噪音功率成分的干擾波成分。結(jié)果，從每個交錯時隙的接收信號S29的信號成分中能夠準(zhǔn)確地檢測由干擾波產(chǎn)生的噪音成分。
另外，檢測的噪音成分(噪音功率S66)能夠用來產(chǎn)生反映每個交錯時隙的可靠性的加權(quán)系數(shù)S71，而且加權(quán)系數(shù)S71能被解調(diào)接收信號S30相乘以便實質(zhì)上增加接收信號S30中每個時隙的通信質(zhì)量。
此外，解調(diào)電路35從接收信號S29中分離出沒有被正交變換的信號序列，以響應(yīng)由正交變換電路34的開/并40B發(fā)出的碼元變換信息S75，并產(chǎn)生信號序列的相位分量的平均值S76。這種配置使得傳輸碼元S23中的平均相位偏移能夠從沒有進行正交變換的接收碼元中準(zhǔn)確地檢測到。另外，相位分量的平均值S76能夠利用乘法器53被接收碼元S30相乘以便準(zhǔn)確地消除接收信號中的相位偏移。
在這種情況下，由于傳輸裝置20的正交變換電路21只正交地變換一個時隙中的一半傳輸碼元，則由定時偏移在由反向富立葉變換執(zhí)行的反向富立葉變換期間提供的觸發(fā)中由定時偏移在頻率軸上造成的或者由于多路徑延遲波中由大的接收功率所造成的相位偏移對于利用還沒有進行正交變換的那些傳輸碼元來交錯的每個時隙，能夠準(zhǔn)確地檢測。另外，每個時隙中只有一半傳輸碼元進行正交變換，則由于相位偏移，防止了傳輸碼元惡化。在接收信號S25的解調(diào)期間這個特征能夠減少接收信號S25中相位偏移的影響。
另外，解調(diào)電路35能夠?qū)⒔邮招盘朣31A被一個時隙中的信號功率S68的倒數(shù)相乘以便標(biāo)準(zhǔn)化用于解調(diào)的接收碼元S31。
如圖12所示，在使用本發(fā)明的，具有便攜式收發(fā)信機和基站的蜂窩無線通信系統(tǒng)中，假定在網(wǎng)孔80A中，蜂窩電話機81A利用預(yù)定信道與基站82A進行無線通信，同時在相鄰網(wǎng)孔80B，蜂窩電話機81B利用相同的信道與基站82B無線通信。
例如，蜂窩電話機81A正交地變換一部分用于傳輸?shù)男盘栃蛄校l(fā)送該正交變換的信號序列。
此外，蜂窩電話機81B利用與蜂窩電話機81A不同的組合模式正交地變換用于傳輸?shù)男盘栃蛄校l(fā)送此正交變換的信號序列。
在這種情況下，如果基站82A從作為發(fā)送機使用的蜂窩電話機81A中接收傳輸信號CA，蜂窩電話機81A的接收裝置30在開/關(guān)控制器40B的控制之下從根據(jù)在電話機和基站82A之間預(yù)定的變換的碼元序列組合模式接收的信號序列中反向地正交變換已被發(fā)送機正交變換了的信號序列。因此，能準(zhǔn)確地恢復(fù)原始信號序列，而且通過利用DQPSK解調(diào)能準(zhǔn)確地恢復(fù)蜂窩電話機81A發(fā)送的傳輸數(shù)據(jù)。
基站82A不僅接收蜂窩電話機81A發(fā)送的傳輸信號CA而且還接收蜂窩電話機81B發(fā)送的傳輸信號CB。在這種情況中，來自蜂窩電話機81B的傳輸信號CB作為干擾波I，并且如果其信號電平高于來自蜂窩電話機81A的傳輸信號，它就干擾與蜂窩電話機81A的通信。在這種情況中，由于基站82A不能確定信號是否已從蜂窩電話機81A或80B發(fā)送，它就可能錯誤地接收來自蜂窩電話機81B的傳輸信號CB。
反之，如果基站82A接收來自蜂窩電話機81B的傳輸信號CB，對于基站82A，即使根據(jù)變換的碼元組合模式正交地變換接收的信號序列，當(dāng)在基站82A和蜂窩電話機81A之間使用不同的變換的碼元組合模式時來自蜂窩電話機81B的傳輸信號CB也不能恢復(fù)到其原始狀態(tài)。即，如果來自蜂窩電話81B的傳輸信號序列中的每個碼元根據(jù)變換的碼元組合模式被反向地正交變換，并且除非在基站82A和81B中都使用同一個變換的碼元組合模式，那些沒有正交變換的碼元應(yīng)反向正交變換以便進一步隨機化信號序列，由此使它似乎像一個噪音信號以便即使DQPSK解調(diào)也防止恢復(fù)原始接收信號。
因此，在使用本發(fā)明的無線電通信系統(tǒng)中，發(fā)送機根據(jù)在一個時隙中的碼元的正交變換的組合模式將正交變換矩陣與信號序列相乘，所說的時隙在其它基站中被設(shè)置為不同以便于傳輸。而且接收機根據(jù)變換的碼元組合模式在沒有被發(fā)送機(在此情況中，指與所述基站通信的電話機)正交變換的接收信號序列中分離出那些碼元，并且將該碼元與反向正交變換矩陣相乘以便恢復(fù)執(zhí)行正交變換之前的原始信號序列。因此，即使其它基站使用同一個信道通信，這個基站的變換碼元組合模式在傳輸期間被正交變換的時隙中也具有不同的副載波組合，因此，此基站不能反向地正交變換那些未正交變換的接收信號，并因此不能恢復(fù)由其它基站發(fā)送的信號序列。這種特征防止錯誤地恢復(fù)從其它基站發(fā)送的信號序列，以便于事先避免其它通信中的傳輸數(shù)據(jù)的泄漏。
雖然已說明當(dāng)基站82A接收來自蜂窩電話機81B的傳輸信號CB時能夠避免泄漏問題，但當(dāng)基站82B如上所述接收來自窩電話機81A的傳輸信號CA時也能避免泄漏問題。
此外，當(dāng)執(zhí)行改變用于每個時隙的發(fā)送和接收頻段的跳頻時通過執(zhí)行上述信號處理過程，接收機能基本改變每個時隙的SINR(信號與干擾噪音之比率)以便更適當(dāng)?shù)厥垢蓴_波識別為噪音。特別是，在這樣一個蜂窩無線電通信系統(tǒng)中，接收機能將來自不同蜂窩裝置的同一信道的干擾作為噪音對待，并提供希望的加權(quán)以便增加無線電通信系統(tǒng)的容量。
因此，根據(jù)上述配置，發(fā)送機根據(jù)為每個基站設(shè)置的正交變換組合模式正交地變換一些傳輸碼元，并隨機地移位所得的傳輸碼元的相位，應(yīng)用反向富立葉變換以便分配碼元到用于多載波傳輸?shù)?4個副載波的每一個。接收機中的接收裝置30能對接收的信號碼元進行隨機反向相移和正交變換以便在對于希望信號波的干擾波中增加噪音成分的幅度，由此便加權(quán)電路361B準(zhǔn)確地提取干擾波的噪音以便于當(dāng)DQPSK解調(diào)電路35執(zhí)行DQPSK解調(diào)時產(chǎn)生準(zhǔn)確的加權(quán)系數(shù)。因此，當(dāng)此加權(quán)系數(shù)反射在用于最大似然率序列估算的信號上時，能夠改善接收信號中每個時隙的可靠性以便獲得很精確的軟判定最大似然率序列估算。
另外，每個時隙中只有一半傳碼元在解調(diào)期間進行正交變換，解調(diào)電路35能分離出沒有進行正交變換的那些接收信號以便于在該分離的接收信號中準(zhǔn)確地檢測每個碼元的相位偏移，并能利用檢測碼元的相位補償平均值對接收信號進行復(fù)合計算以便于在交錯的接收信號中消除每個時隙的相位偏移。因此，如果在多載波調(diào)制和/或解調(diào)期間定時結(jié)束，對于每時隙，能夠消除接收信號中的相位偏移以便準(zhǔn)確地解調(diào)接收信號。
另外，例如，對于一個基站，正交變換一半碼元并隨機設(shè)置不同的模式。因此，時時隙中雖然只有一半碼元進行正交變換，但與希望波或接收定時偏移模式不同的變換碼元設(shè)置模式導(dǎo)致取代每個時隙中正交變換的碼元以致于使時隙中多于一半的碼元好象已被正交變換。
此外，接收裝置30的正交變換電路34根據(jù)碼元變換信息S75將在接收機上使用的正交變換的逆矩陣僅乘以已被正交變換了的碼元序列，以便于恢復(fù)執(zhí)行正交變換之前的原始信號序列。因此，即使接收來自利用相同信道發(fā)送的不同通信的信號，也能夠防止恢復(fù)在這個通信中發(fā)送的信號序列以便避免在不同的通信中發(fā)送的傳輸數(shù)據(jù)的泄漏。
(2)第二實施例在圖13中，其中相同的部件具有如圖5的相同標(biāo)號，90作為總體代表根據(jù)第二實施例的接收裝置，它只在解調(diào)電路91的配置上不同于根據(jù)第一實施例。如圖14所示，其中相同的部件具有如圖11的相同標(biāo)號，解調(diào)電路91輸入從交變換電路34提供的復(fù)合接收信號S29，到乘法器50和構(gòu)成DQPSK解調(diào)電路92A的延遲電路51。
乘法器50接收已由延遲電路51延遲一個碼元的接收信號S60。乘法器50將輸入接收信號S29復(fù)乘優(yōu)先于第一接收信號S60的接收信號560的共軛值以便從接收信號S29中提取接收碼元S30。然而，由這次相乘提取的接收碼元S30為已經(jīng)DQPSK調(diào)制的碼元信息。接收碼元S30輸入到后來的FIFO緩沖器52，在那兒被順序地存儲。FIFO緩沖器52保持接收碼元S30直到碼元S30的數(shù)量累積達(dá)到一個時隙，并且此后，輸出碼元S30組到隨后的乘法器65。
解調(diào)電路91產(chǎn)生通過利用半電路59得到的噪音功率S66以便在構(gòu)成一個時隙的所有碼元中減少噪音功率565的信號功率，所說的一個時隙是通過利用第一加法電路58累加得到的，并隨后輸出噪音功率S65通過反向計算電路64到減法器93。
另一方面，通過在利用第二加法器電路61累加產(chǎn)生的隨機反向相移電路33中提供的接收信號S29的一個時隙中，加上噪音成分中的功率和實際信號成分中的功率所得到的信號功率S68通過反向計算電路66輸入到減法器93。從而，減法器93從信號功率S68中減去噪音功率S66以便產(chǎn)生諸如以下等式所示的一個值，其中一個時隙的信噪比(SNR)被信號與噪聲功率的和的倒數(shù)相乘。
(S/N)/(S+N)=S/N(S+N)……(5)這個值作為表示一個時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)580輸出到乘法器94。
在從arg71中提供的并具有幅度“1”的復(fù)合值中保持接收碼元529的相位的相位分量平均值，也輸入到乘法器94。乘法器94將表示一個時隙可靠度的加權(quán)系數(shù)580乘以接收碼元529中相位分量的平均值S76，并輸出得到的加權(quán)系數(shù)乘法器65。
乘法器65將平均值S76與從FIFO緩沖器52中輸出的接收碼元S30相乘以便利用這個具有接收碼元S30的共軛值的乘積產(chǎn)生接收信號540。因此，具有利用簡化的配置用于以信噪功率比(SNR)加權(quán)的解調(diào)電路91能最小化電路的總尺寸，產(chǎn)生反映時隙可靠度的接收碼元S40，并檢測接收碼元中的相位偏移以便消除它。
因此，根據(jù)上述配置，從解調(diào)電路91輸出到時隙連接電路14的接收碼元S40利用由簡化電路配置產(chǎn)生的信噪功率比(SNR)被加權(quán)，以響應(yīng)接收時隙的可靠性。另外，如果有任何相位偏移，通過利用一個時隙中所有接收碼元中的相位分量平均值就消除該相位偏移，由此由隨后的維特比解碼電路16提供的最大似然率序列估算的準(zhǔn)確度能進一步提高。(3)其它實施例雖然上述實施例為蜂窩無線電通信系統(tǒng)中的每個基站設(shè)置不同的正交變換碼元組合模式，但本發(fā)明不僅僅局限于此方面，而可以為每個通信信道設(shè)置具體的變換碼元組合模式。另外，可以為每時隙設(shè)定不同的變換碼元組合模式。因此，對每個通信能安排特定的變換碼元組合模式以區(qū)別開每個通信，能取得如上所述的相同的效果。
此外，在上述實施例中，在正交變換了的每個時隙中的那些碼元與沒有正交變換的那些碼元之比率設(shè)定為1比1(根據(jù)第一實施例，每組的碼元數(shù)為12)。但是，本發(fā)明不局限于這個方面，而是可用于比率設(shè)定為各種值諸如1比2，2比3和1比4的情況。
此外，已結(jié)合標(biāo)準(zhǔn)正交矩陣描述了上述實施例。然而，本發(fā)明不局限于這個方面，而是也可以使用非標(biāo)準(zhǔn)的任意數(shù)的正交矩陣。不管使用何種正交矩陣，只要使用正交矩陣來正交變換信號序列就能得到相同的效果。
此外，上述實施例執(zhí)行跳頻，即根據(jù)已知模式隨機地改變頻率信道。然而，本發(fā)明不局限于此方面，而是也能夠用于頻率信道可能是固定的情況，只要環(huán)境是防止受干擾波影響即可。
此外，上述實施例通過允許加權(quán)電路36B將構(gòu)成編碼比特序列的接收信號與經(jīng)過平方電路60、累加電路61、和反向計算電路66確定的反向值S73相乘來較正功率。然而，本發(fā)明不局限于這個方面，而且也能用于省略較正的情況。
在上述實施例中，加權(quán)電路36B根據(jù)一個時隙中噪音和信號功率之和確定信號與噪音功率之比率S/N。然而，本發(fā)明不局限于這個方面，而是也可以用于根據(jù)一個時隙中信號和噪音功率的平均值計算信號與噪音功率S/N的情況。因此，能得到相同的效果。
此外，上述實施例使用卷積編碼電路2作為編碼電路以及維特比解碼電路作為解碼電路。然而，本發(fā)明不局限于這個方面，而是也能用于執(zhí)行不同的編碼諸如turbo編碼的不同編碼或解碼電路。只要發(fā)送機使用增加內(nèi)部序列間距的編碼同時接收機使用利用最大似然率序列估算解碼編碼的比特序列的編碼/解碼方法來解碼就能提供相同的效果。
此外，上述實施例將此發(fā)明用于無線電通信系統(tǒng)諸如蜂窩電話系統(tǒng)中。然而，本發(fā)明不局限于此方面，而是也可以用于其它無線通信系統(tǒng)中，例如，無繩電話系統(tǒng)。
此外，上述實施例利用DQPSK調(diào)制作為調(diào)制傳輸數(shù)據(jù)的方法。然而，本發(fā)明不局限于此方面，而是也可以使用其它不同的調(diào)制方法，例如，差分雙相位相位偏差調(diào)制。因此，解調(diào)電路35或91能準(zhǔn)確地檢測相位偏移而不需要通過在連續(xù)地接收的接收碼元中使用該差別累積以此消除相位偏差。
另外，上述實施例將此發(fā)明應(yīng)用于具有利用分配信號序列到多個副載波的通信方法的無線通信系統(tǒng)，用來重疊、變換得到的傳輸信號的頻率為預(yù)定信道以便傳輸，并在每個預(yù)定定時隨機地改變傳輸信號的信道。然而，本發(fā)明并不局限于此方面，而是也可用于采用其它通信方法的無線電通信系統(tǒng)。只要其中當(dāng)使用相同的信道進行至少兩個通信時共波道干擾可能出現(xiàn)，通信電波相互干擾，本發(fā)明就能允許干擾波作為噪音對待。
如上所述，發(fā)送機分離出一部分信號序列，并根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式正交地變換這個部分，在信息單元中通過預(yù)定信道發(fā)送信號序列。接收機通過同一信道在信息單元中接收該信號序列，并只反向地正交變換由對應(yīng)于組合模式的發(fā)送機正交變換了的信號序列部分以便于恢復(fù)信號序列。這個配置提供一種通信方法，發(fā)送和接收裝置和蜂窩無線電通信系統(tǒng)，其中帶有來自組合模式的希望波的干擾波能準(zhǔn)確地作為噪音對待，并且其中如果其它通信使用相同的信道，則能避免通信泄漏。
雖然已經(jīng)結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了描述，對本專業(yè)的技術(shù)人員來說，作出各種改變和修改是顯而易見的，因此由后附的權(quán)利要求書所復(fù)蓋的各種改變和修改都將落入本發(fā)明的真正精神和范圍之中。
權(quán)利要求
1.一種通信方法，其中發(fā)送機根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式分離出在預(yù)定信息單元中發(fā)送的部分信號序列，并在通過所述信息單元中的預(yù)定通道發(fā)送所述信號序列之前只正交變換所述被分離的部分；和接收機通過所述信道在所述信息單元中接收該信號序列并只反向地正交變換被設(shè)置為由所述發(fā)送機正交變換的并且對應(yīng)于所述組合模式的所述部分信號序列以便恢復(fù)執(zhí)行正交變換之前呈現(xiàn)的所述信號序列。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的通信方法，其中所述發(fā)送機在所述信息單元中發(fā)送信號序列之前編碼所述信號序列；所述接收機根據(jù)經(jīng)過反向正交變換所恢復(fù)的所述信號序列產(chǎn)生所述通信可靠度的一個加權(quán)系數(shù)并將該加權(quán)系數(shù)乘入到所述信號序列中；和所述接收機通過對反映所述可靠性的所述信號序列進行最大似然率序列估算因此恢復(fù)所述信號序列。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的通信方法，其中通過計算所述信息單元中所述信息碼元組中的信號功率和包含在所述信息單元中所述信息碼元組中的噪音功率并隨后根據(jù)信號功率和所述噪音功率計算所述信息單元中的信噪功率比，來獲得所述加權(quán)系數(shù)。
4.一種通信方法，其中；發(fā)送機對信息單元中的所述信號序列進行預(yù)定的調(diào)制以便產(chǎn)生信息碼元組，根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式分離出所述信息碼元組部分以便只正交地變換所述分離的部分；和在多載波傳輸之前利用形成頻率信道的多個副載波調(diào)制每個所述正交變換的信息碼元；和接收機根據(jù)所述通信模式執(zhí)行正交變換，分離出還沒有正交變換的所述接收信息碼元的那些接收信息碼元，以便計算信息碼元中的相位分量信息，并在多載波發(fā)送所述信息碼元組之前將該相位分量信息乘到每個所述信息碼元中，由此去掉在每個信息碼元中可能出現(xiàn)的相位偏移。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的通信方法，其中所述接收機根據(jù)經(jīng)過正交變換所恢復(fù)的所述信號序列產(chǎn)生表示所述通信可靠性的加權(quán)系數(shù)；和根據(jù)所述加權(quán)系數(shù)值將所述相位分量信息乘到所述信息碼元。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的通信方法，其中通過計算所述信息單元中所述信息碼元組中的信號功率和包含在所述信息單元中所述信息碼元組中的噪音功率并隨后根據(jù)信號功率和所述噪音功率計算所述信息單元中的信噪功率比，來獲得所述加權(quán)系數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求4的通信方法，其中所述發(fā)送機隨機地位移用于每個通信信道的所述信號序列的相位；和所述接收機利用與所述發(fā)送機中相同的隨機相位反向地移位所述接收信號序列的相位。
8.一種發(fā)送裝置包含一個正交變換控制部分，用于根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式分離出在預(yù)定的信息單元中發(fā)送的部分信號序列；一個正交變換部分，用于只正交變換在所述正正交變換控制部分的控制之下分離出來的所述信號序列部分；和一個發(fā)送部分，用于通過所述信息單元中的預(yù)定信道發(fā)送所述信號序列。
9.在發(fā)送機中可操作的一種發(fā)送裝置，包含一個信息碼元發(fā)生部分，用于對信息單元中的所述信號序列進行預(yù)定的調(diào)制；一個正交變換部分，用于根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式分離出所述信息碼元組部分并只正交地變換所述分離的部分；和一個發(fā)送部分，用于在執(zhí)行多載波傳輸之前利用形成頻率信道的多個副載波調(diào)制每個所述正交變換的信息碼元。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的發(fā)送裝置，包含在所述發(fā)送機中可操作的一個相移裝置，用于隨機地移位用于每個通信信道的所述信號序列的相位。
11.一種接收裝置包含一個接收部分，用于接收來自發(fā)送機的信號序列，根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式，接收具有被發(fā)送機和正交變換了的信號序列部分，在信息單元中通過預(yù)定信道接收被發(fā)送機發(fā)送了的信號序列；和一個反向正交變換部分，用于只反向地正交變換被設(shè)定為由所述發(fā)送機正交變換了的并對應(yīng)于所述組合模式的所述信號序列部分以便恢復(fù)執(zhí)行正交變換之前出現(xiàn)的所述信號序列。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的接收裝置包含一個接收部分，用于接收已被所述發(fā)送機編碼的信號序列，所述的發(fā)送機在所述信息單元中發(fā)送它；一個加權(quán)系數(shù)產(chǎn)生部分，用于根據(jù)通過反向正交變換所恢復(fù)的所述信號序列產(chǎn)生表示所述通信可靠性的一個加權(quán)系數(shù)；一個乘法部分，用于將所述加權(quán)系數(shù)乘到所述信號序列中以便在所述信號序列中所映所述可靠性；和一個恢復(fù)部分，用于對反映所述可靠性的所述信號序列進行最大似然率序列估算。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的接收裝置，其中通過計算所述信息單元中所述信息碼元組中的信號功率和包含在所述信息單元中所述信息碼元組中的噪音功率并隨后根據(jù)信號功率和所述噪音功率計算所述信息單元中的信噪功率比，所述加權(quán)系數(shù)產(chǎn)生部分獲得所述加權(quán)系數(shù)。
14.一種接收裝置包含一個接收部分，用于接收通過發(fā)送機對信息單元中的所述信號序列進行預(yù)定的調(diào)制所取得的信息碼元以便產(chǎn)生信息碼元，根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式只正交地變換已被發(fā)送機分離出的所述信息碼元的那些信息碼元，并在多載波傳輸之前利用形成頻率信道的多個副載波調(diào)制每個所述正交變換的信息碼元；一個相位分量計算部分，用于分離出由所述接收機接收的還沒有被正交變換的所述信息碼元的那些信息碼元以便計算信息碼元中的相位分量信息；和一個相位偏移去掉部分，用于在多載波發(fā)送所述信息碼元組之前將相位分量信息乘入到所述信息碼元中，由此去掉在每個信息碼元中可能出現(xiàn)的相位偏移。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的接收裝置，其中該裝置在所述接收機上可操作，并包含一個加權(quán)系數(shù)產(chǎn)生部分，用于根據(jù)通過正交變換所恢復(fù)的所述信號序列產(chǎn)生表示所述通信可靠性的加權(quán)系數(shù)；和一個乘法部分，用于根據(jù)所述加權(quán)系數(shù)值將所述相位分量信息乘入所述信息碼元中。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的接收裝置，其中，通過計算所述信息單元中所述信息碼元組中的信號功率和包含在所述信息單元中所述信息碼元組中的噪音功率并隨后根據(jù)信號功率和所述噪音功率計算所述信息單元中的信噪功率比，所述加權(quán)系數(shù)產(chǎn)生部分獲得所述加權(quán)系數(shù)。
17.根據(jù)權(quán)利要求14的接收裝置，包含一個反向相移裝置，在所述接收機中可操作，用于利用如在所述發(fā)送機中一樣相同隨機相位值反向地移位所述接收信號序列的相位。
18.一種蜂窩無線電通信系統(tǒng)其中一個預(yù)定區(qū)域被劃分為希望大小的網(wǎng)孔，每個網(wǎng)孔裝有基站并且其中移動站與該移動站所在的網(wǎng)孔中的基站直接通信，其中只有在發(fā)送端從所述基站發(fā)送到在預(yù)定信息單元中的所述移動站的，根據(jù)在所述基站和移動站之間設(shè)定的變換碼元組合模式分離出來的信息比特序列的那部分在該信息比特序列通過在所述信息單元中的預(yù)定信道發(fā)送之前被正交變換并且由接收機端的移動站通過所所述信息單元中的信道接收的，根據(jù)在所述基站和移動站之間設(shè)定的所述組合模式分離出來的信息比特部分被反向地正交變換以便恢復(fù)原始序列。
19.一種蜂窩無線電通信系統(tǒng)其中預(yù)定的區(qū)域被劃分為希望大小的網(wǎng)孔，每個網(wǎng)孔裝有一個基站，并且其中移動站直接地與移動站所在的網(wǎng)孔中的基站通信，其特征在于只有在發(fā)送端從所述移動站發(fā)送到在預(yù)定信息單元中的所述基站的，根據(jù)在所述基站和移動站之間設(shè)定的變換碼元組合模式分離出來的信息比特序列的那部分，在該信息比特序列通過所述信息單元中的預(yù)定信道發(fā)送之前被正交變換，并且其中由接收機端的基站通過所述信息單元中的信道接收的，根據(jù)在所述基站和移動站之間設(shè)定的所述組合模式分離出來的信息比特部分被反向地正交變換以便恢復(fù)原始序列。
全文摘要
本發(fā)明涉及通信方法,發(fā)送或接收裝置,和蜂窩無線電通信系統(tǒng),其中干擾接收信號所希望的波的波能被準(zhǔn)確地作為噪音對待。發(fā)送機根據(jù)在發(fā)送機和接收機之間設(shè)定的預(yù)定組合模式分離出信號序列部分,并且在通過信息單元中的預(yù)定信道發(fā)送該信號序列之前正交地變換此部分,而接收機在信息單元中通過相同的信道接收該信號序列并只反向地正交變換被設(shè)定為由發(fā)送機正交變換的,并對應(yīng)于組合模式的信號序列部分以便恢復(fù)該信號序列。因此,干擾指定希望的波能夠準(zhǔn)確地作為噪音對待。
文檔編號H04B14/00GK1212594SQ98117500
公開日1999年3月31日 申請日期1998年8月18日 優(yōu)先權(quán)日1997年8月19日
發(fā)明者迫田和之, 鈴木三博 申請人:索尼公司